JPH0734652B2 - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ―ｄｃコンバータInfo
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- JPH0734652B2 JPH0734652B2 JP1266616A JP26661689A JPH0734652B2 JP H0734652 B2 JPH0734652 B2 JP H0734652B2 JP 1266616 A JP1266616 A JP 1266616A JP 26661689 A JP26661689 A JP 26661689A JP H0734652 B2 JPH0734652 B2 JP H0734652B2
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- JP
- Japan
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- transistor
- voltage
- current
- converter
- capacitor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、損失を低減するためのDC−DCコンバータの構
成に関する。
成に関する。
近年高い周波数で利用できるスイッチング素子の開発に
伴いDC−DCコンバータのスイッチング周波数が高くなる
につれて、大きな体積を占めるトランス、チョークコイ
ル、平滑コンデンサを小さく構成できるようになり、そ
の小形化が期待される。
伴いDC−DCコンバータのスイッチング周波数が高くなる
につれて、大きな体積を占めるトランス、チョークコイ
ル、平滑コンデンサを小さく構成できるようになり、そ
の小形化が期待される。
ところが、スイッチング素子のターンオン、ターンオフ
時の電流と電圧の重なりによって生ずるスイッチング損
失が高周波化に伴って増加して、前記した部品や回路素
子が小さくなっているにもかかわらず、損失による発熱
の放熱対策のために全体の小形化が進んでいないのが現
状である。
時の電流と電圧の重なりによって生ずるスイッチング損
失が高周波化に伴って増加して、前記した部品や回路素
子が小さくなっているにもかかわらず、損失による発熱
の放熱対策のために全体の小形化が進んでいないのが現
状である。
第２図は従来の一石式のフオワード型のDC−DCコンバー
タの回路図であり、第４図はその電圧、電流の波形図で
ある。
タの回路図であり、第４図はその電圧、電流の波形図で
ある。
直流源ES、トランスT1の一次巻線L1、スイッチング素子
であるトランジスタQ1が直列回路を構成しており、トラ
ンスT1の二次巻線L2には整流ダイオードD1、チョークコ
イルL3、フライホイールダイオードD2、平滑コンデンサ
C1からなる整流、平滑回路が接続している。
であるトランジスタQ1が直列回路を構成しており、トラ
ンスT1の二次巻線L2には整流ダイオードD1、チョークコ
イルL3、フライホイールダイオードD2、平滑コンデンサ
C1からなる整流、平滑回路が接続している。
トランジスタQ1には図示を省略してある制御回路からゲ
ート電圧が加えられる。
ート電圧が加えられる。
このようなDC−DCコンバータは、トランジスタQ1がオン
している時に入力側のトランスT1の一次巻線L1に電流が
流れ、出力側の二次巻線L2の誘起電圧から整流、平滑回
路を用いて直流出力を出力端子１、１′に得る。
している時に入力側のトランスT1の一次巻線L1に電流が
流れ、出力側の二次巻線L2の誘起電圧から整流、平滑回
路を用いて直流出力を出力端子１、１′に得る。
第４図はトランジスタQ1のゲート電圧VG1、ドレイン・
ソース間電圧VQ1、一次巻線L1を経てトランジスタQ1を
流れる電流IQ1の波形を、横軸に共通の時間軸をとって
表してある。トランジスタQ1がターンオンする時刻t1か
らその後の時刻t2までの期間、およびターンオフする時
刻t3からその後の時刻t4までの期間ではドレイン・ソー
ス間電圧VQ1と電流IQ1が重なっている。この重なりによ
り、スイッチング損失が生じる。
ソース間電圧VQ1、一次巻線L1を経てトランジスタQ1を
流れる電流IQ1の波形を、横軸に共通の時間軸をとって
表してある。トランジスタQ1がターンオンする時刻t1か
らその後の時刻t2までの期間、およびターンオフする時
刻t3からその後の時刻t4までの期間ではドレイン・ソー
ス間電圧VQ1と電流IQ1が重なっている。この重なりによ
り、スイッチング損失が生じる。
従来の一石式のDC−DCコンバータは、このようにして生
ずるスイッチング損失が高周波化に伴って増加する。ま
た、スイッチング素子としてトランジスタQ1のように絶
縁ゲート型電界効果トランジスタを用いた場合、時刻t1
においてはトランジスタに寄生する寄生容量C2に電荷が
ある状態でターンオフすることになり、寄生容量C2の短
絡による損失とノイズも発生する。
ずるスイッチング損失が高周波化に伴って増加する。ま
た、スイッチング素子としてトランジスタQ1のように絶
