JP3199423B2 - 共振形フォワードコンバ−タ - Google Patents

共振形フォワードコンバ−タ

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JP3199423B2
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明は、実質的に印加電圧が
ゼロの状態でスイッチング素子をスイッチングさせる共
振形フォワ−ドコンバ−タに関する。
【０００２】
【従来の技術】 近来、スイッチング素子の接合キャパ
シタンスによるスイッチング電力損失を低減するため
に、実質的に印加電圧がゼロの状態でスイッチング素子
をスイッチングさせるゼロ電圧スイッチング技術が電力
コンバ−タに適用されるようになってきている。ゼロ電
圧スイッチングする従来の１次側共振の準共振コンバ−
タ、および１次側と２次側の共振をもつ多モ−ド共振形
コンバ−タの場合には、スイッチング素子のスイッチン
グ電力損失を低減できるが、しかしスイッチング素子の
電圧が負荷電流の増大時に過大となったり, 回路の共振
電流が大きくなるためスイッチング素子を含めて容量の
大きな電子部品を用いる必要があり、これらの電力損失
が大きくなってしまうという欠点がある。
【０００３】 このような問題点を、図８に示す従来の
共振形コンバ−タを例として説明すると、１は直流電
源、２はそれぞれ図示の極性の１次巻線２Ａと２次巻線
２Ｂを有するトランス、３はＭＯＳＦＥＴ又はバイポ−
ラトランジスタなどからなるスイッチング素子、４はス
イッチング素子３に並列接続された共振用コンデンサ、
５’は共振用線形インダクタンスであり、通常、接続配
線のインダクタンスとトランス２とのリ−ケイジインダ
クタンスとの和に相当するインダクタンスＬr が用いら
れるが、これだけでは不足の場合には別途所望の値の線
形インダクタンスを与える個別の線形インダクタが直列
に付加される。
【０００４】 また、トランス２の２次巻線２Ｂには直
列に整流用ダイオ−ド６が接続され、これら２次巻線２
Ｂと整流用ダイオ−ド６に跨がってフリ−ホイリング・
ダイオ−ド７が接続される。さらに、平滑用インダクタ
８と平滑用コンデンサ９とからなる出力フィルタがフリ
ーホイリング・ダイオ−ド７と出力端子１０、１０’と
の間に接続される。さらにまた、トランス２の２次巻線
２Ｂには共振用コンデンサ１１が並列に接続され、制御
回路１２は出力端子１０、１０’間の直流出力電圧を設
定電圧に維持するような制御信号をスイッチング素子３
に与える。
【０００５】 ここではこの共振形コンバ−タの詳しい
説明は省略するが、負荷電流増大時のスイッチング素子
３オフ時の電圧を過大とせずに, 広い電流範囲のゼロ電
圧スイチングを実現できる特徴がある。その典型的な動
作波形を図９に示す。
【０００６】 しかし図９に示すようにゼロ電圧スイッ
チングをさせるためには、逆方向の共振電流が流れた分
だけ順方向の共振電流を多く流さねばならないので、大
きな共振電流を流す必要があり, この共振電流により回
路内の損失を増大させ, 効率を低下させる。特に軽負荷
時は共振電流と出力電流との比率が増大するため, 著し
く電力効率が低下するという問題がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】 共振用線形インダク
タンス５’は、そのインダクタンスが大きいほど共振用
コンデサ４の値を小さくでき共振電流を低減できるが,
出力電力が取れなくなる。その比率Ｌ／Ｃは出力電力に
見合った値を選択する必要があり、所望の共振動作と出
力特性を満足するには, 共振用コンデンサ４としてキャ
