KR100979905B1 - 능동 클램프 포워드 컨버터 - Google Patents

능동 클램프 포워드 컨버터 Download PDF

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Abstract

높은 입력 전압을 가지는 전원공급장치에 응용하는 경우에도 고효율과 고성능을 얻는 것이 가능하고 간단한 구조와 저가로 제조하는 것이 가능하도록, 전압원의 일단(+)에 입력단이 접속되고 출력단에 클램핑 커패시터와 제1인덕터가 병렬로 접속되는 제1메인스위치, 전압원의 일단(-)에 출력단이 접속되는 제2메인스위치, 클램핑 커패시터와 제2메인스위치의 입력단 사이에 접속되는 보조스위치, 보조스위치와 제2메인스위치의 사이에 일단이 접속되고 전압원과 제1메인스위치의 사이에 다른 일단이 접속되며 보조스위치에 대하여 순방향으로 연결되는 제1클램프 다이오드, 전압원과 제1메인스위치의 사이에 일단이 접속되고 클램핑 커패시터와 보조스위치의 입력단 사이에 다른 일단이 접속되며 제1메인스위치의 입력에 대하여 순방향으로 연결되는 제2클램프 다이오드로 구성되는 능동 클램프 포워드 컨버터를 제공한다.
클램프, 포워드 컨버터, 전압원, 파워 서플라이, 능동, 다이오드, 스위치

Description

능동 클램프 포워드 컨버터 {ACTIVE CLAMP FORWARD CONVERTER}
본 발명은 능동 클램프 포워드 컨버터에 관한 것으로, 더 상세하게는 고전압 응용에 적합하게 2개의 메인스위치가 구비되는 능동 클램프 포워드 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로 디지털 전자 기기에는 시스템의 전자회로부에 안정적인 직류 전력을 공급하는 전원부를 반드시 필요로 하며, 이 전원부에는 필수적으로 스위칭 컨버터 기술이 사용된다.
예를 들면, 전원부로 스위치 모드 파워 서플라이(SMPS;Switched Mode Power Supply)가 사용되는데, SMPS는 반도체 소자의 스위칭 동작을 통해 입력 전압을 안정된 전압으로 변환한 후 부하측에 공급하는 전원공급장치로, 소형 및 경량화와 고효율의 특징을 갖고 있다. SMPS는 직류/직류 컨버터로, 출력 전압이 센서에 검출되어 피드백 되며, 출력전압과 기준 전압이 비교되어 오차가 발생하는 경우 펄스폭 변조(PWM)로 반도체 소자의 스위칭 동작이 조정되어 안정된 직류 전압을 출력시킨다.
종래 SMPS에 있어서 소형 및 경량화를 위해서는 고주파의 스위칭 주파수로 동작하면서 전력 손실을 최소화할 수 있는 공진형 및 소프트 스위칭 컨버터 방식 등의 회로 기술과 최소화된 전력 손실분을 최소의 공간에서 적절하게 분산할 수 있는 최신의 실장 기술을 적용한 고밀도 스위칭 컨버터 기술을 필요로 한다.
최근에는 능동 클램프 포워드 컨버터(active clamp forward converter)가 고주파 스위칭이 가능하고 고효율의 특징을 갖는 컨버터로서, 중전력 이하의 직류 안정화 전원(저급 또는 중급(low-to-medium)의 전압 응용)에 가장 적합한 컨버터의 하나로 주목받고 있으며, 간단한 구조와 고성능으로 널리 사용되고 있다.
그런데, 높은 입력 전압을 갖는 파워 서플라이에 종래 능동 클팸프 포워드 컨버터를 사용하는 경우에는 컨버터가 하나의 메인스위치와 하나의 보조스위치로 구성되어, 반도체 소자 모두에 높은 전압 스트레스를 갖기 때문에 사용상에 문제가 된다.
본 발명의 목적은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로, PC 파워 서플라이와 같은 높은 입력 전압을 가지는 전원공급장치에 응용하는 경우에도 고효율과 고성능을 얻는 것이 가능하고 간단한 구조와 저가로 제조하는 것이 가능한 능동 클램프 포워드 컨버터를 제공하기 위한 것이다.
