JPH0748944B2 - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ―ｄｃコンバータInfo
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- JPH0748944B2 JPH0748944B2 JP1266615A JP26661589A JPH0748944B2 JP H0748944 B2 JPH0748944 B2 JP H0748944B2 JP 1266615 A JP1266615 A JP 1266615A JP 26661589 A JP26661589 A JP 26661589A JP H0748944 B2 JPH0748944 B2 JP H0748944B2
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- JP
- Japan
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- switching element
- capacitor
- turned
- period
- transistor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、損失を低減するためのDC-DCコンバータの構
成に関する。
成に関する。
近年高い周波数で利用できるスイッチング素子の開発に
伴いDC-DCコンバータのスイッチング周波数が高くなる
につれて、大きな体積を占めるトランス、チョークコイ
ル、平滑コンデンサを小さく構成できるようになり、そ
の小形化が期待される。
伴いDC-DCコンバータのスイッチング周波数が高くなる
につれて、大きな体積を占めるトランス、チョークコイ
ル、平滑コンデンサを小さく構成できるようになり、そ
の小形化が期待される。
ところが、スイッチング素子のターンオン、ターンオフ
時の電流と電圧の重なりによって生ずるスイッチング損
失が高周波化に伴って増加して、前記した部品や回路素
子が小さくなっているにもかかわらず、スイッチング損
失による発熱に対する放熱対策のために全体の小形化が
進んでいないのが現状である。
時の電流と電圧の重なりによって生ずるスイッチング損
失が高周波化に伴って増加して、前記した部品や回路素
子が小さくなっているにもかかわらず、スイッチング損
失による発熱に対する放熱対策のために全体の小形化が
進んでいないのが現状である。
また、DC-DCコンバータの高周波化にともない絶縁ゲー
ト型電界効果トランジスタの使用が一般的になっている
が、絶縁ゲート型電界効果トランジスタは出力部に寄生
容量を有し、電圧を印加したままスイッチング動作を行
うと寄生容量の短絡が生じ、ノイズを発生する。このこ
とに対しても対策が必要である。
ト型電界効果トランジスタの使用が一般的になっている
が、絶縁ゲート型電界効果トランジスタは出力部に寄生
容量を有し、電圧を印加したままスイッチング動作を行
うと寄生容量の短絡が生じ、ノイズを発生する。このこ
とに対しても対策が必要である。
第４図は従来の一石式のフオワード型のDC-DCコンバー
タの回路図であり、第５図はその電圧、電流の波形図で
ある。
タの回路図であり、第５図はその電圧、電流の波形図で
ある。
直流源ES、トランスT1の一次巻線L1、スイッチング素子
である絶縁ゲート型電界効果トランジスタQ1が直列回路
を構成しており、トランジスタT1の二次巻線L2には整流
ダイオードD1、フライホイールダイオードD2、チョーク
コイルL3、平滑コンデンサC1からなる整流、平滑回路が
接続している。
である絶縁ゲート型電界効果トランジスタQ1が直列回路
を構成しており、トランジスタT1の二次巻線L2には整流
ダイオードD1、フライホイールダイオードD2、チョーク
コイルL3、平滑コンデンサC1からなる整流、平滑回路が
接続している。
トランジスタQ1には図示を省略してある制御回路からゲ
ート電圧が加えられる。
ート電圧が加えられる。
このようなDC-DCコンバータは、トランジスタQ1がオン
している時に入力側のトランスT1の一次巻線L1に電流が
流れ、出力側の二次巻線L2の誘起電圧から整流、平滑回