パシタンスの大きなもの用いなければならず、前述のよ
うに共振用コンデンサ４の充放電電流が大きな値とな
る。したがって、ゼロ電圧スイッチングによりスイッチ
ング素子３のスイッチング損失は十分に低減されるもの
の、スイッチング素子３, 共振用線形インダクタンス
５’, およびトランス２の巻線を通して流れる電流が大
きくなるため電力損失が増大し、電力効率を低下させて
しまう。
【０００８】 本発明は、小さな共振キャパシタンスの
採用を可能とし, 共振キャパシタンスの充放電電流を大
幅に低減させながら所望の共振動作を得, 広範囲の負荷
電流にわたってスイッチング素子の電圧を過大とするこ
となく, ゼロ電圧スイッチング動作を実現し, 電力効率
を向上させることを課題としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】 本発明は、直流電源
と、この直流電源に直列接続された１次巻線と該１次巻
線と磁気的に結合された２次巻線とを有する変圧器と、
該変圧器の１次巻線と直列に接続されたスイッチング素
子と共振キャパシタンスと、前記変圧器の２次巻線に直
列に接続された整流用ダイオードと、該整流用ダイオ−
ドと前記変圧器の２次巻線とに跨がって接続されたフリ
−ホイーリング・ダイオ−ドと、出力フィルタと、前記
変圧器の１次巻線と前記スイッチング素子とに直列に接
続され可飽和インダクタであって小電流領域では所定の
インダクタンスを有し、所定の電圧積分印加に対しては
磁気飽和を呈して小さなインダクタンスとなる可飽和イ
ンダクタと、前記スイッチング素子に制御信号を与えて
その導通を制御する制御回路とを備え、前記スイッチン
グ素子のオン期間では実質的にフォワードコンバタ動作
を行って負荷側へ電力を供給するゼロ電圧スイッチング
の共振形フォワードコンバータであって、前記可飽和イ
ンダクタは、前記共振キャパシタンスを低減し得る非飽
和インダクタンスを有することにより前記スイッチング
素子がオフの期間に流れる共振電流を制限し、前記非飽
和インダクタンスは前記共振電流によって前記可飽和イ
ンダクタを磁気飽和させない値を有するものである。
【００１０】
【実施例】 図１により本発明の１実施例について説明
するが、同図において図８で示した記号と同一の記号の
ものについては相当する部材を示し、Ｌr は共振用イン
ダクタンスの一部分又は全部を与える接続配線のインダ
クタンスとトランス２とのリーケイジ・インダクタンス
との和に相当するインダクタンスを示し、５は本発明の
主要な構成部品の１つであり、図２に示すような特性を
有する可飽和インダクタである。この可飽和インダクタ
５は、前記スイッチング素子のオフ時に直流電源１の正
極からトランス２の１次巻線２Ａおよび可飽和インダク
タ５を通して流れる小電流の共振期間には大きなインダ
クタンスを回路に与え、前記スイッチング素子３のオン
時には磁気飽和してそのインダクタンスが急減するよう
構成されている。
【００１１】 したがって、前記インダクタンスＬr に
加えて可飽和インダクタ５の非飽和時のインダクタンス
を共振インダクタンスとして利用することで、共振イン
ダクタンスを従来より大幅に大きくし、共振用コンデン
サ４のキャパシタンスを従来より大幅に小さく、例えば
０．１倍以下にすることを容易に可能とし, ＭＨｚクラ
スの変換周波数を採用した場合は, 共振用コンデンサ４
を省略して前記スイッチング素子の出力キャパシタンス
だけで所望の共振キャパシタンスを得ることが可能であ
る。共振キャパシタンスの値が小さいことはその共振電
流が小さくなり、共振電流による電力損失を小さくする
とができるのである。