본 발명이 제안하는 능동 클램프 포워드 컨버터는, 전압원과, 1차측에 연결되는 상기 전압원의 전압을 부하가 연결되는 2차측에 설정된 권선비로 변환하는 트랜스와, 상기 트랜스의 1차측에 병렬 연결되는 제1인덕터 및 제2인덕터와, 상기 전압원에 상기 제1인덕터 및 제2인덕터와 병렬 연결되는 클램핑 커패시터를 구비한다.
그리고 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터는 상기 전압원의 일단(-)에 출력단이 접속되는 제1메인스위치; 상기 전압원의 일단(+)에 입력단이 접속되고 출력단에 클램핑 커패시터와 상기 제1인덕터가 병렬로 접속되는 제2메인스위치; 상기 클램핑 커패시터와 상기 제1메인스위치의 입력단 사이에 직렬로 접속되는 보조스위치; 상기 보조스위치와 상기 제1메인스위치의 입력단 사이에 일단이 접속되고 상기 전압원과 상기 제2메인스위치의 입력단 사이에 타단이 접속되며 상기 보조스위치에 대하여 순방향으로 연결되는 제1클램프 다이오드; 상기 전압원과 상기 제2메인스위치의 입력단 사이에 일단이 접속되고 상기 클램핑 커패시터와 상기 보조스 위치의 입력단 사이에 타단이 접속되며 상기 제2메인스위치의 입력에 대하여 순방향으로 연결되는 제2클램프 다이오드를 더 포함하여 이루어진다.
본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터에 의하면, 메인스위치의 전압 스트레스가 최고 듀티의 제한이 없이 2개의 클램프 다이오드에 의해 각각 입력 전압과 클램핑 커패시터 전압으로 클램핑되기 때문에, 저전압 스위치로 사용할 수 있으며, PC 파워 서플라이 같이 높은 입력 전압을 갖는 경우에도 고효율 및 고성능을 발휘하는 것이 가능하다.
그리고 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터에 의하면, 추가적인 능동소자를 포함하지 않기 때문에, 회로의 구조가 간단하게 이루어지며, 효율의 저하없이 저가로 제작하는 것이 가능하다.
다음으로 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 바람직한 실시예를 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며, 이하에서 설명하는 실시예에 한정되지 않고, 도면은 본 발명을 보다 명확하게 설명하기 위하여 제공하는 것이며, 도면에 있어서 본 발명의 설명과 관계없는 부분은 생략한다.
먼저 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 일실시예는 도 1에 나타낸 바와 같이, 전압원(2)이 연결되는 트랜스의 1차측 권선(5)에는 2개의 메인스위치(11), (12), 1개의 보조스위치(13), 2개의 클램프 다이오드(15), (16), 클램핑 커패시터(14), 제1인덕터(18) 및 제2인덕터(19)가 포함되는 능동 클램프(10)가 구성된다.
그리고, 부하(4)가 연결되는 트랜스의 2차측 권선(6)에는 2개의 제1다이오드(25), 제2다이오드(26)와 출력 인덕터(28) 및 출력 커패시터(24)가 구성된다.
상기 제1메인스위치(11)의 출력단에는 전압원(2)의 일측 단자(-)가 접속되고, 입력단에는 보조스위치(13)의 출력단이 접속된다.
상기 제2메인스위치(12)의 입력단에는 전압원(2)의 일측 단자(+)가 접속되고, 출력단에는 제1인덕터(18)와 클램핑 커패시터(14)가 병렬로 접속된다.
상기 보조스위치(13)의 입력단에는 클램핑 커패시터(14)의 일단이 연결되고, 출력단에는 제1메인스위치(11)의 입력단이 연결된다.
상기 제2메인스위치(12)의 출력단과 보조스위치(13)의 입력단 사이에는 클램핑 커패시터(14)가 접속된다.
상기 제1클램프 다이오드(15)는 보조스위치(13)의 출력단과 제1메인스위치(11)의 입력단 사이에 일단이 병렬로 연결되고, 전압원(2)과 제2메인스위치(12)의 사이에 다른 일단이 병렬로 연결된다.
그리고 상기 제1클램프 다이오드(15)는 상기 보조스위치(13)에 대하여 순방향으로 연결된다.
따라서, 제1클램프 다이오드(15)는 제1메인스위치(11)의 전압 스트레스를 전압원(2)측으로 클램핑시킨다.
또한, 상기 제2클램프 다이오드(16)는 클램핑 커패시터(14)의 일단과 보조스 위치(13)의 입력단과 사이에 일단이 병렬로 연결되고, 전압원(2)과 제2메인스위치(12)의 사이에 다른 일단이 병렬로 연결된다.
