KR20210150248A - 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 lcd 포워드 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터를 개시하며, 여기에는 포워드 컨버터 메인 회로 및 에너지 전달 전송 회로가 포함되고, 상기 포워드 컨버터 메인 회로는 고주파 변압기 T, 스위치 트랜지스터 S, 다이오드 D1, 다이오드 D2, 인덕터 L1 및 커패시터 C1를 포함하고, 상기 에너지 전달 전송 회로는 다이오드 D3, 커패시터 C2, 다이오드 D4 및 인덕터 L2를 포함한다. 본 발명의 회로는 구조가 간단하고 신뢰성이 높으며, 전달 전송 회로의 인덕터에 단방향 전도성 다이오드가 직렬로 연결되어, 출력단 에너지의 역류를 방지할 수 있고, 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터의 무효전력 손실을 줄이고, 여기 에너지와 포워드 에너지의 전송과 전달을 구현할 수 있으며, 에너지 전송 효율을 향상시킨다. 또한 스위치 트랜지스터의 소프트 턴 오프(soft turn off)를 구현하고 다이오드의 역방향 회복 문제를 제거하며 스위치와 다이오드의 손실을 더욱 줄여 전반적인 효율을 향상시킬 수 있다.

Description

출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터 {FORWARD CONVERTER WITH SECONDARY LCD CONNECTED IN SERIES TO REALIZE EXCITATION ENERGY TRANSFER}
본 발명은 스위치 전원 기술 분야에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터에 관한 것이다.
많은 분리형 스위치 전원 변환 토폴로지에서, 플라이백 컨버터에 비해 포워드 컨버터는 출력 크기가 변압기 저장 에너지의 능력에 제한되지 않으며, 하프 브리지 및 풀 브리지 컨버터에 비해 포워드 컨버터는 사용되는 부품의 수가 적고 회로가 단순하며 비용이 저렴하고 신뢰성이 높다. 따라서 포워드 컨버터는 그 구조가 상대적으로 간단하고 비용이 낮으며 입/출력 분리되고 작업 신뢰도가 높은 여러 가지 장점으로 인해 중소 출력 전기 에너지 변환 용도에 더욱 적합해 업계에서 주목하고 있다.
그러나 단일 트랜지스터 포워드 컨버터의 경우, 정방향 여기 상태에서 작동하기 때문에 고주파 변압기 자기 코어가 단방향으로 자화되며, 그 자체에는 자기 리셋 기능이 없으므로 자기 코어 포화 문제가 발생할 수 있다. 자기 포화의 결과로 스위치 트랜지스터를 통해 흐르는 전류가 급격히 증가하고, 심한 경우 스위치 트랜지스터가 훼손되어 포워드 컨버터의 사용 조건을 크게 제한하고 대규모로 사용할 수 없게 되므로, 전용 자기 리셋 회로나 에너지 전달 회로를 추가하여 자기 코어 포화를 피해야 한다.
자기 리셋 회로의 주요 작동 메커니즘은 각 사이클의 스위치 턴 오프 시간 동안 여기 에너지를 전달하는 것인데, 이는 다른 소자 상에서 소모되거나 입력 전원으로 반환되거나 부하단으로 전송될 수 있다. 종래의 포워드 컨버터에 채택되는 자기 리셋 회로는 종류가 비교적 많은데 크게 세 가지로 나뉜다. 첫 번째 유형은 입력단에 리셋 권선을 연결하여 에너지를 입력 전원으로 되돌리는 것이다. 두 번째 유형은 변압기 1차측에 RCD, LCD 등 리셋 회로를 연결하여 에너지를 소비시키거나 입력단으로 돌아가는 것이다. 세 번째 유형은 2차측에 리셋 조치를 채택하여 에너지를 출력단으로 전달하는 것이다. 종래의 RCD 클램핑 회로는 비교적 간단하나 클램핑 저항에서 여기 에너지가 소비되어 시스템의 전체 효율을 향상시키기 어렵다는 단점이 있다. 능동 클램핑 기술로 자기 리셋을 구현하는 것은 성능이 우수한 방법이나, 컨버터 회로의 복잡성, 설계 난이도 및 비용을 증가시킨다. 자기 리셋 권선 리셋 방법은 기술이 숙련되고 신뢰할 수 있고 여기 에너지는 입력 전원으로 되돌릴 수 있으나, 자기 리셋 권선은 변압기 구조의 복잡성을 증가시키고 출력 스위치 트랜지스터의 전압 스트레스를 증가시킨다.