縁ゲート型電界効果トランジスタを用いた場合、時刻t1
においてはトランジスタに寄生する寄生容量C2に電荷が
ある状態でターンオフすることになり、寄生容量C2の短
絡による損失とノイズも発生する。
本発明の課題は、損失を低減することのできる１石式の
DC−DCコンバータを提供することにある。
DC−DCコンバータを提供することにある。
本発明は直流電源、トランスの一次巻線、スイッチング
素子を直列接続し、該スイッチング素子のオン期間に該
トランスの二次巻線に接続する整流、平滑回路を経て直
流出力を得るDC−DCコンバータにおいて、該整流、平滑
回路は整流ダイオード、転流ダイオード及びチョークコ
イルを有するものとし、該スイッチング素子に並列にコ
ンデンサを接続し、該二次巻線と該整流ダイオード間に
可飽和リアクトルを接続したことを特徴とする。
素子を直列接続し、該スイッチング素子のオン期間に該
トランスの二次巻線に接続する整流、平滑回路を経て直
流出力を得るDC−DCコンバータにおいて、該整流、平滑
回路は整流ダイオード、転流ダイオード及びチョークコ
イルを有するものとし、該スイッチング素子に並列にコ
ンデンサを接続し、該二次巻線と該整流ダイオード間に
可飽和リアクトルを接続したことを特徴とする。
以下、本発明のDC−DCコンバータの実施例を示す第１図
の回路図を参照しながら説明する。なお、第２図と同一
部分は同じ符号を付与してある。
の回路図を参照しながら説明する。なお、第２図と同一
部分は同じ符号を付与してある。
第１図の１石式のDC−DCコンバータは、直流源ES、トラ
ンスT1の一次巻線L1、スイッチング素子である絶縁ゲー
ト型電界効果トランジスタQ1が直列回路を構成してお
り、トランスT1の二次巻線L2には整流ダイオードD1、チ
ョークコイルL3、フライホイールダイオードD2、平滑コ
ンデンサC1からなる整流、平滑回路が接続している。
ンスT1の一次巻線L1、スイッチング素子である絶縁ゲー
ト型電界効果トランジスタQ1が直列回路を構成してお
り、トランスT1の二次巻線L2には整流ダイオードD1、チ
ョークコイルL3、フライホイールダイオードD2、平滑コ
ンデンサC1からなる整流、平滑回路が接続している。
さらに、トランジスタQ1にはコンデンサC3が並列接続し
ており、整流回路の整流ダイオードD1と二次巻線L2間に
は可飽和リアクトルL4が接続し、トランジスタQ1のオン
期間にトランスT1を通して電力を伝送するようにしてあ
る。
ており、整流回路の整流ダイオードD1と二次巻線L2間に
は可飽和リアクトルL4が接続し、トランジスタQ1のオン
期間にトランスT1を通して電力を伝送するようにしてあ
る。
このように構成されたDC−DCコンバータの動作を第３図
の波形図を参照しながら説明する。
の波形図を参照しながら説明する。
第３図はトランジスタQ1のゲート電圧VG1、ドレイン・
ソース間電圧VQ1、ドレインからソースへ流れる電流
IQ1、整流ダイオードD1の電流ID1、トランジスタQ1の寄
生容量C2とコンデンサC3に流れる電流の和の電流IC23の
波形を、横軸に共通の時間軸をとって表してある。
ソース間電圧VQ1、ドレインからソースへ流れる電流
IQ1、整流ダイオードD1の電流ID1、トランジスタQ1の寄
生容量C2とコンデンサC3に流れる電流の和の電流IC23の
波形を、横軸に共通の時間軸をとって表してある。
オン期間が終わる時刻t5にトランジスタQ1のゲート電圧
VG1が零になりターンオフすると、トランスT1の一次巻
線L1からトランジスタQ1へ流れていた電流IQ1は零とな
る。しかし、オン期間中に一次巻線L1に流れていた電流
の内の励磁電流は、一次巻線L1のインダクタンスにより
連続して流れ続けようとするために、トランジスタQ1の
寄生容量C2およびトランジスタQ1に並列接続されたコン
デンサC3に転流し、両方を流れる電流の和の電流IC23と
して流れ続ける。このため、寄生容量C2とコンデンサC3
の端子電圧、即ちトランジスタQ1のドレイン・ソース間
電圧VQ1は、寄生容量C2とコンデンサC3を充電しながら
緩やかに立ち上がる。
VG1が零になりターンオフすると、トランスT1の一次巻
線L1からトランジスタQ1へ流れていた電流IQ1は零とな
る。しかし、オン期間中に一次巻線L1に流れていた電流
の内の励磁電流は、一次巻線L1のインダクタンスにより
連続して流れ続けようとするために、トランジスタQ1の
寄生容量C2およびトランジスタQ1に並列接続されたコン
デンサC3に転流し、両方を流れる電流の和の電流IC23と
して流れ続ける。このため、寄生容量C2とコンデンサC3
の端子電圧、即ちトランジスタQ1のドレイン・ソース間
電圧VQ1は、寄生容量C2とコンデンサC3を充電しながら
緩やかに立ち上がる。
従って、トランジスタQ1のターンオフ時の電圧VQ1と電
流IQ1の重なりによるスイッチング損失は発生しない。
流IQ1の重なりによるスイッチング損失は発生しない。
その後、電圧VQ1が直流源ESの電圧VESを越える時刻t6か
らは一次巻線L1、寄生容量C2とコンデンサC3の合成容
量、直流源ESからなる直列回路に共振現象が生ずる。