그리고 상기 제2클램프 다이오드(16)는 상기 제2메인스위치(12)의 입력에 대하여 순방향으로 연결된다.
따라서, 제2클램프 다이오드(16)는 제2메인스위치(12)의 전압 스트레스를 클램핑 커패시터(14)쪽으로 클램핑시킨다.
상기 제1인덕터(18)는 누설 인덕턴스로, 트랜스의 1차측 권선(5)에 접속되어 제1메인스위치(11) 및 제2메인스위치(12)와 보조스위치(13)의 스위칭 동작에 따라 전압원(2)의 전압(Vs)을 트랜스의 1차측 권선(5)에 공급한다.
상기 제2인덕터(19)는 트랜스의 자화 인덕턴스로, 상기 트랜스 1차측 권선(5)의 양단에 병렬로 연결된다.
상기 트랜스의 1차측 권선(5)과 2차측 권선(6)은 제1메인스위치(11) 및 제2메인스위치(12)와 보조스위치(13)의 스위칭 동작에 따라 전압원(2)의 전압(Vs)을 권선비(Np/Ns)로 결정된 전압으로 승압시켜 부하(4)측에 공급시킨다.
상기에서 제1메인스위치(11) 및 제2메인스위치(12)는 듀티(D)로 동작하고, 보조스위치(13)는 그 나머지로 동작한다.
상기 제1메인스위치(11), 보조스위치(13), 클램핑 커패시터(14) 및 제2메인스위치(12)는 전압원(2)에 대하여 직렬로 연결한다.
전술한 구성을 갖는 본 발명의 동작에 대하여 도 2 및 도 3을 참조하여 설명하면 다음과 같다. 도 2는 본 발명에 따른 실시예의 정상 동작시의 주요 동작 파 형(전압 및 전류의 파형)이고, 도 3은 매 스위칭 주기를 9개의 모드로 나눈 경우의 토폴로지 스테이지(topologiacl stages)를 나타낸다.
본 실시예에서는 정상 동작을 구현하기 위해 다음의 4가지를 가정한다.
1) 제1메인스위치(11) 및 제2메인스위치(12), 보조스위치(13)는 바디 다이오드와 기생 출력 캡을 제외하고 이상적이다. 트랜스는 이상적인 트랜스, 리키지 인덕터, 자화 인덕터로 구성된다.
2) 출력 전압(Vo)과 클램핑 커패시터(14)의 전압(Vc)은 스위칭 주기 동안 일정하다.
3) 제1메인스위치(11) 및 제2메인스위치(12)와 보조스위치(13)의 출력 커패시턴스(COSS1), (COSS2), (COSS3)는 같은 값(COSS)을 갖는다.
4) 최고 듀티가 50%를 넘고, 클램핑 커패시터(14)의 전압(Vc)은 전압원(2)의 전압(Vs)보다 크다.
[모드1 (t0~t1)]
모드1(M1)은 부하(4)가 연결되는 트랜스의 2차측 권선(6) 제1다이오드(25)의 전류(iD1)와 제2다이오드(26)의 전류(iD2)의 정류(commutation)가 완료되면 시작된다. 부하(4)가 연결되는 트랜스의 2차측 권선(6)에 연결된 출력 인덕터(28)의 전류(iLo)는 제1다이오드(25)를 통하여 흐른다.
상기 제1메인스위치(11)와 제2메인스위치(12)가 켜져 있고, 보조스위치(13)가 꺼져 있기 때문에, 전압원(2)의 전압(Vs)이 제1인덕터(18)와 제2인덕터(19)에 인가되고, 권선비(Np/Ns)에 따라 설정된 전압(Vs/n)에서 출력 전압(Vo)을 뺀 전압(Vs/n-Vo)이 출력 인덕터(28)에 인가된다. 여기에서 n=Np/Ns는 트랜스의 턴비(권선비)이다.
따라서 전력은 입력 전원(전압원(2))에서 출력(부하(4))으로 전달된다.
그리고 모드1(M1)에 있어서, 상기 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)와 출력 인덕터(28)의 전류(iLo)는 각각 다음의 수학식 1 및 수학식 2와 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00001
상기 수학식 1에서, Llkg는 제1인덕터(18)의 인덕턴스를 나타내고, Lm은 제2인덕터(19)의 인덕턴스를 나타내고, iLm은 제2인덕터(19)의 전류를 나타낸다.