종래의 2차측 리셋 방법은 리셋 권선 또는 회로 복잡성이 증가하여 변압기 또는 회로 설계와 제조 난이도 및 비용이 증가하거나, 에너지를 전달하기 위해 더 많은 다이오드를 통과해야 하므로 회로 손실이 증가하거나, 포워드 인덕터의 작업 모드 또는 기타 전기 성능 지표에 영향을 주어 고출력 전송에 유익하지 않다. 따라서 포워드 컨버터의 보급을 더욱 넓히고 자기 리셋 문제를 해결하며 포괄적인 성능을 개선하고 다른 리셋 방법의 단점을 해결하기 위해 새로운 자기 리셋 방법에 대한 연구는 지속적인 논의가 필요한 주제이다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 상술한 종래 기술의 단점을 고려하여 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터를 제공하는 것이다. 종래의 자기 리셋 회로 여기 에너지의 이용률이 낮고 회로 구성이 복잡하며 소모가 크고 효율이 낮은 문제를 해결하고, 종래의 2차측 리셋이 포워드 인덕터 작업 모드에 영향을 미치는 문제를 해결한다.
상기 기술적 문제를 해결하기 위하여, 본 발명에서 채택하는 기술적 해결책은 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터를 제공하는 것이며, 여기에는 포워드 컨버터 메인 회로(1) 및 포워드 컨버터 메인 회로(1)에 연결된 에너지 전달 전송 회로(2)가 포함되고, 상기 포워드 컨버터 메인 회로(1)는 고주파 변압기 T, 스위치 트랜지스터 S, 다이오드 D1, 다이오드 D2, 인덕터 L1 및 커패시터 C1를 포함하고, 상기 고주파 변압기 T 1차측의 동명단은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 양극 전압 입력단 IN+이고 외부 전원의 양극 출력단에 연결되고, 상기 고주파 변압기 T 1차측의 이명단은 스위치 트랜지스터 S의 드레인 전극에 연결되고, 상기 스위치 트랜지스터 S의 소스 전극은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 음극 전압 입력단 IN-이고 외부 전원의 음극 출력단에 연결되며, 상기 스위치 트랜지스터 S의 게이트 전극은 외부 컨트롤러의 출력단에 연결되고, 상기 고주파 변압기 T 2차측의 동명단은 다이오드 D1의 양극에 연결되고, 상기 다이오드 D1의 음극은 다이오드 D2의 음극 및 인덕터 L1의 일단에 연결되고, 상기 인덕터 L1의 다른 일단은 커패시터 C1의 일단에 연결되며 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 양극 전압 출력단 OUT+이고, 상기 고주파 변압기 T 2차측의 이명단은 다이오드 D2의 양극 및 커패시터 C1의 다른 일단에 연결되고 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 음극 전압 출력단 OUT-이고, 상기 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 음극 전압 출력단 OUT-은 접지된다. 상기 에너지 전달 전송 회로(2)는 다이오드 D3, 커패시터 C2, 다이오드 D4 및 인덕터 L2를 포함하고, 상기 다이오드 D3의 양극은 다이오드 D2의 양극에 연결되고, 상기 다이오드 D3의 음극은 커패시터 C2의 일단에 연결되고, 상기 커패시터 C2의 다른 일단은 다이오드 D1의 양극에 연결되고, 상기 다이오드 D4의 양극은 다이오드 D3의 음극에 연결되고, 상기 다이오드 D4의 음극은 인덕터 L2의 일단에 연결되고, 상기 인덕터 L2의 다른 일단은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 양극 전압 출력단 OUT+에 연결된다.
여기에서, 비교적 바람직하게는, 상기 다이오드 D1 및 D2는 고속 회복 다이오드이다.
여기에서, 비교적 바람직하게는, 상기 스위치 트랜지스터 S는 완전 제어형 출력 반도체 소자이다.