らは一次巻線L1、寄生容量C2とコンデンサC3の合成容
量、直流源ESからなる直列回路に共振現象が生ずる。
これは、電圧VQ1が直流源ESの電圧VESを越えた時刻t6以
後にトランスT1の一次巻線L1にはトランジスタQ1のオン
時とは逆方向の電圧が加わるので、二次巻線L2の端子電
圧は・印の極性点側で負となり、整流ダイオードD1を流
れていた電流ID1はなくなりダイオードD1がオフとなる
ので、出力電流はダイオードD2の電流ID2として流れ、
トランスT1の二次側は電気的に開放されるためである。
後にトランスT1の一次巻線L1にはトランジスタQ1のオン
時とは逆方向の電圧が加わるので、二次巻線L2の端子電
圧は・印の極性点側で負となり、整流ダイオードD1を流
れていた電流ID1はなくなりダイオードD1がオフとなる
ので、出力電流はダイオードD2の電流ID2として流れ、
トランスT1の二次側は電気的に開放されるためである。
この共振の周波数ｆは（１）式で示され、コンデンサC3
の端子電圧、つまりトランジスタQ1のドレイン・ソース
間電圧VQ1は共振作用に従った正弦波形状の変化をす
る。
の端子電圧、つまりトランジスタQ1のドレイン・ソース
間電圧VQ1は共振作用に従った正弦波形状の変化をす
る。
なお、（１）式において、L1は一次巻線L1のインダクタ
ンス値、C2はトランジスタQ1の寄生容量、C3はコンデン
サC3の容量値を表している。
ンス値、C2はトランジスタQ1の寄生容量、C3はコンデン
サC3の容量値を表している。
電圧VQ1はピーク点に達してから緩やかに下降するが、
直流源ESの電圧VES以下になる時刻t7直後で一次巻線L1
には再びトランジスタQ1のオン時と同方向の電圧が印加
される。
直流源ESの電圧VES以下になる時刻t7直後で一次巻線L1
には再びトランジスタQ1のオン時と同方向の電圧が印加
される。
この結果、二次巻線L2の第１図に示す・印の極性点は正
となる。ここで、もし二次巻線L2に直接、整流ダイオー
ドD1を接続してあれば、整流ダイオードD1は導通状態と
なり、それまで導通していたダイオードD2と同時に導通
状態となるので、トランスT1の二次側が電気的に短絡さ
れることになる。このために、一次巻線L1にはインダク
タンスが存在しなくなり、共振要素がなくなるので、共
振は持続しない。
となる。ここで、もし二次巻線L2に直接、整流ダイオー
ドD1を接続してあれば、整流ダイオードD1は導通状態と
なり、それまで導通していたダイオードD2と同時に導通
状態となるので、トランスT1の二次側が電気的に短絡さ
れることになる。このために、一次巻線L1にはインダク
タンスが存在しなくなり、共振要素がなくなるので、共
振は持続しない。
しかし本発明では、二次巻線L2と整流ダイオードD2間に
は可飽和リアクトルL4を接続してあり、時刻t7以後は二
次巻線L2の・印の極性点側が正になってからこの可飽和
リアクトルL4が飽和するまでの間、整流ダイオードD1の
導通が遅れることになる。その間、トランスT1の二次側
は依然として電気的に開放されているので共振は持続
し、時刻t8でコンデンサC3の端子電圧、即ちドレイン・
ソース間電圧VQ1が零になる。可飽和リアクトルL4が飽
和するまでの時間は、当然時刻t8と時刻t7間の時間以上
にする必要がある。
は可飽和リアクトルL4を接続してあり、時刻t7以後は二
次巻線L2の・印の極性点側が正になってからこの可飽和
リアクトルL4が飽和するまでの間、整流ダイオードD1の
導通が遅れることになる。その間、トランスT1の二次側
は依然として電気的に開放されているので共振は持続
し、時刻t8でコンデンサC3の端子電圧、即ちドレイン・
ソース間電圧VQ1が零になる。可飽和リアクトルL4が飽
和するまでの時間は、当然時刻t8と時刻t7間の時間以上
にする必要がある。
次に、時刻t8で電圧VQ1が零になったことを検出し、ト
ランジスタQ1をターンオンするように制御する。なお、
第１図では電圧VQ1のこのような状態を検出する回路は
図示を省略してある。
ランジスタQ1をターンオンするように制御する。なお、
第１図では電圧VQ1のこのような状態を検出する回路は
図示を省略してある。
電圧VQ1が零となってからトランジスタQ1をターンオン
するために、そのターンオン時、即ち時刻t8ではトラン
ジスタQ1における電圧VQ1と電流IQ1が重ならないので、
この重なりによるスイッチング損失は発生しない。
するために、そのターンオン時、即ち時刻t8ではトラン
ジスタQ1における電圧VQ1と電流IQ1が重ならないので、
この重なりによるスイッチング損失は発生しない。
またターンオンは、共振によりトランジスタQ1のドレイ
ン・ソース間電圧VQ1、即ち寄生容量C2とコンデンサC3
の端子電圧が零まで下降した状態で行われるので、寄生
容量C2の短絡による損失とノイズの発生もない。
ン・ソース間電圧VQ1、即ち寄生容量C2とコンデンサC3
の端子電圧が零まで下降した状態で行われるので、寄生
容量C2の短絡による損失とノイズの発生もない。
なお、第４図におけるトランジスタQ1の寄生容量C2とコ
ンデンサC3の電流IC23は、一次巻線L1側から寄生容量