Figure 112008081049813-pat00002
상기 수학식 2에서, Lo는 출력 인덕터(28)의 인덕턴스를 나타내고, iD1은 제1다이오드(25)의 전류를 나타낸다.
상기 수학식 1 및 수학식 2에 있어서, iLm(t0) 및 iLo(t0)는 각각 다음의 수학식 3 및 수학식 4와 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00003
Figure 112008081049813-pat00004
상기 수학식 3에서 DTs는 t0에서 t1까지의 시간(Ts)과 듀티(D)를 곱한 값을 나타낸다.
[모드2 (t1~t2)]
모드2(M2)는 상기 제1메인스위치(11)와 제2메인스위치(12)가 꺼지면 시작한다. 상기 제2인덕터(19)의 전압(Vpri)이 0V로 될 때까지 제2다이오드(26)는 역바이어스되어 있다. 따라서 모드2(M2)에서 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)는 일정하다.
그리고 제1메인스위치(11) 및 제2메인스위치(12)와 보조스위치(13)의 출력 커패시턴스(COSS1), (COSS2), (COSS3)는 상기 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)에 의해 선형적으로 충방전된다.
상기의 가정 3)에 의해 모드2(M2)에 있어서, 상기 제1메인스위치(11)의 전압(VQM1) 및 제2메인스위치(12)의 전압(VQM2)은 다음의 수학식 5와 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00005
상기 수학식 5에 있어서, ilkg(t1)은 다음의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008081049813-pat00006
[모드3 (t2 ~ t3)]
모드3(M3)에서는 제1메인스위치(11)에 걸리는 전압(VQM1)과 제2메인스위치(12)에 걸리는 전압(VQM2)을 합한 전압(VQM1+VQM2)이 전압원(2)의 전압(Vs)까지 증가할 때, 제2인덕터(19)의 전압(Vpri)은 0V가 되고, 출력 인덕터(28)의 전류(iLo)는 제1다이오드(25) 및 제2다이오드(26)를 통해 프리 휠링(free wheeling)을 시작한다.
이때, 제1인덕터(18)의 인덕턴스(Llkg)와 3/2 커패시턴스(Coss)의 공진으로 제1메인스위치(11)와 제2메인스위치(12)의 출력 커패시턴스(Coss1), (Coss2)는 충전되고, 보조스위치(13)의 출력 커패시턴스(Coss3)는 방전된다.
그리고 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)가 감소하여 제1다이오드(25)의 전류(iD1) 가 감소하고, 제2다이오드(26)의 전류(iD2)가 증가한다.
모드3(M3)에 있어서, 상기 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)는 다음의 수학식 7과 같이 나타내어지고, 상기 제1메인스위치(11)에 걸리는 전압(VQM1)과 제2메인스위치(12)에 걸리는 전압(VQM2)은 다음의 수학식 8과 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00007
Figure 112008081049813-pat00008
[모드4 (t3 ~ t4)]
모드4(M4)는 제1메인스위치(11)에 걸리는 전압(VQM1)이 제1클램프 다이오드(15)를 통해 전압원(2)의 입력 전압(Vs)으로 클램핑될 때 시작하고, 제1인덕터(18)는 제1클램프 다이오드(15)를 통해 프리휠링한다.
그리고 상기 제1인덕터(18)의 인덕턴스(Llkg)는 제2메인스위치(12)의 출력 커패시턴스(Coss2)와 보조스위치(13)의 출력 커패시턴스(Coss3)를 합한 커패시턴 스(Coss2+Coss3=2Coss)와 공진한다.
모드4(M4)에 있어서, 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)와 제2메인스위치(12)에 걸리는 전압(VQM2)은 각각 다음의 수학식 9 및 수학식 10과 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00009
Figure 112008081049813-pat00010
[모드5 (t4 ~ t5)]
모드5(M5)에서는 상기 제2메인스위치(12)에 걸리는 전압(VQM2)이 클램핑 커패시터(14)의 전압(Vc)으로 되면 제2클램프 다이오드(16)가 켜져 제2메인스위치(12)를 클램핑한다.
상기 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)는 보조스위치(13)의 바디 다이오드를 통해 흐르고, 보조스위치(13)의 영전압 스위칭(ZVS;Zero Voltage Switching)이 이루어진 다.