여기에서, 비교적 바람직하게는, 상기 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터의 커패시터 C2와 인덕터 L2는 제1 선택 단계에 따라 선택되며, 구체적인 단계는 하기와 같다.
단계 101: 여기 에너지 저장 커패시터 C2의 커패시턴스 값 C 2을 선택한다.
단계 102: 컨버터의 입력 전압을 결합하고, 커패시터 C2의 내전압 값 V C2,max을 계산한다.
단계 103: 커패시턴스 값이 C 2이고 내전압 값이 V C2,max보다 큰 커패시터를 커패시터 C2로 선택한다.
단계 104: 인덕터 L2의 인덕턴스 값 L 2의 범위를 결정한다.
단계 105: 포워드 기간 동안 인덕터 L2를 흐르는 전류의 최댓값과 플라이백 기간 동안 최댓값을 결합하여 인덕터 L2를 흐르는 최대 전류 I L2,max를 결정한다.
단계 106: 견딜 수 있는 최대 전류가 I L2,max보다 크고 값 범위가 단계 104에서 결정된 범위를 충족시키는 인덕터를 인덕터 L2로 선택한다.
여기에서 비교적 바람직하게는, 상기 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터의 다이오드 D3는 제2 선택 단계에 따라 선택되고, 여기에서 상기 제2 선택 단계의 단계는 하기 단계를 포함한다.
단계 201: 다이오드 D3를 흐르는 최대 전류 I D3,max를 계산한다.
단계 202: 다이오드 D3의 내전압 값 VD3,max을 계산한다.
단계 203: 다이오드 D3를 흐르는 최대 전류 I D3,max와 다이오드 D3의 내전압 값 VD3,max에 따라 다이오드 D3를 선택한다.
여기에서 비교적 바람직하게는, 상기 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터의 다이오드 D4는 제3 선택 단계에 따라 선택하고, 여기에서 상기 제3 선택 단계의 단계는 하기 단계를 포함한다.
단계 301: 다이오드 D4를 흐르는 최대 전류 I D4,max를 계산한다.
단계 302: 다이오드 D4의 내전압 값 V D4,max을 계산한다.
단계 303: 다이오드 D4를 흐르는 최대 전류 I D4,max와 다이오드 D4의 내전압 값 V D4,max에 따라 다이오드 D4를 선택한다.
종래 기술과 비교하여, 본 발명은 다음과 같은 장점을 갖는다.
1. 본 발명의 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터는 회로 구조가 간단하고 2차측 병렬 LCD를 채택함으로써, 여기 에너지 및 포워드 에너지의 전달과 전송을 구현하여, 출력 에너지 역류를 방지할 수 있으며, 설계가 합리적이고 에너지 이용률이 높으며 사용하기 편리하고 비용이 저렴하다.
2. 본 발명은 포워드 컨버터 회로와 플라이백 컨버터 회로의 장점을 결합할 수 있으며 입력 및 출력이 전기적으로 절연되어 다중 출력을 구현하기가 용이하고 전체 회로 전력 소비가 낮으며 실용성이 강하다.
3. 본 발명은 작업 안정성과 신뢰성이 높고 소자가 단순하며 출력이 낮고 변압기 이용률과 에너지 전송 효율이 높으며 사용수명이 길고 보급시키기가 용이하다.
4. 본 발명은 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터의 저전압 턴 오프, 심지어 제로 전압 턴 오프를 구현하고, 스위치 트랜지스터의 턴 오프 손실을 줄이며, 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터의 효율을 향상시킬 수 있다.
5. 본 발명은 다이오드의 역방향 회복 문제를 해소하고 다이오드의 손실을 감소시킬 수 있다.
6. 인덕터 L1는 CCM에서 작동할 수 있어 고출력 전송에 적합하다.
7. 본 발명의 여기 에너지 전달 회로는 포워드 에너지를 더 전송할 수 있고, 출력 전송을 분산시킬 수 있으며, 고출력 응용에 적합하다.
8. 본 발명은 종래의 대다수 2차측 자기 리셋 포워드 컨버터와 비교할 때 포어드 인덕터를 연속 전도성 모드에서 작동시킬 수 있으며, 종래의 포워드 컨버터와 비교할 때 더 큰 출력 상황에 적용할 수 있다.