【００１２】 なお、制御回路１２は直流出力端子１
０、１０’間の直流出力電圧を検出し、その電圧が一定
になるような制御信号をスイッチング素子３に与え、そ
の制御信号はオン時間制御、オフ時間制御、ターンオン
時点制御, また主電流値を介在させた電流モード制御に
よるオン時間制御などのいずれか、又はこれらの複数を
組み合わせた制御を与える。
【００１３】 次に上述の理解を深めるために、図３を
も用いて本発明の代表的な１つの動作モ−ドについて説
明を行う。以下の説明では可飽和インダクタ５は所定の
電流値で飽和するものとして述べるが、その構成手段に
より、印加された電圧を時間で積分した電圧積分値に対
応して磁気飽和するとするのが正確である。しかし、一
つの定常状態の動作説明ではこの電圧積分値に対応する
電流値が存在するので、この電流値を見掛上の飽和電流
値と考えることで、以下の説明と同様の扱いができる。
【００１４】 なお、図３において、Ｖ4 はスイッチン
グ素子３の両端の電圧、つまり共振用コンデンサ４の両
端の電圧波形、Ｉ1 とＩ2 はトランス２の１次巻線２
Ａ、２次巻線２Ｂをそれぞれ流れる電流波形、Ｖ2 はト
ランス２の２次巻線２Ｂの両端の電圧波形である。
【００１５】 期間１（ｔ０≦ｔ≦ｔ１） スイッチング素子３がオン状態にあり、可飽和インダク
タ５は磁気飽和状態である。このときスイッチング素子
３には、２次側のインダクタ８の電流を１次側に換算し
た電流とトランス２の励磁電流との和に等しい電流が流
れている。つまり、フォワードコンバータとして動作し
て負荷に電力を供給する。
【００１６】 期間２（ｔ１≦ｔ≦ｔ２） 時刻ｔ１でスイッチング素子３をオフさせると、それま
でスイッチング素子３を流れていた電流が共振用コンデ
ンサ４に流れ込む。これに伴い共振用コンデンサ４が充
電され、その端子間電圧Ｖ4 が急速に上昇して直流電源
１の電圧Ｖ1 と同じ電圧値に至った時点で、トランス２
の巻線に印加されていた電圧がゼロとなる。この間, 共
振用コンデンサ４の電圧Ｖ4 はほぼ直線的に上昇する。
これはインダクタ８が直流平滑用として, 通常十分大き
い値を有し, その電流はこの間ほぼ一定であり, トラン
スの励磁電流もこの間の変化は小さいため, 共振用コン
デンサ４の充電電流はほぼ一定となるからである。トラ
ンス２の巻線電圧がゼロとなると, 今までその電圧によ
って逆バイアスされていたフリ−ホイーリング・ダイオ
−ド７が導通を開始して、フリ−ホイーリング・ダイオ
−ド７と整流用ダイオ−ド６とでトランス２の２次巻線
２Ｂを短絡状態にする。この時刻をｔ２とする。
【００１７】 期間３（ｔ２≦ｔ≦ｔ３） 時刻ｔ２でトランス２の２次巻線２Ｂが短絡されるの
で、トランス２の励磁電流は, この期間ほぼ一定に保た
れる。共振用コンデンサ４に流れ込んでいる充電電流
は、フリ−ホイーリング・ダイオ−ド７が導通を始めた
ことにより負荷電流がフリ−ホイーリング・ダイオ−ド
７に移行し始め、減少を始めるが、接続配線のインダク
タンスとトランス２のリ−ケイジインダクタンスＬｒと
可飽和インダクタ５の飽和インダクタンスＬｓｓ（Ｌｒ
と同レベル以下）が存在するために、直ちにゼロにはな
らない。これらのインダクタンスの和と共振用コンデン
サ４で決まる共振で, 共振用コンデンサ４の電圧Ｖ4 は
さらに上昇を続ける。共振用コンデンサ４を充電してい
る電流Ｉl はこの共振で減少して行き、その充電電流が
トランス２の励磁電流の値まで減少すると、整流用ダイ
オ−ド６がオフし, トランス２の２次巻線２Ｂの短絡状
態が解除される。この時刻をｔ３とする。
【００１８】 期間４（ｔ３≦ｔ≦ｔ４） 整流用ダイオ−ド６がオフし, トランス２の２次巻線２