그리고 제1다이오드(25)와 제2다이오드(26)가 도통되기 때문에, 트랜스 양단 전압은 0V가 되고, 클램핑 커패시터(14)의 전압(Vc)은 모두 제1인덕터(18)에 역으로 인가된다. 따라서 모드5(M5)에 있어서는 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)가 다음의 수학식 11과 같이 빠르게 감소한다.
Figure 112008081049813-pat00011
[모드6 (t5 ~ t6)]
모드6(M6)에서는 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)가 트랜스의 자화 전류인 제2인덕터(19)의 전류(iLm)와 같아지면, 제2다이오드(26)는 도통되는 상태에서 제1다이오드(25)가 꺼진다.
그리고 클램핑 커패시터(14)의 전압(Vc)이 제1인덕터(18) 및 제2인덕터(19)에 인가되고, 출력 전압(Vo)이 출력 인덕터(28)에 역으로 인가되므로, 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)와 출력 인덕터(28)의 전류(iLo)는 각각 다음의 수학식 12 및 수학식 13과 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00012
Figure 112008081049813-pat00013
[모드7 (t6 ~ t7)]
모드7(M7)은 상기 보조스위치(13)가 꺼지면 시작한다.
그리고 상기 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)가 보조스위치(13)의 출력 커패시턴스(Coss3)를 충전시키고, 동시에 제1메인스위치(11) 및 제2메인스위치(12)의 출력 커패시턴스(Coss1), (Coss2)를 방전시킨다.
모드7(M7) 동안 상기 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)는 일정하다. 따라서 보조스위치(13)의 전압(VQA)은 증가하고, 제1메인스위치(11)와 제2메인스위치(12)의 전압(VQM1), (VQM2)은 감소한다.
모드7(M7)에 있어서, 제1메인스위치(11)의 전압(VQM1)은 다음의 수학식 14에 나타내고, 제2메인스위치(12)의 전압(VQM2)은 다음의 수학식 15에 나타낸다.
Figure 112008081049813-pat00014
Figure 112008081049813-pat00015
그리고 상기 수학식 14 및 수학식 15에 있어서, ilkg(t6)은 다음의 수학식 16과 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00016
[모드8 (t7 ~ t8)]
모드8(M8)에서는 제1메인스위치(11)에 걸리는 전압(VQM1)과 제2메인스위치(12)에 걸리는 전압(VQM2)을 합한 전압(VQM1+VQM2)이 전압원(2)의 전압(Vs)까지 감소하면, 제2인덕터(19)의 전압(Vpri)은 0V가 되고, 출력 인덕터(28)의 전류(iLo)는 제1다이오드(25) 및 제2다이오드(26)를 통해 프리 휠링(free wheeling)을 시작한다.
이때, 제1인덕터(18)의 인덕턴스(Llkg)와 3/2 커패시턴스(Coss)의 공진으로 제 1메인스위치(11)와 제2메인스위치(12)의 출력 커패시턴스(Coss1), (Coss2)는 방전되고, 보조스위치(13)의 출력 커패시턴스(Coss3)는 충전된다.
그리고 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)가 감소하여 제1다이오드(25)의 전류(iD1)가 증가하고, 제2다이오드(26)의 전류(iD2)가 감소한다.
모드8(M8)에 있어서, 상기 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)는 다음의 수학식 17과 같이 나타내어지고, 상기 제1메인스위치(11)에 걸리는 전압(VQM1)과 제2메인스위치(12)에 걸리는 전압(VQM2)은 다음의 수학식 18과 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00017
Figure 112008081049813-pat00018
그리고 모드8(M8)에 있어서, t'7에서 제1메인스위치(11)의 전압(VQM1)이 0V로 감소한 후, 상기 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)는 다음의 수학식 19와 같이 나타내어지고, 상기 제2메인스위치(12)에 걸리는 전압(VQM2)은 다음의 수학식 20과 같이 나 타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00019
Figure 112008081049813-pat00020
[모드9 (t8~t9)]
모드9(M9)에서는 상기 제1메인스위치(11) 및 제2메인스위치(12)의 영전압 스위칭(ZVS;Zero Voltage Switching)이 이루어진다.