9. 본 발명의 에너지 전달 전송 회로의 인덕터는 단방향 전도성 다이오드에 직렬로 연결되어, 출력단 에너지 역류를 방지하고 손실을 줄이며 효율을 더욱 향상시킬 수 있다.
10. 스위치 전원에 본 발명을 사용하면 스위치 전원의 작업 안전성과 신뢰성이 높아지며, 에너지 전달 전송 회로는 에너지 이용률이 향상되고, 컴퓨터, 의료 통신, 산업 제어, 항공 우주 장비 등 분야에 널리 사용될 수 있으므로, 본 발명은 보급 및 적용 가치가 비교적 높다.
상기 내용을 요약하면, 본 발명은 회로 구조가 간단하고 구현하기 용이하며 비용이 저렴하고 작업 모드가 간단하며 작업 안정성 및 신뢰성이 높고 사용 수명이 길며 출력이 낮고 변압기 이용률과 에너지 전송 효율이 높고, 스위치 전원의 작업 안전성과 신뢰성을 향상시킬 수 있어 실용성이 강하고 보급 및 적용 가치가 높다.
이하에서는 첨부 도면 및 실시예를 통해 본 발명의 기술적 해결책을 더욱 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터의 회로 원리도이다.
도 1에서 도시하는 바와 같이, 본 발명에 따른 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터는 포워드 컨버터 메인 회로(1) 및 포워드 컨버터 메인 회로(1)에 연결된 에너지 전달 전송 회로(2)를 포함하고, 상기 포워드 컨버터 메인 회로(1)는 고주파 변압기 T, 스위치 트랜지스터 S, 다이오드 D1, 다이오드 D2, 인덕터 L1 및 커패시터 C1를 포함하고, 상기 고주파 변압기 T 1차측의 동명단은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 양극 전압 입력단 IN+이고 외부 전원의 양극 출력단에 연결되고, 상기 고주파 변압기 T 1차측의 이명단은 스위치 트랜지스터 S의 드레인 전극에 연결되고, 상기 스위치 트랜지스터 S의 소스 전극은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 음극 전압 입력단 IN-이고 외부 전원의 음극 출력단에 연결되며, 상기 스위치 트랜지스터 S의 게이트 전극은 외부 컨트롤러의 출력단에 연결되고, 상기 고주파 변압기 T 2차측의 동명단은 다이오드 D1의 양극에 연결되고, 상기 다이오드 D1의 음극은 다이오드 D2의 음극 및 인덕터 L1의 일단에 연결되고, 상기 인덕터 L1의 다른 일단은 커패시터 C1의 일단에 연결되며 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 양극 전압 출력단 OUT+이고, 상기 고주파 변압기 T 2차측의 이명단은 다이오드 D2의 양극 및 커패시터 C1의 다른 일단에 연결되며 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 음극 전압 출력단 OUT-이고, 상기 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 음극 전압 출력단 OUT-은 접지된다. 상기 에너지 전달 전송 회로(2)는 다이오드 D3, 커패시터 C2, 다이오드 D4 및 인덕터 L2를 포함하고, 상기 다이오드 D3의 양극은 다이오드 D2의 양극에 연결되고, 상기 다이오드 D3의 음극은 커패시터 C2의 일단에 연결되고, 상기 커패시터 C2의 다른 일단은 다이오드 D1의 양극에 연결되고, 상기 다이오드 D4의 양극은 다이오드 D3의 음극에 연결되고, 상기 다이오드 D4의 음극은 인덕터 L2의 일단에 연결되고, 상기 인덕터 L2의 다른 일단은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 양극 전압 출력단 OUT+에 연결된다. 구체적인 실시에 있어서, 부하 RL는 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 양극 전압 출력단 OUT+과 음극 전압 출력단 OUT- 사이에 연결된다. 상기 포워드 컨버터 메인 회로(1)에서 인덕터 L1와 커패시터 C1는 모두 필터링에 사용된다.
본 실시예에 있어서, 상기 다이오드 D1 및 D2는 고속 회복 다이오드이다. 다이오드 D2는 프리휠링(freewheeling)에 사용된다.
본 실시예에 있어서, 상기 스위치 트랜지스터 S는 완전 제어형 출력 반도체 소자이다.