路を用いて直流出力を出力端子１、１′に得る。
している時に入力側のトランスT1の一次巻線L1に電流が
流れ、出力側の二次巻線L2の誘起電圧から整流、平滑回
路を用いて直流出力を出力端子１、１′に得る。
第５図はトランジスタQ1のゲート電圧VG1、ドレイン・
ソース間電圧VQ1、一次巻線L1を経てトランジスタQ1を
流れる電流IQ1の波形を、横軸に共通の時間軸をとって
表してあるが、トランジスタQ1がターンオンする時刻t1
からその後の時刻t2までの期間、ターンオフする時刻t3
からその後の時刻t4までの期間ではドレイン・ソース間
電圧VQ1、電流IQ1が重なっている。そして、この重なり
による電力損失が生ずる。
ソース間電圧VQ1、一次巻線L1を経てトランジスタQ1を
流れる電流IQ1の波形を、横軸に共通の時間軸をとって
表してあるが、トランジスタQ1がターンオンする時刻t1
からその後の時刻t2までの期間、ターンオフする時刻t3
からその後の時刻t4までの期間ではドレイン・ソース間
電圧VQ1、電流IQ1が重なっている。そして、この重なり
による電力損失が生ずる。
本発明の課題は、スイッチング素子のターンオン、ター
ンオフ時の損失を低減することのできる１石式のDC-DC
コンバータを提供することにある。
ンオフ時の損失を低減することのできる１石式のDC-DC
コンバータを提供することにある。
本発明は、直流源、トランスの一次巻線、絶縁ゲート型
電界効果トランジスタからなる主スイッチング素子を直
列接続し、該トランスの二次巻線に整流、平滑回路が接
続され、主スイッチング素子のオン期間中にトランスの
一次巻線から二次巻線へ電力が伝達されるDC-DCコンバ
ータにおいて、主スイッチング素子に第１のコンデン
サ、第２のコンデンサと絶縁ゲート型電界効果トランジ
スタの副スイッチング素子からなる直列回路を並列接続
してあり、副スイッチング素子がタヘンオフした後に第
１の休止期間を経て主スイッチング素子がターンオン
し、主スイッチング素子がターンオフした後に第２の休
止期間を経て副スイッチング素子がターンオンするよう
に両方のスイッチング素子がオフしている休止期間を設
け、第１の休止期間はトランスの励磁インダクタンスと
第１のコンデンサで決定される共振周期の1/4から1/6、
第２の休止期間は主スイッチング素子のオフ期間の1/2
以下に設定されていることを特徴とする。
電界効果トランジスタからなる主スイッチング素子を直
列接続し、該トランスの二次巻線に整流、平滑回路が接
続され、主スイッチング素子のオン期間中にトランスの
一次巻線から二次巻線へ電力が伝達されるDC-DCコンバ
ータにおいて、主スイッチング素子に第１のコンデン
サ、第２のコンデンサと絶縁ゲート型電界効果トランジ
スタの副スイッチング素子からなる直列回路を並列接続
してあり、副スイッチング素子がタヘンオフした後に第
１の休止期間を経て主スイッチング素子がターンオン
し、主スイッチング素子がターンオフした後に第２の休
止期間を経て副スイッチング素子がターンオンするよう
に両方のスイッチング素子がオフしている休止期間を設
け、第１の休止期間はトランスの励磁インダクタンスと
第１のコンデンサで決定される共振周期の1/4から1/6、
第２の休止期間は主スイッチング素子のオフ期間の1/2
以下に設定されていることを特徴とする。
以下、本発明のDC-DCコンバータの実施例を示す第１図
の回路図を参照しながら説明する。なお、第４図と同一
部分は同じ符号を付与してある。
の回路図を参照しながら説明する。なお、第４図と同一
部分は同じ符号を付与してある。
第１図の主スイッチング素子のオン期間中にトランスの
一次巻線から二次巻線へ電力が伝達される１石式のDC-D
Cコンバータは、直流源ES、トランスT1の一次巻線L1、
主スイッチング素子であるＮチャンネルの絶縁ゲート型
電界効果トランジスタQ1が直列回路を構成しており、ト
ランスT1の二次巻線L2には整流ダイオードD1、チョーク
コイルL3、平滑コンデンサC1からなる整流、平滑回路が
接続している。
一次巻線から二次巻線へ電力が伝達される１石式のDC-D
Cコンバータは、直流源ES、トランスT1の一次巻線L1、
主スイッチング素子であるＮチャンネルの絶縁ゲート型
