JPH03207263A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、電圧共振型スイッチング電源装置に関する。

［従来の技術］ トランスとスイッチング素子とを直列に接続し、スイッ
チング素子をオン・オフ制御することによってトランス
の２次側に交流を発生させ、これを整流することによっ
て直流出力を得るスイッチングレギュレータは広く使用
されている。第１２図は従来の電圧共振型スイッチング
レギュレータの一例を示す。このスイッチングレギュレ
ータの直流電源１は交流電源端子２に接続された全波整
流器３と平滑用コンデンサ４とから成る。この直流電源
１の一端と他端（グランド端子）との間にはトランス５
の１吹奏ｆ１！（主巻線）６と電界効果トランジスタか
ら成るスイッチング素子７との直列回路が接続されてい
る。スイッチング素子７の制御端子（ゲート電極）は制
御回路８に接続されている。トランス５の２次巻線９は
、ダイオード１０．１１とリアクトル１２とコンデンサ
１３とから成る出力整流平滑回路１４を介して直流出力
端子１５．１６に接続されている。スイッチング素子７
に対して逆向きの電流を流すために、これに逆並列にダ
イオード１７が接続されている。この例では、スイッチ
ング素子７がサブストレートをソースに接続したＮチャ
ンネル絶縁ゲート型電界効果トランジスタであるので、
ダイオードを内蔵している。従って、ダイオード１７を
外部接続することは不要であるが、理解を容易にするた
めに独立に示されている。スイッチング素子７に並列に
接続されたコンデンサ１８は、トランス５のインダクタ
ンスと共振回路を形成する。スイッチング素子７のオフ
期間は共振回路の定数によって決定され、オン時間は出
力端子１５に接続された電圧検出回路１９の検出に基づ
いて制御される。

第１２図のスイッチングレギュレータの動作を第１３図
を参照して説明すると、ｔ１以前のスイッチング素子７
のオン期間には１次巻＋１！６に電源電圧が印加され、
２次巻線９にこれに対応した電圧が得られる。スイッチ
ング素子７がｔｌでオンからオンに転換すると、１次巻
線６にフライバック電圧が発生する。この時、１次巻線
６のインダクタンスとコンデンサ１８とから成る共振回
路が形成されているで、コンデンサ１８には共振による
電流■１が第１３図（Ｄ＞に示すように流れ、この電圧
ＶＣも第１３図（Ｂ）に示すように正弦波状に変化する
。コンデンサ１８はスイッチング素子７に並列接続され
ているので、スイッチング素子７の両端子間電圧ＶＤＳ
はコンデンサ電圧ＶＣと同一である。コンデンサ１８の
電流■１は第１３図（Ｄ３に示す如くオフ期間の前半の
ｔ１〜ｔ２で充電する向きに汚れ、後半のｔ２〜ｔ３で
放電する向きに流れる。スイッチング素子７の電圧が零
になるのｔ３でこれをオン駆動する。しかし、ｔ３で直
ちにスイッチング素子７に電流が流れない。ｔ３時点で
コンデンサ１８のエネルギが１次巻線６に移っているの
で、この１次巻線６に蓄積されたエネルギの放出が１次
巻線６と電源１とダイオード１７との閉回路で生じ、第
１３図（Ｃ）の電流Ｉ２のｔ３〜ｔ４期間の部分が流れ
る。１次巻線６のエネルギの放出が終了した後のｔ４〜
ｔ５期間には１次巻線６を介してスイッチング素子７に
′ｒｊｈ流が流れる。コンデンサ１８はｔ３〜ｔ４期間
にダイオード１７で短絡され、ｔ４〜ｔ５期間にスイッ
チング素子７で短絡されているので、オン期間には放電
完了状態（はぼ零ボルト）に維持されている。この電圧
共振型スイッチングレギュレータでは、スイッチング素
子７のターンオン時及びターンオフ時にスイッチング素
子７の電圧が実質的に零であるので、スイッチング損失
が極めて小さい。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、第１２図の電圧共振型スイ・ツチングレギュ
レータのオフ期間（ｔｌ〜ｔ３）は回路定数によって決
定され、はぼ一定であるので、出力電圧を制御するため
にはオン期間（ｔ３〜ｔ５）を制御しなければならない
。しかし、電圧制御のためにオン期間を大幅に変えると
、所望の共振状態を得ることが困雑になり、動作が不安
定になった。

