CN113037093B - 一种副边整流二极管并联电容的正激变换器及系统 - Google Patents

一种副边整流二极管并联电容的正激变换器及系统 Download PDF

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Abstract

本发明涉及开关电源领域，具体涉及一种正激变换器及系统，正激变换器包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器、开关管、第一二极管、第二二极管、电感和第一电容，所述能量转移与传输电路包括第二电容。本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明仅在二次侧整流二极管上并接储能电容实现了将励磁能量转移到负载侧，提高了变压器励磁能量的利用率，工作稳定性和可靠性高，电路简单，磁复位回路结构简单，功耗低，能量传输效率高，便于推广使用，拥有极高的推广价值。

Description

一种副边整流二极管并联电容的正激变换器及系统
技术领域
本发明涉及开关电源领域，具体涉及一种副边整流二极管并联电容的正激变换器及系统。
背景技术
在众多的隔离型开关电源变换拓扑中，正激变换器是一种相对简单和流行的拓扑结构，其是在Buck变换器的基础上引入高频变压器。与反激变换器相比，其功率大小并不受限于变压器储存能量的能力；与半桥、全桥变换器相比，其所用的元器件更少，可靠性更高，成本更低廉。
并且，由于正激变换器电路具有结构相对简单、成本较低、输入输出隔离、工作可靠性高等诸多优点，因此在工业、航空航天等领域获得了广泛的应用和研究。但是，对于单管正激变换器而言，由于其工作在正向励磁状态下，并且本身没有磁复位功能，使得高频变压器磁芯只能单向磁化，从而极有可能引起磁芯饱和等问题。磁芯饱和的结果将导致流过开关管的电流猛增，甚至损坏开关管，此种情况很大程度上限制了正激变换器的推广，所以必须添加专门的磁复位电路或者能量转移电路来避免磁芯饱和。
目前，对于变压器磁芯复位主要分成三种方案。方案一、在输入端使用第三绕组进行磁芯复位，使能量返回输入电源；方案二、变压器原边侧连接RCD、LCD等复位电路，使能量消耗掉或者返回到输入端；方案三、副边采取复位措施，将励磁能量转移到输出端。
采用第三绕组的复位方法技术成熟可靠，励磁能量可返回到输入电源中，但磁复位绕组使变压器结构复杂，并增加了功率开关管的电压应力；传统的RCD钳位电路比较简单，功率开关管承受的电压应力小于使用复位绕组时的电压应力，但其励磁能量消耗在钳位电阻中，系统的整体效率大大降低；LCD复位方式实现了占空比大于0.5和无损复位，但因谐振产生的附加电流会增加开关管及钳位二极管的电流应力，使得通态损耗有所增加。
现有的副边复位办法：要么需要增加复位绕组，增加了变压器或电路的设计和制造难度及成本；要么实现能量转移需要通过较多的二极管，增加了电路损耗；要么会影响正激电感的工作模式或其它电气性能指标，不利于大功率传输。因此，磁复位的相关问题是本领域技术人员重点研究的技术方案，以解决磁复位带来的各种问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种副边整流二极管并联电容的正激变换器及系统，解决现有电路组成复杂、损耗大、励磁能量利用率低、效率低的问题。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种正激变换器，包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器、开关管、第一二极管、第二二极管、电感和第一电容，所述能量转移与传输电路包括第二电容；其中，所述高频变压器的原边同名端为正激变换器主电路的正极电压输入端，其原边异名端与开关管的漏极连接，其副边同名端与第一二极管的阴极和电感的一端连接，其副边异名端与第二二极管的阴极连接；所述开关管的源极为正激变换器主电路的负极电压输入端，其的栅极为控制信号输入端；所述电感的另一端与第一电容的一端连接且为正激变换器主电路的正极电压输出端，所述第一二极管的阳极与第二二极管的阳极以及第一电容的另一端连接且为正激变换器主电路的负极电压输出端，所述负极电压输出端接地；所述第二电容的一端与第一二极管的阴极连接，所述第二电容的另一端与第一二极管的阳极连接，以实现能量传输。
其中，较佳方案是：所述第一二极管和第二二极管均为快恢复二极管。
其中，较佳方案是：所述开关管为全控型功率半导体器件。
其中，较佳方案是：所述开关管为NMOS开关管。
其中，较佳方案是：所述第二电容根据选取步骤选择，所述选取步骤包括：步骤S110、计算第二电容的容值C2；步骤S120、结合正激变换器的输入电压Vi和高频变压器的匝比n，获取第二电容的耐压值Vc2,Ton；步骤S130、选取容值为C2且耐压值大于Vc2,Ton的电容作为第二电容。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种正激变换系统，所述正激变换系统包括正激变换器，与正激变换器的正极电压输入端和负极电压输入端连接的电源，与正激变换器的控制信号输入端连接的控制器，以及与正激变换器的正极电压输出端和负极电压输出端连接的负载。
本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明通过实现励磁能量转移到负载侧，提高了变压器励磁能量的利用率，提升了变换器的整机效率；以及，工作稳定性和可靠性高，电路简单，磁复位回路结构简单，功耗低，能量传输效率高，便于推广使用；以及，副边负端整流二极管并接电容实现能量传输的正激变换器，相对第三绕组磁复位，变压器的设计难度大大降低；以及，可使正激电感工作于连续导电模式，可应用于更大功率场合；以及，电源的工作安全性和可靠性更高，由于能量利用率提高，可在计算机、医疗通信、航天设备、工业控制等领域广泛应用，拥有极高的推广价值。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明正激变换器的电路示意图；
图2是本发明正激变换系统的电路示意图；