Ｂの短絡状態が解除されと, トランス２の励磁インダク
タンスＬｍ, 可飽和インダクタ５の飽和インダクタンス
Ｌｓｓ, 共振用コンデンサ４, ２次側の共振用コンデン
サ１１, および接続配線のインダクタンスとトランス２
のリ−ケイジインダクタンスＬｒが共振回路を形成す
る。この共振に従い共振用コンデサ４と１１の電圧が変
化する。次に, 可飽和インダクタ５の電流が磁気飽和電
流値にまで減少したところで、可飽和インダクタ５は磁
気飽和状態から脱し, 可飽和インダクタ５のインダクタ
ンスは非飽和インダクタンスＬｓｎに変化し, トランス
２の励磁インダクタンスと同レベルの値である大きい値
となる。可飽和インダクタ５が磁気飽和状態から脱する
時刻をｔ４とする。
【００１９】 期間５（ｔ４≦ｔ≦ｔ５） 時刻ｔ４で、可飽和インダクタ５が磁気飽和状態から脱
すると、トランス２の励磁インダクタンスＬｍ, 可飽和
インダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ,共振用コ
ンデンサ４, ２次側の共振用コンデンサ１１, 接続配線
のインダクタンスとトランス２のリ−ケイジインダクタ
ンスＬｒが共振回路を形成する。この共振に従い共振用
コンデサ４と１１は充放電され電圧が変化する。整流用
ダイオ−ド６の共振用コンデサ１１が充放電されゼロに
なったところで, 整流用ダイオ−ド６が導通し, トラン
ス２の２次巻線２Ｂは整流用ダイオ−ド６とフリ−ホイ
リング・ダイオ−ド７で短絡される。この時刻をｔ５と
する。
【００２０】 期間６（ｔ５≦ｔ≦ｔ６） 時刻ｔ５でトランス２の巻線が短絡されると, 可飽和イ
ンダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎ, 共振用コン
デンサ４, および接続配線のインダクタンスとトランス
２のリ−ケイジインダクタンスＬｒが共振回路を形成す
る。この共振に従い共振用コンデサ４はさらに放電され
る。時刻５までに, 可飽和インダクタ５の非飽和インダ
クタンスに共振用コンデンサ４の放電方向の電流として
蓄えられたエネルギによって共振用コンデサ４は放電を
続ける。この共振用コンデンサ４の電圧がゼロになった
ところで、スイッチング素子３の逆並列ダイオ−ド（Ｍ
ＯＳＦＥＴの場合はそのボディダイオ−ド）が導通す
る。この時刻をｔ６とする。
【００２１】 期間７（ｔ６≦ｔ≦ｔ７） スイッチング素子３のボディダイオ−ド又はそれと並列
接続されたダイオ−ドが導通している期間に、スイッチ
ング素子３をタ−ンオンさせると、印加電圧がゼロの状
態でのターンオンスイッチングが実現できる。この動作
モ−ドでは, すでに時刻ｔ５で整流用ダイオード６が導
通し, トランス２の巻線は短絡されているので, 直流電
源電圧Ｖ1 のほとんどを可飽和インダクタ５が負担し、
直線的に順方向に向かって電流が増え、飽和電流値まで
増加したところで可飽和インダクタ５が磁気飽和に至
る。この時刻をｔ７とする。この間、出力には電力が供
給されないが、トランス２の２次巻線２Ｂは短絡されて
いるのでトランス２の磁束変化はなく, トランス２の電
圧負担の増加とはならない。
【００２２】 期間８（ｔ７≦ｔ≦ｔ８） 時刻ｔ７で可飽和インダクタ５が磁気飽和すると、直流
電源１の電圧Ｖ1 のすべてを接続配線のインダクタンス
とトランス２のリ−ケイジ・インダクタンスと可飽和イ
ンダクタ５の飽和インダクタンスＬｓｓが分担する。
この和のインダクタンスは小さいので、スイッチング素
子３と整流用ダイオ−ド６の電流は急速に増加し, 整流
用ダイオード６の電流が, 時刻ｔ８でインダクタ８の電