電界効果トランジスタQ1が直列回路を構成しており、ト
ランスT1の二次巻線L2には整流ダイオードD1、チョーク
コイルL3、平滑コンデンサC1からなる整流、平滑回路が
接続している。
さらに、トランジスタQ1には第１のコンデンサC3、第２
のコンデンサC4とＰチャンネルの絶縁ゲート型電界効果
トランジスタQ2からなる直列回路が並列接続している。
トランジスタQ2は後に述べるように副スイッチング素子
の役割をする。D4はトランジスタQ2の寄生ダイオードで
あり、コンデンサC2はトランジスタQ1の寄生容量であ
る。
のコンデンサC4とＰチャンネルの絶縁ゲート型電界効果
トランジスタQ2からなる直列回路が並列接続している。
トランジスタQ2は後に述べるように副スイッチング素子
の役割をする。D4はトランジスタQ2の寄生ダイオードで
あり、コンデンサC2はトランジスタQ1の寄生容量であ
る。
また、トランジスタQ2がターンオフした後第１の休止期
間を経てトランジスタQ1がターンオンし、トランジスタ
Q1がターンオフした後、第２の休止期間を経てトランジ
スタQ2がターンオンするように両方のスイッチング素子
がオフしている休止期間を設定してある。
間を経てトランジスタQ1がターンオンし、トランジスタ
Q1がターンオフした後、第２の休止期間を経てトランジ
スタQ2がターンオンするように両方のスイッチング素子
がオフしている休止期間を設定してある。
このように構成されたDC-DCコンバータの動作を第３図
の波形図を参照しながら説明する。
の波形図を参照しながら説明する。
第３図はトランジスタQ1のゲート電圧VG1、トランジス
タQ2のゲート電圧VG2、トランジスタQ1のドレイン・ソ
ース間電圧VQ1、トランジスタQ1のドレインからソース
へ流れる電流IQ1、コンデンサC3の電流IC3、コンデンサ
C4の電流IC4、トランジスタQ2の寄生ダイオードD4の電
流ID4、トランジスタQ2のドレインからソースへ流れる
電流IQ2の波形を、横軸に共通の時間軸をとって表して
ある。
タQ2のゲート電圧VG2、トランジスタQ1のドレイン・ソ
ース間電圧VQ1、トランジスタQ1のドレインからソース
へ流れる電流IQ1、コンデンサC3の電流IC3、コンデンサ
C4の電流IC4、トランジスタQ2の寄生ダイオードD4の電
流ID4、トランジスタQ2のドレインからソースへ流れる
電流IQ2の波形を、横軸に共通の時間軸をとって表して
ある。
まず時刻t5にトランジスタQ1がターンオフすると、トラ
ンジスタQ1のドレインからソースへ流れる電流IQ1は零
となり、一次巻線L1に流れていた電流の内の励磁電流は
寄生容量C2とコンデンサC3に流れ、寄生容量C2とコンデ
ンサC3が充電される。
ンジスタQ1のドレインからソースへ流れる電流IQ1は零
となり、一次巻線L1に流れていた電流の内の励磁電流は
寄生容量C2とコンデンサC3に流れ、寄生容量C2とコンデ
ンサC3が充電される。
コンデンサC3を並列接続することにより、トランジスタ
Q1のドレイン・ソース間に存在する容量は増加する。そ
して、ドレイン・ソース間電圧VQ1は、（１）式に従っ
て緩やかに立ち上がり、ドレイン・ソース間の電流IQ1
と重なる期間は存在しない。
Q1のドレイン・ソース間に存在する容量は増加する。そ
して、ドレイン・ソース間電圧VQ1は、（１）式に従っ
て緩やかに立ち上がり、ドレイン・ソース間の電流IQ1
と重なる期間は存在しない。
VQ1＝It/（C2＋C3） （１） なお（１）式において、Ｉは励磁電流、ｔは時間、C2は
寄生容量C2の容量値、C3はコンデンサC3の容量値を表
す。
寄生容量C2の容量値、C3はコンデンサC3の容量値を表
す。
時刻t6に、トランジスタQ1のドレイン・ソース間電圧V
Q1がそれまでのサイクルでコンデンサC4に充電されてい
た電圧VC4を越えると、励磁電流はコンデンサC4とトラ
ンジスタQ2の寄生ダイオードD4からなる径路に流れコン
デンサC4が充電され始める。なお定常動作中においてコ
ンデンサC4に充電されていた電圧VC4は、直流源ESの電
圧VESよりも高くなっている。
Q1がそれまでのサイクルでコンデンサC4に充電されてい
た電圧VC4を越えると、励磁電流はコンデンサC4とトラ