그리고 제1다이오드(25)와 제2다이오드(26)가 계속하여 도통되어 있기 때문에, 트랜스 양단 전압은 0V이고, 전압원(2)의 전압(Vs)은 제1인덕터(18)에 전부 인가된다. 따라서 제1인덕터(18)의 전류(ilkg)는 다음의 수학식 21로 나타낸 바와 같이 빠르게 감소한다.
Figure 112008081049813-pat00021
모드9(M9)에서는 제1다이오드(25)의 전류(iD1)와 제2다이오드(26)의 전류(iD2)의 정류(commutation)가 완료된다.
그리고, t9의 시점에서 전술한 모드1(M1)이 개시되고, 전술한 모드1(M1) 내지 모드9(M9)가 반복하여 실행된다.
상기한 바와 같이 모드1(M1) 내지 모드9(M9)의 실행으로 전압원(2)의 전압(Vs)을 부하(4)에 공급하는 본 발명의 능동 클램프 포워드 컨버터의 전압이득은 다음의 수학식 22와 같다.
Figure 112008081049813-pat00022
본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터에 있어서는, 두개의 메인스위치(11), (12)와 두개의 클램프 다이오드(15), (16)로 이루어지고, 제2메인스위치(12)는 제2클램프 다이오드(16)를 통해 클램핑 커패시터(14)의 전압(Vc)으로 클램프된다. 따라서 두개의 클램프 다이오드(15), (16)를 통한 클램핑 커패시터(14)의 클램핑 패스는 없고, 클램핑 커패시터(14)의 전압(Vc)이 전압원(2)의 전압(Vs) 을 넘을 수 있으므로, 최고 듀티(D)가 50% 보다 커지는 것도 가능하다.
그리고, 상기 제1메인스위치(11)에 걸리는 전압 스트레스는 다음의 수학식 23과 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00023
상기 수학식 23에서 Vs , nom은 명목(nominal) 입력 전압을 나타낸다.
또한, 상기 제2메인스위치(12)에 걸리는 전압 스트레스는 다음의 수학식 24와 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00024
상기 수학식 24에서 Dmax는 최고 듀티를 나타낸다.
그리고, 상기 보조스위치(13)에 걸리는 전압 스트레스는 다음의 수학식 25와 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00025
상기 수학식 25에서 Dnom은 명목 듀티(nominal duty)를 나타내고, Vs , min은 홀 드업타임(Hold-up time)을 만족하는 최소 입력 전압을 나타낸다.
상기 수학식 25와 같이 보조스위치(13)의 전압 스트레스는 듀티(D)의 식으로 두가지로 나타낼 수 있고, 둘중에서 큰 값이 보조스위치(13)의 전압 스트레스이다. PFC(Power Factor Correction)의 출력이 명목 입력 전압(Vs , nom)으로 잘 유지된다고 가정하면, 명목 입력 전압(Vs , nom)은 벌크 커패시터의 최고 전압이다.
그리고 상기 제1다이오드(25)와 제2다이오드(26)의 전압 스트레스는 다음의 수학식 26 및 수학식 27과 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00026
Figure 112008081049813-pat00027
그리고 PC 파워 서플라이의 요구사항 중의 하나는 홀드업타임(Hold-up time)이다. 홀드업타임(Hold-up time)은 총부하 조건(full load condition)에서 AC 입력이 끊어진 후에 17ms 동안 출력 전압의 유지를 보장하는 것이다. 따라서 홀드업타임은 명목(nominal) 듀티(Dnom)와 최고 듀티(Dmax)를 결정한다.
본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 실시예에 있어서, 입력 전 압(Vs)을 PFC의 출력 벌크 커패시터(Cbulk)로 대체하면, 최소 입력 전압(Vs,min)은 다음의 수학식 28과 같이 나타내어진다.
Figure 112008081049813-pat00028
상기 수학식 28에서 Po는 DC/DC 컨버터의 출력 전력을 나타내고, η는 DC/DC 컨버터의 효율을 나타낸다.
도 4 내지 도 6에는 출력 전력(Po)을 200W, 효율(η)을 88%, 출력 벌크 커패시터(Cbulk)를 270㎌으로 설정하여 제1메인스위치(11), 제2메인스위치(12), 보조스위치(13), 제1다이오드(25), 제2다이오드(26)의 명목 듀티(Dnom)에 따른 전압 스트레스를 측정하여 그래프로 나타낸다.
도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 제1메인스위치(11)의 전압 스트레스는 명목 입력 전압(Vs , nom)이고, 제2메인스위치(12)의 전압 스트레스는 듀티에 따라 증가한다.