流に等しくなると, フリ−ホイリング・ダイオ−ド７が
逆バイアスされオフする。フリ−ホイーリング・ダイオ
−ド７がオフすると, トランス２の２次巻線２Ｂに直流
電源１の電圧Ｖ１の巻数換算された電圧が現われ, スイ
ッチング素子３、トランス２, および整流用ダイオード
６を介して直流電源１から２次側に電力が供給される。
【００２３】 この後、期間１に戻って前述と同じ動作
を繰り返す。各部の波形は図３のようになる。以上の動
作については、用いる回路部品の定数の相違などによっ
て, 各期間の順番など動作が若干異なる期間もあるが、
この共振形フォワ−ドコンバ−タの特徴である可飽和イ
ンダクタ５の非飽和インダクタンスＬｓｎの値が大きい
ことを利用し, 共振期間にその電流の向きが反転し, そ
の蓄積エネルギでゼロ電圧スイッチングを実現する基本
的動作は同じであるので省略する。
【００２４】 以上説明したように, この実施例ではス
イッチング素子３と整流用ダイオ−ド６をともにゼロ電
圧でオンオフすることができる。しかもこのゼロ電圧ス
イッチングを実現するスイッチング素子３のオフ期間中
の共振に対し, １次側に挿入した可飽和インダクタ５の
非飽和領域のインダクタンスＬｓｎを利用しており, そ
の値を大きくすることができるため, スイッチイング素
子３と整流用ダイオ−ド６と並列の共振用コンデンサ１
１の値を小さくすることができる。ＭＨｚクラスの変換
周波数で動作させた場合, 共振用コンデンサ４を省略し
てスイッチング素子の接合キャパシタンスなどからなる
出力キャパシタンスだけで共振キャパシタンスを満足さ
せることができる。したがって, この共振電流は従来の
非共振のフォワ−ドコンバ−タのトランスの励磁電流と
同程度の小さい電流ですむため, スイッチング素子, ト
ランスの巻線電流, 整流用ダイオ−ドの電流は従来の非
共振のフォワ−ドコンバ−タと同程度であり, 広範囲の
負荷電流に対してゼロ電圧スイッチングを実現するため
の回路電流の増加がほとんどなく, 高周波で高効率のコ
ンバ−タを作ることができる。
【００２５】 また、本発明の共振形フォワ−ドコンバ
−タは共振キャパシタンスを大幅に小さくできるので、
負荷電流の増加に伴い共振時間を短縮できる。つまり、
負荷電流が増大すると、トランス２のリ−ケ−ジインダ
クタンスと接続配線のインダクタンスとの和に相当する
インダクタンスＬr と可飽和インダクタ５の飽和インダ
クタンスＬｓｓと共振用コンデンサ４との共振作用によ
りスイッチング素子３のオフ期間が短縮され、そのオン
期間が長くなるので、負荷電流の増大による出力電圧の
低下を自己補償できる。また、共振キャパシタンスを大
幅に小さくできることにより、共振回路におけるインダ
クタンスＬr が効果的に作用して共振回路のリセット時
間を短縮することができる。
【００２６】 さらに、２次側の共振用キンデンサ１１
を含めたキャパシタンスと共振インダクタンスとを適正
にすることにより、図３に示すようにスイッチング素子
３のピ−ク電圧部を平坦化でき、これによりスイッチン
グ素子３に印加される電圧ピークを制限しながら、共振
回路のリセット時間を短縮できる。
【００２７】 次に図４により本発明の他の１実施例を
説明すると、図１に示した記号と同一の記号のものは相
当する部材を示し、この実施例では図１に示した実施例
における２次側の共振用コンデンサ１１を省略してお
り, 整流用ダイオ−ド６はタ−ンオフ時, ゼロ電圧タ−
ンオフとならない。その典型的な動作波形を図５に示
す。この実施例は, 整流用ダイオ−ド６の接合キャパシ
タンスが小さく、スイッチイング素子３をゼロ電圧スイ
ッチイングすれば十分な変換周波数で動作させるときに