ンジスタQ2の寄生ダイオードD4からなる径路に流れコン
デンサC4が充電され始める。なお定常動作中においてコ
ンデンサC4に充電されていた電圧VC4は、直流源ESの電
圧VESよりも高くなっている。
トランスT1の一次巻線L1の励磁エネルギーが全てコンデ
ンサC4に遷移した時刻t8に、コンデンサC4を流れる電流
IC4は零になる。時刻t5から時刻t8までの期間は定常動
作の結果、トランジスタQ1のオフ期間の1/2となる。
ンサC4に遷移した時刻t8に、コンデンサC4を流れる電流
IC4は零になる。時刻t5から時刻t8までの期間は定常動
作の結果、トランジスタQ1のオフ期間の1/2となる。
電流IC4が零になる前の時刻t7にトランジスタQ2にゲー
ト電圧VG1を加えてターンオンすると、時刻t8以後のコ
ンデンサC4の電圧は一次巻線L1に主スイッチング素子で
あるトランジスタQ1がオン時と逆の電圧、すなわち（V
C4−VES）の電圧をトランジスタQ2を通して印加し、一
次巻線L1をトランジスタQ1がオン時と逆方向に励磁す
る。このために、電流IC4は零になった以後に連続して
コンデンサC4から流れ出す。これが、時刻t8の状況であ
る。時刻t5と時刻t7間は、トランジスタQ1、Q2が両方共
オフしている第２の休止期間であり、トランジスタQ1の
オフ期間の1/7に設定してある。
ト電圧VG1を加えてターンオンすると、時刻t8以後のコ
ンデンサC4の電圧は一次巻線L1に主スイッチング素子で
あるトランジスタQ1がオン時と逆の電圧、すなわち（V
C4−VES）の電圧をトランジスタQ2を通して印加し、一
次巻線L1をトランジスタQ1がオン時と逆方向に励磁す
る。このために、電流IC4は零になった以後に連続して
コンデンサC4から流れ出す。これが、時刻t8の状況であ
る。時刻t5と時刻t7間は、トランジスタQ1、Q2が両方共
オフしている第２の休止期間であり、トランジスタQ1の
オフ期間の1/7に設定してある。
時刻t8から後は、前記の通り励磁電流は電流IC4として
トランジスタQ2、コンデンサC4、一次巻線L1を逆方向に
流れ、トランスT1の一次巻線L1は逆方向に励磁され、こ
の励磁エネルギーは後述するトランジスタQ2がターンオ
フする時刻t9以後の効果に用いられる。
トランジスタQ2、コンデンサC4、一次巻線L1を逆方向に
流れ、トランスT1の一次巻線L1は逆方向に励磁され、こ
の励磁エネルギーは後述するトランジスタQ2がターンオ
フする時刻t9以後の効果に用いられる。
なお、コンデンサC3の電流IC3、コンデンサC4の電流
IC4、寄生ダイオードD4の電流ID4、トランジスタQ2の電
流IQ2は一次巻線L1から直流源ESの陰極に流れる電流を
（＋）、逆方向の電流を（−）で表してある。
IC4、寄生ダイオードD4の電流ID4、トランジスタQ2の電
流IQ2は一次巻線L1から直流源ESの陰極に流れる電流を
（＋）、逆方向の電流を（−）で表してある。
次に、時刻t9にトランジスタQ2がターンオフすると、コ
ンデンサC4の電流IC4、トランジスタQ2の電流IQ2が零に
なるが、励磁電流は連続して流れ続けようとするために
トランジスタQ1の寄生容量C2とコンデンサC3の放電電流
として流れる。第３図ではコンデンサC3の充電電流を
（＋）、放電電流を（−）の電流IC3として表してあ
る。
ンデンサC4の電流IC4、トランジスタQ2の電流IQ2が零に
なるが、励磁電流は連続して流れ続けようとするために
トランジスタQ1の寄生容量C2とコンデンサC3の放電電流
として流れる。第３図ではコンデンサC3の充電電流を
（＋）、放電電流を（−）の電流IC3として表してあ
る。
時刻t9以後、寄生容量C2、コンデンサC3が放電される
時、この寄生容量C2、コンデンサC3の電圧は一次巻線L1
の励磁インダクタンスと寄生容量C2、コンデンサC3の並
列容量による過渡現像の正弦波共振波形となり、この共
振周期の1/4で最低となる。この寄生容量C2、コンデン
サC3の両端電圧はトランジスタQ1のドレイン・ソース間
電圧VQ1であり、前記共振周期の1/4の時刻t10の直前に
零になる。
時、この寄生容量C2、コンデンサC3の電圧は一次巻線L1
の励磁インダクタンスと寄生容量C2、コンデンサC3の並