본 실시예의 작동 원리는 하기와 같다.
본 실시예의 작동 원리를 분석하기 전에, 포워드 인덕터 L1는 CCM에 작동하고, 보조 인덕터 L2 및 변압기 2차측 인덕터 Lw2는 DCM에서 작동한다고 가정한다. 여기에서 스위치 트랜지스터의 턴 오프 기간과 턴 온 기간으로 나누어 본 실시예의 작동 원리를 분석한다. 원리 설명의 편의를 위하여, 커패시터 C2의 경우 전압은 왼쪽이 음이고 오른쪽이 양인 것을 정방향 전압, 왼쪽이 양이고 오른쪽이 음인 것을 역방향 전압으로 가정하며, 2차측 권선 w2의 경우 전류는 아래쪽에서 위쪽을 향한 것을 정방향 전류, 위쪽에서 아래쪽을 향한 것을 역방향 전류로 가정한다.
첫째, 턴 온 기간 동안 스위치 트랜지스터 S의 작동 원리
스위치를 턴 온하기 전에 C2 정방향 저장 에너지가 부하로 완전히 방출되고, C2 양단 전압이 0이며, L2 전류가 0으로 떨어지고, 인덕터 L1는 프리휠링을 유지한다고 가정한다. D2가 턴 온되고 D1, D3 및 D4가 턴 오프된다.
제1 단계: 포워드 에너지 전송, L2 에너지 저장 단계
스위치가 턴 온된 후, 입력 전압 Vi이 변압기의 1차측 권선 양단에 인가되고, 2차 권선 w2에 연결된 전압은 위가 양이고 아래가 음이며, D1과 D4가 턴 온되고, 포워드 에너지는 두 분기 회로를 거쳐 부하로 전송되고, 하나는 D1과 L1을 거쳐 부하로 전송된 후 L1 전류가 선형으로 상승한다. 다른 하나는 C2, D4, L2를 거쳐 부하로 에너지를 전달한 후, C2 양단 전압이 0에서 역방향으로 충전되기 시작하고(A 지점은 양), 커패시터 C2의 역방향 전압이 Vi/n-Vo로 상승할 때까지 L2의 전류가 곡선으로 상승하여, L2 전류가 최댓값에 도달하면 해당 단계가 종료된다.
제2 단계: 포워드 에너지 전송, L2 에너지 방출 단계
L2 전류가 최댓값으로 상승한 후 이 단계로 진입한다. 그 후 D1과 D4는 여전히 턴 온 상태를 유지하고, 포워드 에너지는 여전히 D1과 L1 분기 회로와 C2, D4와 L2 분기 회로를 통해 부하로 에너지를 전달하고, L1 전류는 계속해서 선형 상태를 유지하며 상승한다. 차이점은 이 때 L2 전압은 오른쪽이 양이고 왼쪽이 음이며, 인덕터 L2는 에너지를 방출하기 시작하며, L2 전류는 L2 전류가 0으로 떨어질 때까지 최댓값에서 감소하기 시작하며, C2 전압은 역방향 최댓값에 도달하며, 저전압 턴 오프를 구현하기 위하여 조건을 만든다.
둘째, 턴 오프 기간 동안 스위치 트랜지스터 S의 작동 원리
제1 단계: 스위치 트랜지스터 저전압 턴 오프
스위치 트랜지스터가 턴 온에서 턴 오프로 전환되는 과정에서, 여기 전류 + 2차측 반사 전류는 스위치 트랜지스터의 기생 용량을 충전하고, 변압기의 1차측과 2차측 전압이 감소하며, 2차측 전압이 C2의 역방향 전압과 동일하게 감소할 때 해당 단계가 종료된다. 이 단계에서 스위치 트랜지스터가 견디는 전압은 Vi-nVC2(Vi 입력 전압, VC2는 C2 역방향 최대 전압, n은 변압기 변성비)이므로, 스위치 트랜지스터가 견디는 전압이 Vi보다 훨씬 작아, 저전압 턴 오프를 구현한다(특정 파라미터 하에서 제로 전압 턴 오프도 구현할 수 있음). 이 단계에서 D1은 턴 온을 유지하고 D2, D3 및 D4는 턴 오프된다.