そこで、本発明の目的は、共振条件を満足しながら広範
囲な電圧制御が可能な電圧共振型スイッチング電源装置
を提供することにある６［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記
直流電源の一端と他端との間に接続されたトランスと、
第１及び第２の主端子と制御端子とを有し、前記第１の
主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
続され、前記第２の主端子か前記直流電源の他端に接続
されている第１のスイッチング素子と、前記トランスの
インダクタンスと共振するように前記トランスに関係付
けられた独立のコンデンサ又は漂遊容量から成る第１の
コンデンサと、前記トランスに結合された出力回路と、
前記トランスのインダクタンスと共振するように前記ト
ランスに結合又は接続された第２のコンデンサと、前記
トランスのインダクタンスと前記第２のコンデンサとの
共振に基づく前記第２のコンデンサに流れる電流の通路
を選択的に形成し、前記第１のスイッチング素子のオフ
期間を変えることができるように前記第２のコンデンサ
に直列に接続された第２のスイッチング素子と、前記第
１のスイッチング素子をオン・オフ制御し、且つ前記第
２のスイッチング素子を前記第１のスイッチング素子の
オフ期間内でオン制御するための制御回路とから成るス
イッチング電源装置に係わるものである６また、第２の
コンデンサの両端の電圧が所定値になった時又はトラン
スの巻線の電圧が所定値になった時に、第２のスイッチ
ング素子をオフ制御することができる。

また、第２のスイッチング素子の電流が所定値以上にな
った時に第２のスイッチング素子をオフ制御することが
できる。

また、第２のコンデンサに流れる電流の向きが反転した
時点から一定時間経過した時点で第２のスイッチング素
子をオフ制御することができる。

また、第１のスイッチング素子のオン時間幅を一定にす
ることができる。

［作　用］ 本発明において、第１のスイッチング素子のオフ期間に
、トランスに対して第１のコンデンサ及び第２のコンデ
ンサが並列に接続される。共振回路に第１及び第２のコ
ンデンサの両方が含まれている時の共振周波数は第１の
コンデンサのみの時の共振周波数と興なる値（低い値）
になる。［第１の実施例］ 次に、第１図〜第３図を参照して本発明の第１の実施例
に係わる電圧共振型スイッチングレギュレータを説明す
る。但し、第１図において第１２図と共通する部分には
同一の符号を付してその説明を省略する。

第１図のスイッチングレギュレータは、第１のスイッチ
ング素子７と第１のダイオード１７との逆並列回路に対
して第１のコンデンサ１８が並列に接続されている他に
、第１のコンデンサ１８よりも容量の大きい第２のコン
デンサ２０も第２のダイオード２１と第２のスイッチン
グ素子２２との並列回路を介して並列に接続されている
。即ち、第２のコンデンサ２０の上端が１次巻線６の下
端に接続され、第２のコンデンサ２０の下端が第２のダ
イオード２１と第２のスイッチング素子２２との並列回
路を介して電源１の下端に接続されている。なお、ダイ
オード２１に並列にノイズ除去用の小容量のコンデンサ
２３が接続されている。

この実施例では第２のスイッチング素子２２がサブスト
レートをソースに接続することによってダイオードを内
蔵させたＰチャンネル絶縁ゲート型電界効果トランジス
タであるので、ダイオード２１を省くことができるが、
理解を容易にするためにダイオード２１が独立に示され
ている。

第２図は第１図の制御回路８を詳しく示すものであり、
第２のコンデンサ２０の電圧検出に基づいて第２のスイ
ッチング素子２２の制御信号を形成する第１の制御信号
形成回路３１と、この第１の制御信号形成回路３１の第
１の制御信号と一定の時間関係を有する第２の制御信号
を形成して第１のスイッチング素子７に与える第２の制
御信号形成回路３２とから成る。第１の制御信号形成回
路３１は、第２のコンデンサ２０の両端に接続された抵
抗３３ａ、３４ｂから成る分圧回路と、この分圧回路の
分圧点に一方の入力端子が接続され、参照電圧源３４に
他方の入力端子が接続された電圧比較器３５と、この比
較器３５の出力端子と第２のスイッチング素子２２との
間に接続される駆動回路３６とから成る。なお、参照電
圧源３４は、電源端子３７とグランドとの間に接続され
たホトトランジスタ３８と抵抗３９との分圧回路から成
り、この分圧点に比較器３５の反転入力端子が接続され
ている。ホトトランジスタ３・８は、第１図に示す電圧
検出回路１９で検出した出力電圧に対応して発光する発
光素子（図示せず）に光結合されている。第２の制御信
号形成回路３２は、比較器３５に接続された後縁検出回
路４０と、後縁検出回路４０に接続された遅延回路４１
と、クロックパルス発生器４２と、遅延回路４１の出力
でセットされ、クロックパルスでリセットされるフリッ
プフロップ４３と、フリップフロップ４３の出力端子と
第１のスイッチング素子７との間に接続される駆動回路
４４とから成る。