適する。２次側回路で共振を行わない点が図１の実施例
と異なるが, 本発明の特徴である１次側のスイッチング
素子をゼロ電圧スイッチングする主要な動作について
は、図１に示した実施例とほぼ同じであるので動作説明
は省略する。
【００２８】 可飽和インダクタ５は図２に示す特性を
持ち、所定の電流値で飽和するものとして説明してき
た。このような特性を得るには、可飽和インダクタ５に
使用するコアが図６に示す磁性特性を持てば良い。また
角形ヒステリシスを持つコアにギャップを設けること
で、同様の特性を得ることができる。図２の鎖線で示す
ように可飽和インダクタの飽和特性を非対象とすると、
本共振形コンバ−タのスイッチング素子がタ−ンオン
後、順方向飽和までの時間を短縮し、出力に対するデッ
ドタイムを小さくし、出力電力を増加させることができ
る。このような非対象の可飽和インダクタを得るには、
コアのギャップに磁気バイアス用のマグネットを挿入す
るか、或いはバイアス巻線を巻き、電流バイアスを加え
ることで可能である。
【００２９】 また、これまで可飽和インダクタ５は所
定の電流で磁気飽和する特性をもつものとして説明して
きたが、図７ａに示すように、ギャップを持たない角形
ヒステリシスのコアに巻いた巻線５Ａと線形インダクタ
５Ｂとの組み合わせでも同様の動作を可能とする可飽和
インダクタを作ることができる。しかし、この場合は可
飽和インダクタは所定の電流値で飽和するのではなく、
角形コアの電圧積分値で飽和する動作となる。並列に接
続した線形インダクタの電流値で、可飽和インダクタが
飽和するように見掛上動作するが、実際は角形コアの電
圧積分値で飽和動作をする。しかし、この見掛け上の飽
和電流値を考えることで、この可飽和インダクタを使用
した本発明の共振形フォワ−ドコンバータの定常動作は
前述した動作説明と同様に説明できる。
【００３０】 ただし、前記線形インダクタの電流は入
出力の条件が変われば変化するので、前述の動作説明に
対応させるには、見掛上の可飽和インダクタの飽和電流
が入出力状態により変化するものとして考えることにな
る。また図７ａに示す手段では、巻線５Ａの抵抗に主電
流により生じた電圧降下が、並列接続された線形インダ
クタ５Ｂにかかるため、線形インダクタ５Ｂと巻線５Ａ
との間に循環電流発生する。この循環電流は出力電力を
増加すると前述の巻線５Ａの直流電圧降下が増加するた
め大きくなる。しかもデッドタイムを増加させる方向で
あり、出力電力を低下させる。この影響を低減するに
は、線形インダクタ５Ｂの巻線抵抗を巻線５Ａの抵抗に
対し十分大きくし、循環電流を小さく押さえることが必
要である。このため線形インダクタ５Ｂに直列に抵抗５
Ｃを接続している。
【００３１】 図７ｂはこの循環電流の問題を解決する
手段である。可飽和インダクタの主巻線５ａと別に補助
巻線５ｄを設け、この補助巻線５ｄに線形インダクタ５
Ｂを接続することで、主巻線の直流電圧降下による望ま
しくない電流バイアスをなくし、出力電力の低下を防止
するとができる。これは、主電流による直流電圧降下は
補助巻線には現れないので、線形インダクタンスの直流
電流はゼロとなるため、出力電力を低下させるバイアス
電流をなくすことができる。
【００３２】 また図７ｃに示す構成をとると、一つの
コアに一体化するとができる。この例では角形コア５ｅ
に巻かれた可飽和インダクタの主巻線５ａに加えて、補
助巻線５ｄの１ターンを主巻線５ａに結合するようコア
５ｅの内部を通して巻き、さらに主巻線５ａとの結合が
無いよう線形インダクタ５Ｂを図示のようにコア５ｅの
外面に適正回数巻き、その両端を短絡する。
【００３３】 この様な構成では、コアの外面に巻いた