C2、コンデンサC3側へ流れる場合を（＋）、逆の場合を
（−）として表してある。
ンデンサC3の電流IC23は、一次巻線L1側から寄生容量
C2、コンデンサC3側へ流れる場合を（＋）、逆の場合を
（−）として表してある。
このようにしてターンオフ、ターンオンのいずれの場合
もスイッチング損失は生じないし、寄生容量C2の短絡損
失、短絡ノイズも生じない。
もスイッチング損失は生じないし、寄生容量C2の短絡損
失、短絡ノイズも生じない。
なお、スイッチング素子はバイポーラトランジスタでも
よく、本発明は一石式のフオワード型DC−DCコンバータ
に広く応用できる。
よく、本発明は一石式のフオワード型DC−DCコンバータ
に広く応用できる。
以上述べたように、本発明のDC−DCコンバータはスイッ
チング素子と並列にコンデンサを接続し、トランスの二
次巻線と整流ダイオード間に可飽和リアクトルを接続し
てある。
チング素子と並列にコンデンサを接続し、トランスの二
次巻線と整流ダイオード間に可飽和リアクトルを接続し
てある。
そして、スイッチング素子がターンオフする時は、励磁
電流をスイッチング素子に並列接続するコンデンサに流
して、そのスイッチング素子の端子電圧を緩やかに上昇
させることができる。またターンオン時には、共振現象
を時刻させてスイッチング素子の端子電圧を零まで下降
した状態で行える。
電流をスイッチング素子に並列接続するコンデンサに流
して、そのスイッチング素子の端子電圧を緩やかに上昇
させることができる。またターンオン時には、共振現象
を時刻させてスイッチング素子の端子電圧を零まで下降
した状態で行える。
このようにしてターンオフ、ターンオンのいずれの場合
も、電圧と電流の重なり期間をなくしてスイッチング損
失をなくすことができる。
も、電圧と電流の重なり期間をなくしてスイッチング損
失をなくすことができる。
第１図は本発明のDC−DCコンバータの実施例を示す回路
図、第２図は従来のDC−DCコンバータの回路図、第３図
の本発明のDC−DCコンバータの電流と電圧の波形図、第
４図は第２図のDC−DCコンバータの電流と電圧の波形図
である。 Q1:トランジスタ、C1、C3:コンデンサ、T1:トランス、L
4:可飽和リアクトル
図、第２図は従来のDC−DCコンバータの回路図、第３図
の本発明のDC−DCコンバータの電流と電圧の波形図、第
４図は第２図のDC−DCコンバータの電流と電圧の波形図
である。 Q1:トランジスタ、C1、C3:コンデンサ、T1:トランス、L
4:可飽和リアクトル
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 亀山 茂 埼玉県入間郡鶴ケ島町大字五味ケ谷18番地 東光株式会社埼玉事業所内 (72)発明者 荒川 洸治 埼玉県入間郡鶴ケ島町大字五味ケ谷18番地 東光株式会社埼玉事業所内 (72)発明者 渡辺 一史 新潟県長岡市摂田屋外川2701番地 ネミッ ク・ラムダ株式会社長岡工場内 (72)発明者 吉岡 均 神奈川県川崎市中原区刈宿228番地 株式 会社ユタカ電機製作所内 (72)発明者 乗越 勇美 東京都稲城市大字東長沼１号地161番地 株式会社電設内 (56)参考文献 特開 昭62−173979（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−110058（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−131768（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−144788（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭63−194587（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源、トランスの一次巻線、スイッチ
ング素子を直列接続し、該スイッチング素子のオン期間
に該トランスの二次巻線に接続する整流、平滑回路を経
て直流出力を得るDC−DCコンバータにおいて、 該整流、平滑回路は整流ダイオード、転流ダイオード及
びチョークコイルを有するものとし、 該スイッチング素子に並列にコンデンサを接続し、 該二次巻線と該整流ダイオード間に可飽和リアクトルを
接続した ことを特徴とするDC−DCコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1266616A JPH0734652B2 (ja) | 1989-10-14 | 1989-10-14 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| US07/594,030 US5086381A (en) | 1989-10-14 | 1990-10-09 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1266616A JPH0734652B2 (ja) | 1989-10-14 | 1989-10-14 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03135367A JPH03135367A (ja) | 1991-06-10 |