［動　作］ 第３図のｔ１時点よりも前においては、第１のスイッチ
ング素子７がオンであるので、この両端子間（トレイン
・ソース間）電圧は第３図（Ｄ）に示すように極めて低
い、ｔ１時点で第３図（Ａ）に示すタロツクパルスが第
２図のクロックパルス発生器４２から発生すると、フリ
ップフロップ４３がリセットされ、第１のスイッチング
素子７がオフ状態になる。第１のスイッチング素子７が
オフになると、トランス５の１次巻線６にフライバック
電圧が発生するが、１次巻線６のインダクタンスと第１
のコンデンサ１８とのＬＣ共振回路の第１の共振周波数
に従う第３図（Ｆ）に示す電流１１が１次巻線６と第１
のコンデンサ１８と直流電源１とから成る閉回路に流れ
る。共振動作によって１次巻線６のエネルギが第１のコ
ンデンサ１８に移ることにより、第１のコンデンサ１８
が充電され、この充電電圧ＶＣが徐々に高くなる。第１
のコンデンサ１８の電圧は第１のスイッチング素子７の
両端子間型圧と同一であるので、第１のスイッチング素
子７の電圧も徐々に増大する。これにより、第１のスイ
ッチング素子７の実質的に零ボルトでのターンオフが実
現できる。オフ期間には第１のコンデンサ１８に並列に
接続されている第２のコンデンサ２０にも充電電流が流
れ、ある値まで充電される。この第２のコンデンサ２０
の電荷は第２のスイッチング素子２２を通って放出され
るのみであり、この放出期間はオフ期間中の一部である
。従って、第１のスイッチング素子７のオン期間に第２
のコンデンサ２０は放電せず、第３図（Ｈ）に示すよう
に比較的高い充電電圧を保つ。

ところで、第１のコンデンサ１８の電圧ＶＣ１が第２の
コンデンサ２０の電圧ＶＣ２よりも低い期間には第２の
ダイオード２１が逆バイアス状態にあリ、１次巻線６に
フライバック電圧が発生しても第２のコンデンサ２０に
電流Ｉ２が流れない。第１のコンデンサ１８の電圧Ｖｃ
１が第２のコンデンサ２０の電圧Ｖｃ２よりも幾らか高
くなると、第２のダイオード２１が順バイアスされてｔ
２時点でオンになる。これにより、第１及び第２のコン
デンサ１８．２０が実質的に並列接続され、１次巻線６
と第１及び第２のコンデンサ１８．２０とから成る共振
回路が形成され、第２の共振周波数に従う電流が１次巻
線６に流れる。第２のコンデンサ２０の容量は第１のコ
ンデンサ１８の容量よりも十分に大きいので、ｔ２〜ｔ
４期間に第２のコンデンサ２０の比較的大きな充電電流
Ｉ２が第２のダイオード２１を通って流れる。第２のコ
ンデンサ２０に充電電流が流れると、この電圧Ｖｃ２か
徐々に増大し、ｔ３時点で参照電圧■「を横切り、第２
図の比較器３５の出力が第３図（Ｂ）に示すように反転
し、第２のスイッチング素子２２がオン制御される。第
２のスイッチング素子２２がｔ２時点でオン制御されて
も、第２のコンデンサ２０の共振電圧がピークに達して
いなければ、第２のダイオード２１を通して電流Ｉ２が
流れ続ける。