巻線が線形インダクタンス５Ｂを形成し、前述の可飽和
インダクタの非飽和インダクタンスの特性を実現でき
る。
【００３４】 また、図７ｂ、図７ｃに示す構成の可飽
和インダクタ５は、一つの定常状態に対応した見掛け上
の特性を前述した図２の鎖線で示した特性として容易に
実現できる。
【００３５】 なお、前記実施例ではいずれも１次側だ
けに可飽和インダクタを設けたが、２次側にも２次巻線
と整流用ダイオ−ドと直列に可飽和インダクタを接続し
て、１次側の可飽和インダクタの非飽和インダクタンス
の一部を２次側の可飽和インダクタに分担させることに
より、整流用ダイオ−ドに印加されるピ−ク電圧を低減
できる。
【００３６】
【発明の効果】 以上述べたように本発明では、直流電
源１の正極からトランス２の１次巻線２Ａおよび可飽和
インダクタ５を通して流れる電流が小電流の領域では予
め定められたインダクタンスを回路に与え、電流の増加
または両端の電圧積分で磁気飽和してそのインダクタン
スが急減するよう構成された可飽和インダクタ５を共振
用キャパシタンスおよびスイッチング素子に直列に接続
したので、共振キャパシタンスを大幅に小さくすること
ができ, ゼロ電圧スイッチングを達成するための共振電
流を大幅に低減でき、共振電流による電力損失を小さく
し、電力効率を向上させることができる。
【００３７】 また、共振キャパシタンスを大幅に小さ
くしても可飽和インダクタの効果により、スイッチング
素子に印加される電圧のピーク値の上昇を押さえること
ができる。したがって、従来の非共振のフォワードコン
バータと同程度の耐圧・電流のスイッチング素子を使用
できる。
【００３８】 また、共振キャパシタンスを大幅に小さ
くできるので、変換周波数がＭＨｚクラスの共振形フォ
ワードコンバータではスイッチング素子の出力キャパシ
タンスだけで所望の大きさの共振キャパシタンスを満足
できるので、共振用コンデンサを省略できる。
【００３９】 また、共振キャパシタンスを大幅に小さ
くできるので、トランスのリ−ケ−ジインダクタンスや
接続配線のインダクタンスが効果的に作用し、同一変換
周波数ではスイッチング素子３のオフ時間が短縮され、
オン時間が長くなるため、負荷電流の増大による出力電
圧の低下を自己補償できる。
【００４０】 また、共振キャパシタンスを大幅に小さ
くなるのに伴い、トランスのリ−ケ−ジインダクタンス
や接続配線のインダクタンスの作用が顕著になり、共振
回路のリセット時間を短縮できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる共振形フォワ−ドコンバータ
の一実施例を示す図である。
【図２】 本発明に用いる可飽和インダクタの特性を示
す図である。
【図３】 前記実施例を説明するための各部の波形を示
す図である。
【図４】 本発明にかかる共振形フォワ−ドコンバータ
の他の一実施例を示す図である。
【図５】 前記実施例の各部の波形を示す図である。
【図６】 本発明に用いる可飽和インダクタに使用する
コアの特性を示す図である
【図７】 本発明に用いる可飽和インダクタの構成例を
示す図である
【図８】 従来の共振形コンバータの一例を示す図であ
る。
【図９】 従来の共振形コンバータを説明するための各
部の波形を示す図である。
【符号の説明】
１・・・・直流電源 ２・・・・１次巻線２Ａと２次巻線２Ｂとを有するトラ
ンス ３・・・・スイッチング素子 ４・・・・共振用コンデンサ ５・・・・可飽和インダクタ ６・・・・整流用ダイオード ７・・・・フリーホイーリングダイオード ８・・・・平滑用インダクタ ９・・・・平滑用コンデンサ １０、１０’・・・直流出力端子 １１・・・・共振用コンデンサ １２・・・・制御回路