列容量による過渡現像の正弦波共振波形となり、この共
振周期の1/4で最低となる。この寄生容量C2、コンデン
サC3の両端電圧はトランジスタQ1のドレイン・ソース間
電圧VQ1であり、前記共振周期の1/4の時刻t10の直前に
零になる。
寄生容量C2、コンデンサC3の放電が完了すると、励磁電
流はトランジスタQ1の寄生ダイオードD3に遷移して流れ
る。第３図のドレイン・ソース間電圧VQ1の点線は、前
記正弦波共振波形を示すものである。
流はトランジスタQ1の寄生ダイオードD3に遷移して流れ
る。第３図のドレイン・ソース間電圧VQ1の点線は、前
記正弦波共振波形を示すものである。
時刻t9と時刻t10間はトランジスタQ1、Q2が両方共オフ
している第１の休止期間である。
している第１の休止期間である。
そして励磁電流がこの寄生ダイオードD3を流れている時
刻t10に、主スイッチング素子であるトランジスタQ1が
ターンオフする。
刻t10に、主スイッチング素子であるトランジスタQ1が
ターンオフする。
時刻t10でドレイン・ソース間電圧VQ1は零なので、コン
デンサC3は勿論、寄生容量C2の放電は完了しており、ト
ランジスタQ1のターンオン時の寄生容量C2による短絡電
流は生じない。
デンサC3は勿論、寄生容量C2の放電は完了しており、ト
ランジスタQ1のターンオン時の寄生容量C2による短絡電
流は生じない。
このように主スイッチング素子であるトランジスタQ1が
ターンオンする前に、トランジスタQ1のドレイン・ソー
ス間電圧VQ1が零になるので、電圧VQ1と電流IQ1の重な
り期間はなく、スイッチング損失は生じない。さらに、
寄生容量C2からの短絡電流も流れない。
ターンオンする前に、トランジスタQ1のドレイン・ソー
ス間電圧VQ1が零になるので、電圧VQ1と電流IQ1の重な
り期間はなく、スイッチング損失は生じない。さらに、
寄生容量C2からの短絡電流も流れない。
またトランジスタQ1がターンオフする時は、トランジス
タQ1の寄生容量C2と並列接続するコンデンサC3に励磁電
流が遷移するのでドレイン・ソース間電圧VQ1が緩やか
に上昇し、電流IQ1と電圧VQ1の重なり期間がないことは
すでに説明した通りである。従って、トランジスタQ1に
おけるスイッチング損失は生じない。
タQ1の寄生容量C2と並列接続するコンデンサC3に励磁電
流が遷移するのでドレイン・ソース間電圧VQ1が緩やか
に上昇し、電流IQ1と電圧VQ1の重なり期間がないことは
すでに説明した通りである。従って、トランジスタQ1に
おけるスイッチング損失は生じない。
なお実施例では、第１の休止期間はトランスT1の励磁イ
ンダクタンスと第１のコンデンサC3で決定される共振周
期の1/4、第２の休止期間は主スイッチング素子である
トランジスタQ1のオフ期間の1/7にしたが、第１の休止
期間は前記共振周期の1/4から1/6の間、第２の休止期間
は主スイッチング素子であるトランジスタQ1のオフ期間
の1/2以下に設定することにより同様な効果が得られ
る。
ンダクタンスと第１のコンデンサC3で決定される共振周
期の1/4、第２の休止期間は主スイッチング素子である
トランジスタQ1のオフ期間の1/7にしたが、第１の休止
期間は前記共振周期の1/4から1/6の間、第２の休止期間
は主スイッチング素子であるトランジスタQ1のオフ期間
の1/2以下に設定することにより同様な効果が得られ
る。
第２図は本発明のDC-DCコンバータの他の実施例を示す
回路図であり、第１図と同一部分は同じ符号を付与して
ある。
回路図であり、第１図と同一部分は同じ符号を付与して
ある。
第２図では第１図の場合と異なり、第１のコンデンサ
C3、第２のコンデンサC4と副スイッチング素子であるト
ランジスタQ3が直流源ESを通してトランジスタQ1に交流
的に並列接続している。D5はトランジスタQ3の寄生ダイ
オードである。
C3、第２のコンデンサC4と副スイッチング素子であるト
ランジスタQ3が直流源ESを通してトランジスタQ1に交流
的に並列接続している。D5はトランジスタQ3の寄生ダイ
オードである。
コンデンサC3、コンデンサC4に流れる電流は共に交流成
分であり、交流理論上直流源ESは零インピーダンスとな