图3是本发明第二电容选取方法的流程示意图。
具体实施方式
现结合附图，对本发明的较佳实施例作详细上说明。
如图1所示，本发明提供一种正激变换器的优选实施例。
一种正激变换器，包括正激变换器主电路110和能量转移与传输电路120，所述正激变换器主电路110包括高频变压器T、开关管S、第一二极管D1、第二二极管D2、电感L和第一电容C1，所述能量转移与传输电路120包括第二电容C2；其中，所述高频变压器T的原边同名端为正激变换器主电路110的正极电压输入端IN+，其原边异名端与开关管S的漏极连接，其副边同名端与第一二极管D1的阴极和电感L的一端连接，其副边异名端与第二二极管D2的阴极连接；所述开关管S的源极为正激变换器主电路110的负极电压输入端IN-，其的栅极为控制信号输入端；所述电感L的另一端与第一电容C1的一端连接且为正激变换器主电路110的正极电压输出端OUT+，所述第一二极管D1的阳极与第二二极管D2的阳极以及第一电容C1的另一端连接且为正激变换器主电路110的负极电压输出端OUT-，所述负极电压输出端OUT-接地；所述第二电容C2的一端与第一二极管D1的阴极连接，所述第二电容C2的另一端与第一二极管D1的阳极连接，以实现能量传输。
其中，高频变压器T包括原边绕组w1和副边绕组w2。
进一步地，并参考图2，提供一种正激变换系统的优选方案，所述正激变换系统包括正激变换器，与正激变换器的正极电压输入端IN+和负极电压输入端IN-连接的电源200，与正激变换器的控制信号输入端连接的控制器300，以及与正激变换器的正极电压输出端OUT+和负极电压输出端OUT-连接的负载400。具体地，电源200经过正极电压输入端IN+和负极电压输入端IN-输入电压Vi，控制器300的PWM信号通过控制信号输入端控制开关管S，以实现开关管S的关断和导通，在开关管S的控制下，将电压Vi为负载400供电。
在本实施例中，所述第一二极管D1和第二二极管D2均为快恢复二极管，快恢复二极管(简称FRD)是一种具有开关特性好、反向恢复时间短特点的半导体二极管，主要应用于开关电源200、PWM脉宽调制器、变频器等电子电路中，并且，快恢复二极管的反向恢复时间较短，正向压降较低，反向击穿电压(耐压值)较高，通过加快第一二极管D1和第二二极管D2的反向恢复时间，从而提高正激变换器的反应。特别是，第二二极管D2用于续流，为电感L续流。
在本实施例中，所述开关管S为全控型功率半导体器件，全控型器件又称为自关断器件，是指通过控制信号既可以控制其导通，又可以控制其关断的电力电子器件，这类器件很多，门极可关断晶闸管，电力场效应晶体管，绝缘栅双极晶体管均属于此类。优选地，所开关管S为NMOS开关管。
在本实施例中，电感L和第一电容C1均用于滤波，为负载400提供稳定电压。
在本实施例中，关于正激变换器的工作原理，首先，先假设电感L和高频变压器T副边电感L均工作于CCM，其中，CCM为连续导通模式，在一个开关周期内，电感L电流从不会到0。或者说电感L从不“复位”，意味着在开关周期内电感L磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。以及，约定第二电容C2，假定其电压左正右负为正向电压，以及约定高频变压器T副边绕组w2，假定其电流从下到上为正向电流，从上到下为反向电流。
在开关管S关断期间包括两个阶段：
第一阶段为开关管S低电压关断。在开关管S从导通过渡到关断的过程中，励磁电流与高频变压器T副边绕组w2的反射电流为开关管S的寄生电容充电，高频变压器T的原边电压和副边电压减小，当副边电压减小到零时，此阶段结束。并且，在此阶段中，开关管S的承受电压为Vi，第一二极管D1维持关断，第二二极管D2维持导通。
第二阶段为第二电容C2正向储能且电感L续流。副边电压，直至减小到零后，第二二极管D2关断，第一二极管D1导通，高频变压器T副边绕组w2的反向电流为第二电容C2正向充电，第二电容C2正向电压从零开始增加。在此过程中，电感L通过负载400和第一二极管D1进行续流，直至下一个开关管S导通周期的到来；同时，副边绕组w2的反向电流下降到最小值，电感L电流下降到最小值，第二电容C2的正向电压达到最大值，此阶段结束。
在开关管S导通期间包括两个阶段：
第一阶段为第二电容C2释放能量。开关管S导通后，输入电压Vi施加在高频变压器T的原边绕组w1两端，耦合到副边绕组w2的电压上正下负，同时第一二极管D1和第二二极管D2关断，正激能量通过第二电容C2、电感L向负载400提供能量，电感L电流曲线上升。在此过程中，第二电容C2励磁储能从最大值开始释放，第二电容C2正向电压逐渐下降，直至第二电容C2正向电压下降为零，此过程结束。
在第二阶段中，第二电容C2的正向电压下降为零后，第二二极管D2导通，第二电容C2的电压被钳位，以及电感L电流转为线性上升，直至开关管S关断时刻到来，电感L电流达到最大值，此过程结束。
如图3所示，本发明提供第二电容C2选取的较佳实施例。
所述第二电容C2选取方法用于正激变换器中，选取正激变换器第二电容C2，包括步骤：步骤S11、选取第二电容C2的容值C2；步骤S12、结合正激变换器的输入电压Vi和高频变压器T的匝比n，获取第二电容C2的耐压值Vc2,Ton；步骤S13、选取容值C2且且耐压值大于Vc2,Ton的电容作为第二电容C2。
具体地，关于步骤S11，设置第二电容C2的容值为C2，根据公式(A1)选取励磁储能第二电容C2的容值C2；
Figure BDA0002978847560000071
其中，d为开关管S的占空比，Lm2为高频变压器T的副边绕组w2的电感量，f为正激变换器主电路110的工作频率，α一般取值范围为[0.8,1]。
关于步骤S12，根据公式(A2)计算第二电容C2的耐压值Vc2,Ton；
Figure BDA0002978847560000072
其中，Vi为正激变换器主电路110的输入电压，n为高频变压器T的原边绕组w1与副边绕组w2的匝数比。
当然，上述为了更好理解，在设计方案中提供对应的公式，但并非唯一且限定的公式，仅作为参考使用。
以上所述者，仅为本发明最佳实施例而已，并非用于限制本发明的范围，凡依本发明申请专利范围所作的等效变化或修饰，皆为本发明所涵盖。