제2 단계: 커패시터 C2 역방향 저장 에너지 방출
2차측 전압이 C2 역방향 전압과 동일하게 감소한 후, D3이 턴 온되고 C2가 역방향 저장 에너지를 방출하기 시작한다. 이때 D1은 턴 온을 유지하고 C2의 역방향 저장 에너지는 2개의 루프를 통해 방출된다. 하나는 커패시터 C2가 D1, L1, RL 및 D3을 거쳐 에너지를 방출하며, 이는 다이오드 D1가 즉시 턴 오프되지 않도록 만들지만 D2는 배압을 받아 차단된다. 다른 하나는 C2가 w2와 D3을 거쳐 에너지를 방출한다. C2가 역방향 전압이 0이 될 때까지 방전되면, 변압기의 1차측 및 2차측 전압도 동시에 0으로 감소하고, C2의 역방향 저장 에너지 방출이 완료되며 이 단계가 종료된다. 이 단계에서 D4는 턴 오프 상태로 유지되고, 인덕터 L2 전류는 0으로 유지된다. D1은 제로 전압, 제로 전류 턴 오프를 구현하고, D2는 제로 전압, 제로 전류 턴 온을 구현한다.
제3 단계: 커패시터 C2 정방향 저장 에너지
커패시터 C2의 역방향 전압 값이 0으로 떨어지면, D3은 여전히 턴 온이 유지되고, 변압기 2차측 권선의 역방향 전류는 커패시터 C2을 정방향 충전하고, 그 정방향 전압은 2차측 권선에 연결된 전류가 0이 될 때까지 0에서 증가하기 시작하면, C2의 정방향 전압이 최댓값에 도달하고 변압기는 자기 리셋을 완료하며 이 단계가 종료된다.
제4 단계: C2는 L2를 거쳐 RL로 에너지를 전달
커패시터 C2의 정방향 전압이 최대로 상승한 후, 여기 전류가 0으로 감소하며, 그 후 D3가 턴 오프되고, 만약 C2 정방향 전압이 Vo보다 높으면 D4가 턴 온되고, C2 정방향 저장 에너지는 L2를 거쳐 부하 RL로 전달되고, C2 양단 전압이 0으로 떨어질 때까지 커패시터 전압이 천천히 떨어지며 이 단계가 종료된다. 이 과정에서 D2는 여전히 턴 온이 유지되고, L1은 계속해서 선형으로 감소한다.
제5 단계: L2 프리휠링이 RL로 에너지를 전달
커패시터 C2 정방향 전압이 0으로 떨어진 후 D2는 계속 턴 온 상태를 유지하고 인덕터 L1는 D2를 거쳐 계속해서 프리휠링되고 전류는 선형으로 떨어진다. 이와 동시에 D3이 턴 온 되고 L2 전류가 D2를 거쳐 프리휠링되고, L2 전류가 0으로 떨어질 때까지 에너지를 부하로 전달하며 이 단계는 종료된다.
제6 단계: L1 프리휠링만 RL로 에너지를 전달
인덕터 L2 전류가 0으로 떨어진 후 D2는 계속 턴 온 상태를 유지하고 L1 프리휠링은 RL로 에너지를 전달한다. D3, D4는 차단되고 D4는 출력 에너지 환류를 억제할 수 있으며 스위치 트랜지스터 턴 온 사이클이 도래할 때까지 L2 전류는 0으로 유지되며 이 단계는 종료된다.
본 실시예에 있어서, 상기 커패시터 C2와 인덕터 L2는 제1 선택 단계에 따라 선택되며, 구체적으로 하기 단계를 포함한다.
단계 101: 공식
Figure pat00001
를 따라 여기 저장 에너지 커패시터 C2의 커패시턴스 값 C 2을 선택한다.
단계 102: 공식 (A1)에 따라 커패시터 C2의 내전압 값 V C2,max을 계산한다.
Figure pat00002
(A1)
여기에서, V i은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 입력 전압이고, d는 스위치 트랜지스터 S의 듀티비(duty ratio)이며, n은 고주파 변압기 T의 1차 권선과 2차 권선의 권선비이고, L m 은 고주파 변압기 T의 1차 권선의 여기 인덕턴스이고, f는 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 동작 주파수이고, T는 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 동작 사이클이다.