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源と、この直流電源に直列接続さ
    れた１次巻線と該１次巻線と磁気的に結合された２次巻
    線とを有する変圧器と、該変圧器の１次巻線と直列に接
    続されたスイッチング素子と共振キャパシタンスと、前
    記変圧器の２次巻線に直列に接続された整流用ダイオー
    ドと、該整流用ダイオ−ドと前記変圧器の２次巻線とに
    跨がって接続されたフリ−ホイーリング・ダイオ−ド
    と、出力フィルタと、前記変圧器の１次巻線と前記スイ
    ッチング素子とに直列に接続され可飽和インダクタであ
    って小電流領域では所定のインダクタンスを有し、所定
    の電圧積分印加に対しては磁気飽和を呈して小さなイン
    ダクタンスとなる可飽和インダクタと、前記スイッチン
    グ素子に制御信号を与えてその導通を制御する制御回路
    とを備え、前記スイッチング素子のオン期間では実質的
    にフォワードコンバタ動作を行って負荷側へ電力を供給
    するゼロ電圧スイッチングの共振形フォワードコンバー
    タであって、前記可飽和インダクタは、前記共振キャパ
    シタンスを低減し得る非飽和インダクタンスを有するこ
    とにより前記スイッチング素子がオフの期間に流れる共
    振電流を制限し、前記非飽和インダクタンスは前記共振
    電流によって前記可飽和インダクタが磁気飽和されない
    値を有することを特徴とする共振形フォワードコンバ−
    タ。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の共振形フォワードコン
    バ−タにおいて、前記スイッチング素子のオフ期間で実
    質的に共振が起こり、前記スイッチング素子のオン期間
    ではフォワードコンバタとして動作することを特徴とす
    る共振形フォワ−ドコンバ−タ。
  3. 【請求項３】 請求項１に記載の共振形フォワードコン
    バ−タにおいて、前記共振キャパシタンスが、前記スイ
    ッチング素子の出力キャパシタンス、又は前記スイッチ
    ング素子の出力キャパシタンスとこのスイッチング素子
    に並列に接続された共振用コンデンサのキャパシタンス
    とからなることを特徴とする共振形フォワードコンバ−
    タ。
  4. 【請求項４】 請求項１に記載の共振形フォワードコン
    バ−タにおいて、前記可飽和インダクタを角形ヒステリ
    シスのコアに巻かれた第１の巻線と線形インダクタを並
    列接続し構成することを特徴とする共振形フォワ−ドコ
    ンバ−タ。
  5. 【請求項５】 請求項１に記載の共振形フォワードコン
    バ−タにおいて、前記可飽和インダクタを角形ヒステリ
    シスのコアに巻かれた第１の巻線と該第１の巻線に磁気
    結合された第２の巻線を設け, 該第２の巻線に並列に線
    形インダクタを接続し構成することを特徴とする共振形
    フォワ−ドコンバ−タ。
  6. 【請求項６】 請求項１に記載の共振形フォワードコン
    バ−タにおいて、前記可飽和インダクタを角形ヒステリ
    シスのコアに巻かれた第１の巻線と該第１の巻線に磁気
    結合された第２の巻線と, 該第２の巻線に並列接続され
    前記第１の巻線と磁気結合させない第３の巻線で構成す
    ることを特徴とする共振形フォワ−ドコンバ−タ。
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