도 5로부터 알 수 있는 바와 같이, 보조스위치(13)의 전압 스트레스는 홀드업타임을 만족하는 최소 입력 전압(Vs , min), 명목 입력 전압(Vs , nom)의 두 경우로 얻을 수 있다. 도 5에 있어서, 굵은 실선은 보조스위치(13)의 최고 전압 스트레스이다.
도 6으로부터 알 수 있는 바와 같이, 제1다이오드(25)의 전압 스트레스는 듀티에 따라 증가하고, 제2다이오드(26)의 전압 스트레스는 듀티에 따라 감소한다. 그러나 두 2차측 다이오드(25), (26)의 최소 전압 스트레스를 만족하는 명목 듀티(Dnom)는 도 6의 노드에서 맞출 수 있다. 이 지점에서 제1다이오드(25), 제2다이오드(26)의 전압 스트레스는 같고, 제1메인스위치(11)와 제2메인스위치(12)의 전압 스트레스도 역시 같다.
따라서 가장 낮은 다이오드 전압 스트레스를 얻기 위해 명목 듀티(Dnom)는 다음의 수학식 29와 같이 결정한다.
Figure 112008081049813-pat00029
그리고 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 다른 실시예는 도 7에 나타낸 바와 같이, 보조스위치(13), (17)를 2개 설치하고, 보조 클램프 다이오드(35), (36)를 2개 더 추가하여 설치한다.
예를 들면, 상기 클램핑 커패시터(14)와 제1메인스위치(11)의 입력단 사이에 접속되는 보조스위치(13)에 추가하여 상기 클램핑 커패시터(14)와 제2메인스위치(12)의 출력단 사이에 접속되는 다른 보조스위치(17)를 설치한다.
그리고 상기 보조스위치(13)와 클램핑 커패시터(14)의 사이에 일단이 접속되고, 전압원(2)과 제2메인스위치(12)의 사이에 다른 일단이 접속되는 하나의 보조 클램프 다이오드(35)를 설치한다.
상기 하나의 보조 클램프 다이오드(35)는 상기 보조스위치(13)에 대하여 순방향으로 연결한다.
또한 상기 보조스위치(13)와 클램핑 커패시터(14)의 사이에 일단이 접속되고, 상기 다른 보조스위치(17)와 제1인덕터(18)의 사이에 다른 일단이 접속되는 다른 보조 클램프 다이오드(36)를 설치한다.
상기 다른 보조 클램프 다이오드(36)는 상기 다른 보조스위치(17)의 입력에 대하여 순방향으로 연결한다.
상기에서 제1메인스위치(11), 보조스위치(13), 클램핑 커패시터(14), 다른 보조스위치(17) 및 제2메인스위치(12)는 전압원(2)에 대하여 직렬로 연결한다.
상기와 같이 보조스위치(13), (17)를 2개 설치하여 두개의 보조 클램프 다이오드(35), (36)를 이용하여 전압 스트레스를 분담하도록 구성하면, 보조스위치(13), (17)의 전압 스트레스를 낮추는 것이 가능하다.
즉 상기한 일실시예에서 두개의 클램프 다이오드(15), (16)를 이용하여 두개의 메인스위치(11), (12)의 전압 스트레스를 효과적으로 감소시킨 것과 마찬가지로, 사양에 따라 큰 자화전류가 필요할 수 있고 전압 스트레스가 심각한 문제로 대두될 수 있는 전압 스트레스를 두개의 보조 클램프 다이오드(35), (36)를 통하여 두개의 보조스위치(13), (17)로 분담시키는 것도 가능하다.
상기와 같이 구성되는 다른 실시예에 있어서는 제1메인스위치(11)와 하나의 보조스위치(13)의 전압 스트레스는 각각 제1클램프 다이오드(15)와 하나의 보조 클 램프 다이오드(35)를 통해 전압원(2)의 전압(Vs)으로 클램핑된다.
그리고 제2메인스위치(12)와 다른 보조스위치(17)의 전압 스트레스는 각각 제2클램프 다이오드(16)와 다른 보조 클램프 다이오드(36)를 통하여 클램핑 커패시터(14)의 전압(Vc)으로 클램핑된다.
상기한 다른 실시예에 있어서도 상기한 구성 및 작동 이외에는 상기한 일실시예와 마찬가지의 구성 및 작동으로 실시하는 것이 가능하므로, 상세한 설명은 생략한다.