단계 103: 커패시턴스 값이 C 2이고 내전압 값이 V C2,max보다 큰 커패시터를 커패시터 C2로 선택한다.
단계 104: 공식 (A2), (A3)에 따르며 공식 (A2), (A3)을 동시에 충족시킬 수 있도록 인덕터 L2의 인덕턴스 값 L 2의 범위를 결정한다.
Figure pat00003
(A2)
Figure pat00004
(A3)
단계 105: 공식 (A4)에 따라 인덕터 L2를 흐르는 최대 전류 I L2,max를 결정한다.
Figure pat00005
(A4)
여기에서, I L2,max1, I L2,max2는 각각 인덕터 L2를 흐르는 전류의 포워드 기간 최댓값과 플라이백 기간 최댓값이며, V 0은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 출력 전압이다.
단계 106: 견딜 수 있는 최대 전류가 I L2,max보다 크고 값 범위가 단계 104에서 결정된 범위를 충족시키는 인덕터를 인덕터 L2로 선택한다.
또한 상기 다이오드 D3는 제2 선택 단계에 따라 선택하고, 여기에서 상기 제2 선택 단계의 단계는 하기 단계를 포함한다.
단계 201: 공식 (A5)에 따라 다이오드 D3를 흐르는 최대 전류 I D3,max를 계산한다.
Figure pat00006
(A5)
단계 202: 공식 (A6)에 따라 다이오드 D3의 내전압 값 V D3,max을 계산한다.
Figure pat00007
(A6)
단계 203: 다이오드 D3를 흐르는 최대 전류 I D3,max와 다이오드 D3의 내전압 값 V D3,max에 따라 다이오드 D3를 선택한다.
여기에서 I L1,max은 인덕터 L1를 흐르는 최대 전류이고, I L2는 인덕터 L2를 흐르는 전류이다.
또한 상기 다이오드 D4는 제3 선택 단계에 따라 선택하고, 여기에서 상기 제3 선택 단계의 단계는 하기 단계를 포함한다.
단계 301: 공식 (A7)에 따라 다이오드 D4를 흐르는 최대 전류 I D4,max를 계산한다.
Figure pat00008
(A7)
여기에서,
Figure pat00009
는 커패시터 C2의 최대 전압이고;
단계 302: 공식 V D4,max=V 0에 따라 다이오드 D4의 내전압 값 V D4,max을 계산한다.
단계 303: 다이오드 D4를 흐르는 최대 전류 I D4,max와 다이오드 D4의 내전압 값 V D4,max에 따라 다이오드 D4를 선택한다.
상기 설명은 본 발명의 기술적 해결책의 실행 가능성을 설명하기 위한 것일 뿐이며, 열거된 하나의 작업 모드의 원리 및 이에 대응하는 공식은 유일하고 한정된 것이 아니며 참고용으로만 사용된다.
상기 실시예는 본 발명의 기술적 해결책을 설명하기 위한 것이며 이를 제한하지 않는다는 점에 주목해야 한다. 본 발명이 속한 기술분야의 당업자는 상기 실시예에 기재된 기술적 해결책을 수정하거나, 일부 기술적 특징을 동등하게 대체할 수 있으나, 이러한 모든 수정 및 대체는 본 발명의 첨부 청구범위의 보호 범위 내에 속한다.