るため、第１のコンデンサC3、第２のコンデンサC4とト
ランジスタQ3の直列回路をトランジスタQ1に並列接続し
たことになる。この場合、副スイッチング素子のトラン
ジスタQ3は直流印加電圧の面からＮチャンネルの絶縁ゲ
ート型電界効果トランジスタとなる。
分であり、交流理論上直流源ESは零インピーダンスとな
るため、第１のコンデンサC3、第２のコンデンサC4とト
ランジスタQ3の直列回路をトランジスタQ1に並列接続し
たことになる。この場合、副スイッチング素子のトラン
ジスタQ3は直流印加電圧の面からＮチャンネルの絶縁ゲ
ート型電界効果トランジスタとなる。
この実施例の全体の動作は第１図の場合と同様であり、
同じ効果が得られる。
同じ効果が得られる。
なお、本発明は自励式でも他励式のいずれでもよい。
以上述べたように、本発明のDC-DCコンバータでは主ス
イッチング素子のターンオン時に主スイッチング素子の
両端電圧は零になっており、主スイッチング素子には電
圧と電流の重なり期間がないので主スイッチング損失は
生じない。また、主スイッチング素子の寄生容量が放電
されて両端電圧が零になっているので主スイッチング素
子内部に寄生容量を短絡する電流は流れない。このため
に、ノイズも生じない。
イッチング素子のターンオン時に主スイッチング素子の
両端電圧は零になっており、主スイッチング素子には電
圧と電流の重なり期間がないので主スイッチング損失は
生じない。また、主スイッチング素子の寄生容量が放電
されて両端電圧が零になっているので主スイッチング素
子内部に寄生容量を短絡する電流は流れない。このため
に、ノイズも生じない。
またターンオフする時は、主スイッチング素子の寄生容
量と並列接続する第１のコンデンサに励磁電流が遷移し
て流れるので、主スイッチング素子が両端電圧が緩やか
に上昇し、主スイッチング素子に印加される電圧と電流
の重なり期間はなくスイッチング損失は生じない。
量と並列接続する第１のコンデンサに励磁電流が遷移し
て流れるので、主スイッチング素子が両端電圧が緩やか
に上昇し、主スイッチング素子に印加される電圧と電流
の重なり期間はなくスイッチング損失は生じない。
従って、スイッチング損失による発熱に対する放熱対策
もわずかでよいので、全体形状が小さくて効率の高いDC
-DCコンバータを提供することができる。また、主スイ
ッチング素子の寄生容量の短絡時に発生するノイズもな
いので、低ノイズ化を実現できる利点もある。
もわずかでよいので、全体形状が小さくて効率の高いDC
-DCコンバータを提供することができる。また、主スイ
ッチング素子の寄生容量の短絡時に発生するノイズもな
いので、低ノイズ化を実現できる利点もある。
第１図は本発明のDC-DCコンバータの実施例を示す回路
図、第２図は本発明のDC-DCコンバータの他の実施例を
示す回路図、第３図は第１図のDC-DCコンバータの電流
と電圧の波形図、第４図は従来のDC-DCコンバータの回
路図、第５図は第４図のDC-DCコンバータの電流と電圧
の波形図である。 Q1，Q2：トランジスタ、C2：寄生容量、C3、C4：コンデ
ンサ
図、第２図は本発明のDC-DCコンバータの他の実施例を
示す回路図、第３図は第１図のDC-DCコンバータの電流
と電圧の波形図、第４図は従来のDC-DCコンバータの回
路図、第５図は第４図のDC-DCコンバータの電流と電圧
の波形図である。 Q1，Q2：トランジスタ、C2：寄生容量、C3、C4：コンデ
ンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 亀山 茂 埼玉県入間郡鶴ケ島町大字五味ケ谷18番地 東光株式会社埼玉事業所内 (72)発明者 荒川 洸治 埼玉県入間郡鶴ケ島町大字五味ケ谷18番地 東光株式会社埼玉事業所内 (72)発明者 渡辺 一史 新潟県長岡市摂田屋外川2701番地 ネミッ ク・ラムダ株式会社長岡工場内 (72)発明者 吉岡 均 神奈川県川崎市中原区刈宿228番地 株式 会社ユタカ電機製作所内 (72)発明者 乗越 勇美 東京都稲城市大字東長沼１号地161番地 株式会社電設内
Claims (2)
- 【請求項１】直流源、トランスの一次巻線、絶縁ゲート
型電界効果トランジスタからなる主スイッチング素子を