ｔ４時点で第１及び第２のコンデンサ１８．２０の電圧
がピークに達すると、第３図（Ｆ）（Ｇ）の電流１１及
びＩ２は今迄と逆の向きに流れ始める。この時、第２の
スイッチング素子２２がオンであるので、第２のコンデ
ンサ２０と１次巻線６と電源１と第２のスイッチング素
子２２との閉回路でコンデンサ２０の放電電流が流れる
。第１のコンデンサ１８の放電電流は、第１のコンデン
サ１８と１次巻線６と電源１とから成る閉回路で流れる
。第２のコンデンサ２０の電圧ＶＣ２が第３図（Ｈ）に
示すようにｔ５時点で参照電圧Ｖｒに交差すると、比較
器３５の出力が第３図（Ｂ）に示すように反転する。こ
れにより、第２のスイ・ンチング素子２２がオフになり
、第２のコンデンサ２０の放電が阻止される。この結果
、ｔ５時点から後は１次巻線６と第１のコンデンサ１８
との共振回路に基づく第１の共振周波数の動作に移行し
、第１のコンデンサ１８の電圧ＶＣは徐々に低下し、第
３図のｔ６時点で零になる。その後、１次巻線６に蓄積
されたエネルギがｔ６〜ｔ７期間に１吹奏＠６と第１の
ダイオード１７とから成る回路で放出された後に第１の
スイッチング素子７を通る正方向の電流がながれる。

第２図の後縁検出回路４０は第３図（Ｂ）の比較出力パ
ルスの後縁時点ｔ５を検出し、これを時間Ｔｄだけ遅延
回路４１で遅延させてフリップフロッグ４３のセット信
号とする。ｔ８時点で第３図（Ａ）のクロックパルスが
再び発生すると、ｔ１〜ｔ８期間と同一の動作が繰返し
て生じる。

出力電圧が例えば所定値よりも低くなると、電圧検出回
路１９の出力電圧が高くなり、ここに内蔵されている発
光素子の光出力が大きくなり、第２図のホトトランジス
タ３８の抵抗値が小さくなり、参照電圧■「が高くなる
。これにより、第３図（Ｈ）において第２のコンデンサ
２０の電圧ＶＣ２が参照電圧を横切る期間が短くなり、
結局、第１のスイッチング素子７のオフ期間が短くなっ
て出力電圧が元に戻る。

第３図（Ａ）のクロックパルスは一定の周期で発生して
いるので、第１のスイッチング素子７のオフ期間が変化
すれば必然的にオン期間も変化する。これにより、周波
数を一定に保ってデユーティを変えることが可能になる
。なお、周波数が一定であれば、ノイズ対策が容易にな
る。

［第２の実施例コ 次に、第４図に示す第２の実施例のスイッチングレギュ
レータを説明する。但し、第４図及びこの後で説明する
第５図〜第１１図において、第１図及び第１２図と共通
する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。

この実施例では１次巻線６に電磁結合された３次巻線５
０が設けられ、これに並列に第２のコンデンサ２０が接
続されている。なお、３次巻線５０と第２のコンデンサ
２０との間には第２のダイオード２１と第２のスイッチ
ング素子２２との並列回路が接続されている。

第２のコンデンサ２０を第４図に示すように３次巻線５
０を介して接続しても等価的に１次巻線６に並列接続し
たことになる。第１及び第２のスイッチング素子７．２
２のオン・オフ制御は第１の実施例と同様になされる。

第２のダイオード２１はオフ期間に第２のコンデンサ２
ｏの充電電圧よりも高い電圧が３次巻線５ｏに発生した
時にオンになる。この第２の実施例によっても第１の実
施例と同一の作用効果が得られる。

［第３の実施例］ 第５図に示す第３の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、第２のコンデンサ２ｏが１次巻線６に対し
て並列に接続されている。第２のコンデンサ２０に対し
て、第２のスイッチング素子２２とダイオード２１とコ
ンデンサ２３との並列回路を直列に接続することは第１
図と同様である。

この回路でも第１のスイッチング素子７及び第２のスイ
ッチング素子２２は第１図と同様にオン・オフ駆動され
る。第１のスイッチング素子７がオンからオフに転換す
ると、１次巻線６と第１のコンデンサ１８との共振で電
流が流れ、且つ第２のダイオード２１及び第２のスイッ
チング素子２２がオンになることによって第２のコンデ
ンサ２０が１次巻線６に並列に接続され、１次巻線６と
２つのコンデンサ１８．２０による共振で電流が流−れ
る、第２のスイッチング素子２２をオフにすれば、再び
１次巻線６と第１のコンデンサ１８との共振回路に電流
が流れる。