1: 포워드 컨버터 메인 회로
2: 에너지 전달 전송 회로

Claims (6)

  1. 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터에 있어서,
    포워드 컨버터 메인 회로(1) 및 포워드 컨버터 메인 회로(1)에 연결된 에너지 전달 전송 회로(2)가 포함되고, 상기 포워드 컨버터 메인 회로(1)는 고주파 변압기 T, 스위치 트랜지스터 S, 다이오드 D1, 다이오드 D2, 인덕터 L1 및 커패시터 C1를 포함하고, 상기 고주파 변압기 T 1차측의 동명단은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 양극 전압 입력단 IN+이고 외부 전원의 양극 출력단에 연결되고, 상기 고주파 변압기 T 1차측의 이명단은 스위치 트랜지스터 S의 드레인 전극에 연결되고, 상기 스위치 트랜지스터 S의 소스 전극은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 음극 전압 입력단 IN-이고 외부 전원의 음극 출력단에 연결되며, 상기 스위치 트랜지스터 S의 게이트 전극은 외부 컨트롤러의 출력단에 연결되고, 상기 고주파 변압기 T 2차측의 동명단은 다이오드 D1의 양극에 연결되고, 상기 다이오드 D1의 음극은 다이오드 D2의 음극 및 인덕터 L1의 일단에 연결되고, 상기 인덕터 L1의 다른 일단은 커패시터 C1의 일단에 연결되며 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 양극 전압 출력단 OUT+이고, 상기 고주파 변압기 T 2차측의 이명단은 다이오드 D2의 양극 및 커패시터 C1의 다른 일단에 연결되고 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 음극 전압 출력단 OUT-이고, 상기 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 음극 전압 출력단 OUT-은 접지되고; 상기 에너지 전달 전송 회로(2)는 다이오드 D3, 커패시터 C2, 다이오드 D4 및 인덕터 L2를 포함하고, 상기 다이오드 D3의 양극은 다이오드 D2의 양극에 연결되고, 상기 다이오드 D3의 음극은 커패시터 C2의 일단에 연결되고, 상기 커패시터 C2의 다른 일단은 다이오드 D1의 양극에 연결되고, 상기 다이오드 D4의 양극은 다이오드 D3의 음극에 연결되고, 상기 다이오드 D4의 음극은 인덕터 L2의 일단에 연결되고, 상기 인덕터 L2의 다른 일단은 포워드 컨버터 메인 회로(1)의 양극 전압 출력단 OUT+에 연결되는 것을 특징으로 하는 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 다이오드 D1 및 D2는 고속 회복 다이오드인 것을 특징으로 하는 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 스위치 트랜지스터 S는 완전 제어형 출력 반도체 소자인 것을 특징으로 하는 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터의 커패시터 C2와 인덕터 L2는 제1 선택 단계에 따라 선택되며, 구체적인 단계,
    단계 101: 여기 에너지 저장 커패시터 C2의 커패시턴스 값 C 2을 선택하는 단계;
    단계 102: 컨버터의 입력 전압을 결합하고, 커패시터 C2의 내전압 값 V C2,max을 계산하는 단계;
    단계 103: 커패시턴스 값이 C 2이고 내전압 값이 V C2,max보다 큰 커패시터를 커패시터 C2로 선택하는 단계;
    단계 104: 인덕터 L2의 인덕턴스 값 L 2의 범위를 결정하는 단계;
    단계 105: 포워드 기간 동안 인덕터 L2를 흐르는 전류의 최댓값과 플라이백 기간 동안 최댓값을 결합하여 인덕터 L2를 흐르는 최대 전류 I L2,max를 결정하는 단계;
    단계 106: 견딜 수 있는 최대 전류가 I L2,max보다 크고 값 범위가 단계 104에서 결정된 범위를 충족시키는 인덕터를 인덕터 L2로 선택하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터의 다이오드 D3는 제2 선택 단계에 따라 선택되고, 여기에서 상기 제2 선택 단계의 단계는,
    단계 201: 다이오드 D3를 흐르는 최대 전류 I D3,max를 계산하는 단계;
    단계 202: 다이오드 D3의 내전압 값 VD3,max을 계산하는 단계;
    단계 203: 다이오드 D3를 흐르는 최대 전류 I D3,max와 다이오드 D3의 내전압 값 VD3,max에 따라 다이오드 D3를 선택하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터.
  6. 제4항 또는 제5항에 있어서,
    상기 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터의 다이오드 D4는 제3 선택 단계에 따라 선택하고; 여기에서 상기 제3 선택 단계의 단계는,
    단계 301: 다이오드 D4를 흐르는 최대 전류 I D4,max를 계산하는 단계;
    단계 302: 다이오드 D4의 내전압 값 V D4,max을 계산하는 단계;
    단계 303: 다이오드 D4를 흐르는 최대 전류 I D4,max와 다이오드 D4의 내전압 값 V D4,max에 따라 다이오드 D4를 선택하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 출력 에너지 역류를 억제할 수 있는 2차측 병렬 LCD 포워드 컨버터.
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