상기에서는 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니고 특허청구범위와 발명의 상세한 설명 및 첨부한 도면의 범위 안에서 여러가지로 변형하여 실시하는 것이 가능하고, 이 또한 본 발명의 범위에 속한다.
도 1은 본 발명에 따른 능동 클램프 퍼워드 컨버터의 일실시예를 나타내는 회로도이다.
도 2는 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 일실시예에 있어서 스위칭 동작에서 주요 요소의 파형도이다.
도 3은 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 일실시예에 있어서 스위칭 모드별 동작을 나타내는 회로도이다.
도 4는 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 일실시예에 있어서 제1메인스위치 및 제2메인스위치의 전압 스트레스를 나타내는 그래프이다.
도 5는 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 일실시예에 있어서 보조스위치의 전압 스트레스를 나타내는 그래프이다.
도 6은 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 일실시예에 있어서 제1다이오드와 제2다이오드의 전압 스트레스를 나타내는 그래프이다.
도 7은 본 발명에 따른 능동 클램프 포워드 컨버터의 다른 실시예를 나타내는 회로도이다.

Claims (6)

  1. 전압원과 1차측에 연결되는 전압원의 전압을 부하가 연결되는 2차측에 설정된 권선비로 변환하는 트랜스 및 트랜스의 1차측에 병렬 연결되는 제1인덕터 및 제2인덕터와 전압원에 제1인덕터 및 제2인덕터와 병열 연결되는 클램핑 커패시터가 구비되는 포워드 컨버터에 있어서,
    전압원의 일단(-)에 출력단이 접속되는 제1메인스위치;
    전압원의 일단(+)에 입력단이 접속되고 출력단에 클램핑 커패시터와 제1인덕터가 병렬로 접속되는 제2메인스위치;
    클램핑 커패시터와 제1메인스위치의 입력단 사이에 접속되는 보조스위치;
    보조스위치와 제1메인스위치의 사이에 일단이 접속되고, 전압원과 제2메인스위치의 사이에 다른 일단이 접속되며, 보조스위치에 대하여 순방향으로 연결되는 제1클램프 다이오드;
    전압원과 제2메인스위치의 사이에 일단이 접속되고, 클램핑 커패시터와 보조스위치의 입력단 사이에 다른 일단이 접속되며, 제2메인스위치의 입력에 대하여 순방향으로 연결되는 제2클램프 다이오드;
    를 포함하는 능동 클램프 포워드 컨버터.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1클램프 다이오드는 제1메인스위치의 전압 스트레스를 전압원측으로 클램핑시키고,
    상기 제2클램프 다이오드는 제2메인스위치의 전압 스트레스를 클램핑 커패시터로 클램핑시키는 능동 클램프 포워드 컨버터.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1메인스위치, 보조스위치, 클램핑 커패시터 및 제2메인스위치는 전압원에 대하여 직렬 연결되는 능동 클램프 포워드 컨버터.
  4. 청구항 1에 있어서,
    클램핑 커패시터와 제2메인스위치의 출력단 사이에 접속되는 다른 보조스위치;
    상기 보조스위치와 클램핑 커패시터의 사이에 일단이 접속되고, 전압원과 제2메인스위치의 사이에 다른 일단이 접속되며, 상기 보조스위치에 대하여 순방향으로 연결되는 하나의 보조 클램프 다이오드;
    상기 보조스위치와 클램핑 커패시터의 사이에 일단이 접속되고, 상기 다른 보조스위치와 제1인덕터의 사이에 다른 일단이 접속되며, 상기 다른 보조스위치의 입력에 대하여 순방향으로 연결되는 다른 보조 클램프 다이오드;
    를 더 포함하는 능동 클램프 포워드 컨버터.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 제1메인스위치, 보조스위치, 클램핑 커패시터, 다른 보조스위치 및 제2메인스위치는 전압원에 대하여 직렬 연결되는 능동 클램프 포워드 컨버터.
  6. 청구항 4에 있어서,
    상기 하나의 보조 클램프 다이오드는 상기 보조스위치의 전압 스트레스를 전압원측으로 클램핑시키고,
    상기 다른 보조 클램프 다이오드는 상기 다른 보조스위치 전압 스트레스를 클램핑 커패시터로 클램핑시키는 능동 클램프 포워드 컨버터.
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