| JPH0734652B2 true JPH0734652B2 (ja) | 1995-04-12 |
Family
ID=17433289
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1266616A Expired - Fee Related JPH0734652B2 (ja) | 1989-10-14 | 1989-10-14 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5086381A (ja) |
| JP (1) | JPH0734652B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3199423B2 (ja) * | 1991-11-01 | 2001-08-20 | オリジン電気株式会社 | 共振形フォワードコンバ−タ |
| US5673183A (en) * | 1993-12-01 | 1997-09-30 | Melcher, Ag | DC/DC converter for low output voltages |
| CN110365212A (zh) * | 2018-04-09 | 2019-10-22 | 弗莱克斯有限公司 | 具钳位电压整流器的隔离fai 2转换器及同步整流解决方案 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2050081B (en) * | 1979-03-15 | 1982-12-08 | Tokyo Shibaura Electric Co | High frequency switching regulator circuit |
| JPS57138867A (en) * | 1981-02-17 | 1982-08-27 | Toshiba Corp | Voltage resonance type high frequency switching circuit |
| JPH0667187B2 (ja) * | 1984-01-23 | 1994-08-24 | 株式会社日立製作所 | 磁気制御形スイツチングレギユレ−タ |
| JPS60144788U (ja) * | 1984-03-05 | 1985-09-26 | 横河電機株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバ−タ |
| JPS62131768A (ja) * | 1985-11-30 | 1987-06-15 | Tokyo Electric Co Ltd | 電源装置 |
| JPS63194587U (ja) * | 1987-06-01 | 1988-12-14 | ||
| US4788634A (en) * | 1987-06-22 | 1988-11-29 | Massachusetts Institute Of Technology | Resonant forward converter |
| US4857822A (en) * | 1987-09-23 | 1989-08-15 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Zero-voltage-switched multi-resonant converters including the buck and forward type |
| FR2627644B1 (fr) * | 1988-02-24 | 1991-05-03 | Europ Agence Spatiale | Convertisseur continu-continu, sans pertes de commutation, notamment pour alimentation continue haute frequence ou pour amplificateur a tube a ondes progressives |
| US4931918A (en) * | 1988-07-29 | 1990-06-05 | Yokogawa Electric Corporation | Ringing choke converter |
-
1989
- 1989-10-14 JP JP1266616A patent/JPH0734652B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-10-09 US US07/594,030 patent/US5086381A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03135367A (ja) | 1991-06-10 |
| US5086381A (en) | 1992-02-04 |
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