直列接続し、該トランスの二次巻線に接続する整流、平
滑回路を経て直流出力を得るDC-DCコンバータにおい
て、主スイッチング素子に第１のコンデンサ、第２のコ
ンデンサと絶縁ゲート型電界効果トランジスタの副スイ
ッチング素子からなる直列回路を並列接続してあり、副
スイッチング素子がターンオフした後に第１の休止期間
を経て主スイッチング素子がターンオンし、主スイッチ
ング素子がターンオフした後に第２の休止期間を経て副
スイッチング素子がターンオンするように両方のスイッ
チング素子がオフしている休止期間を設け、第１の休止
期間はトランスの励磁インダクタンスと第１のコンデン
サで決定される共振周期の1/4から1/6、第２の休止期間
は主スイッチング素子のオフ期間の1/2以下に設定され
ていることを特徴とするDC-DCコンバータ。 - 【請求項２】直流源、トランスの１次巻線、絶縁ゲート
型電界効果トランジスタからなる主スイッチング素子を
直列接続し、該トランスの二次巻線に接続する整流、平
滑回路を経て直流出力を得るDC-DCコンバータにおい
て、主スイッチング素子、第１のコンデンサ、第２のコ
ンデンサと副スイッチング素子からなる直列回路がそれ
ぞれ交流的に並列状態となるよう、第１のコンデンサ、
第２のコンデンサと絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
の副スイッチング素子からなる直列回路を主スイッチン
グ素子と直流源に対して並列接続し、副スイッチング素
子がターンオフした後に第１の休止期間を経て主スイッ
チング素子がターンオンし、主スイッチング素子がター
ンオフした後に第２の休止期間を経て副スイッチング素
子がターンオンするように両方のスイッチング素子がオ
フしている休止期間を設け、第１の休止期間はトランス
の励磁インダクタンスと第１のコンデンサで決定される
共振周期の1/4から1/6、第２の休止期間は主スイッチン
グ素子のオフ期間の1/2以下に設定されていることを特
徴とするDC-DCコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1266615A JPH0748944B2 (ja) | 1989-10-14 | 1989-10-14 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| US07/594,027 US5111372A (en) | 1989-10-14 | 1990-10-09 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1266615A JPH0748944B2 (ja) | 1989-10-14 | 1989-10-14 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03135368A JPH03135368A (ja) | 1991-06-10 |
| JPH0748944B2 true JPH0748944B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=17433275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1266615A Expired - Fee Related JPH0748944B2 (ja) | 1989-10-14 | 1989-10-14 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5111372A (ja) |
| JP (1) | JPH0748944B2 (ja) |
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| DE69627909T2 (de) | 1995-01-17 | 2003-11-13 | Vlt Corp | Regelung der in den Transformatoren von Schaltnetzteilen gepseicherten Energie |