Claims (5)

1.一种副边整流二极管并联电容的正激变换器，其特征在于：包括正激变换器主电路和能量转移与传输电路，所述正激变换器主电路包括高频变压器、开关管、第一二极管、第二二极管、电感和第一电容，所述能量转移与传输电路包括第二电容；其中，
所述高频变压器的原边同名端为正激变换器主电路的正极电压输入端，其原边异名端与开关管的漏极连接，其副边同名端分别与第一二极管的阴极和电感的一端连接，其副边异名端分别与第二二极管的阴极和第二电容的一端连接；
所述开关管的源极为正激变换器主电路的负极电压输入端，其的栅极为控制信号输入端；
所述电感的另一端与第一电容的一端连接且为正激变换器主电路的正极电压输出端，所述第一二极管的阳极分别与第二二极管的阳极、第一电容的另一端和第二电容的另一端连接且为正激变换器主电路的负极电压输出端，所述负极电压输出端接地；其中，
所述第二电容根据选取步骤选择，所述选取步骤包括：
步骤S110、计算第二电容的容值C2；根据公式(A1)选取励磁储能第二电容C2的容值C2；
Figure FDA0003821765420000011
步骤S120、根据公式(A2)计算第二电容C2的耐压值Vc2,Ton；
Figure FDA0003821765420000021
步骤S130、选取容值为C2且耐压值大于Vc2,Ton的电容作为第二电容；
其中，d为开关管S的占空比，Lm2为高频变压器T的副边绕组w2的电感量，f为正激变换器主电路的工作频率，α的取值范围为[0.8,1]，Vi为正激变换器主电路的输入电压，n为高频变压器T的原边绕组w1与副边绕组w2的匝数比。
2.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于：所述第一二极管和第二二极管均为快恢复二极管。
3.根据权利要求1所述的正激变换器，其特征在于：所述开关管为全控型功率半导体器件。
4.根据权利要求1或3所述的正激变换器，其特征在于：所述开关管为NMOS开关管。
5.一种正激变换系统，其特征在于：所述正激变换系统包括如权利要求1至4任一所述的正激变换器，与正激变换器的正极电压输入端和负极电压输入端连接的电源，与正激变换器的控制信号输入端连接的控制器，以及与正激变换器的正极电压输出端和负极电压输出端连接的负载。
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