| US5636107A (en) * | 1995-11-15 | 1997-06-03 | International Power Devices, Inc. | DC-DC converters |
| US5619402A (en) * | 1996-04-16 | 1997-04-08 | O2 Micro, Inc. | Higher-efficiency cold-cathode fluorescent lamp power supply |
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| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| US7433211B1 (en) * | 2003-06-30 | 2008-10-07 | Iwatt Inc. | System and method for input current shaping in a power converter |
| US7193872B2 (en) | 2005-01-28 | 2007-03-20 | Kasemsan Siri | Solar array inverter with maximum power tracking |
| KR100781359B1 (ko) | 2005-03-23 | 2007-11-30 | 삼성전자주식회사 | 디지털 제어방식의 고전압 발생장치 |
| JP5811618B2 (ja) * | 2011-06-16 | 2015-11-11 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2013028618A1 (en) | 2011-08-22 | 2013-02-28 | Franklin Electric Company, Inc. | Power conversion system |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| FR3020523B1 (fr) * | 2014-04-29 | 2016-05-06 | Valeo Systemes De Controle Moteur | Alimentation electrique et procede de commande d'une alimentation electrique |
| WO2017094488A1 (ja) | 2015-12-04 | 2017-06-08 | 株式会社村田製作所 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4809148A (en) * | 1987-10-21 | 1989-02-28 | British Columbia Telephone Company | Full-fluxed, single-ended DC converter |
| US4975821A (en) * | 1989-10-10 | 1990-12-04 | Lethellier Patrice R | High frequency switched mode resonant commutation power supply |
| US4959764A (en) * | 1989-11-14 | 1990-09-25 | Computer Products, Inc. | DC/DC converter switching at zero voltage |
-
1989
- 1989-10-14 JP JP1266615A patent/JPH0748944B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-10-09 US US07/594,027 patent/US5111372A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03135368A (ja) | 1991-06-10 |
| US5111372A (en) | 1992-05-05 |
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