第５図の回路は、第１図及び第４図の回路と実質的に等
価であるから、同一の作用効果を有する。

［第４の実施例コ 第６図に示す第４の実施例のスイッチングレギュレータ
では、第２のコンデンサ２０が２次巻線９に並列に接続
されている。第２のダイオード２１と第２のスイッチン
グ素子２２とコンデンサ２３との並列回路は第２のコン
デンサ２０に対して第１図と同様に接続されている。こ
の実施例では、２次巻線９が出力巻線としての機能を有
する他に、第２のコンデンサ２０を１次巻線６に結合す
る機能を有する。第６図の回路においてもオフ期間に第
２のコンデンサ２０が１次巻線６に対して等価的に並列
接続され、第１図、第４図及び第５図の回路と同一の作
用効果が得られる。

［第５の実施例］ 第７図に示す第５の実施例のスイッチングレギュレータ
は、電源１と１次巻線６との間に接続された、第１のス
イッチング素子７ａとコンデンサ１８ａとダイオード１
７ａとの並列回路を有する。

従って、オフ期間の電圧を２つの第１のスイッチング素
子７．７ａで１／２ずつ分担する。２つの第１のスイッ
チング素子７．７ａは同時にオン・オフ駆動されるので
、第５図の実施例と実質的に同一に動作する。なお、コ
ンデンサ１８ａはコンデンサ１８と同一の働きをするも
のであり、ダイオード１７ａはダイオード１７と同一の
働きをするものである。２次巻線９に直列に接続されて
いるリアクトル５１は、共振を容易に発生させるための
ものである。

［第６の実施例］ 第８図に示す第６の実施例のスイッチングレギュレータ
においては、３次巻線５０の下端が１次巻１ｍ、６の上
端に接続され、３吹奏＃１５０上端と電源１の下端との
間に第２のコンデンサ２０が接続されている。なお、第
２のコンデンサ２０に対しで直列に第２のダイオード２
１と第２のスイッチング素子２２とコンデンサ２３との
並列回路が接続されている。第２のコンデンサ２０をこ
の様に１次巻線６に関係付けても第１図及び第４図〜第
７図の回路と等価であり、同様な作用効果を得ることが
できる。

［第７の実施例コ 第９図に示す本発明の第７の実施例に係わるスイッチン
グレギュレータの主回路の構成は第４図と同一である、
しかし、第９図の第１及び第２のスイッチング素子７．
２２の制御回路は第２図と異なっている。第１のスイッ
チング素子７の電流を検出するために、第１のスイッチ
ング素子７に直列に抵抗Ｒ１が接続され、この抵抗Ｒ１
と第１のスイッチング素子７の両端電圧を検出するなめ
に、第１のスイッチング素子７の上端とグランドとの間
に分圧用抵抗Ｒ２、Ｒ３が接続されている。

また、第１のスイッチング素子７のゲートに制御信号を
与えるために、ゲートとグランドとの間に抵抗Ｒ４が接
続され、且つゲートは抵抗Ｒ１１を介して電源端子６４
に接続されている。抵抗Ｒ４に対して並列にトランジス
タ６２が接続され、このベースが抵抗Ｒ２、Ｒ３の分圧
点に接続されている。

第２のスイッチング素子２２の電流を検出するためにこ
れに直列に抵抗Ｒ５が接続され、また、この抵抗Ｒ５と
第２のスイッチング素子２２の両ｆ４Ａ電圧を検出する
ために両端間に分圧用抵抗Ｒ６、Ｒ７が接続されている
。また、第２のスイッチング素子２２のゲートとグラン
ドとの間に抵抗Ｒ８が接続され、この抵抗Ｒ８に並列に
トランジスタ６３が接続され、第２のスイッチング素子
２２のゲートが抵抗Ｒ９、ＲＩＯを介して電源端子６４
に接続されている。また、出力電圧を制御するために、
抵抗Ｒ１０に並列にホトトランジスタ６５が接続され、
これは電圧検出回路１９の発光素子（図示せず）に光結
合されている。

［動　作コ 第１のスイッチング素子７がオンになり、ここを通って
流れる電流が徐々に増大して、抵抗Ｒ１に基づく検出電
圧がある値以上になると、トランジスタ６２がオンにな
り、ゲートがグランドに接続されるために第１のスイッ
チング素子７はオフに転換する。ターンオフ時の１次巻
線６と第１のコンデンサ１８との共振は第１の実施例と
同様に生じ、第１のコンデンサ１８の電圧が共振によっ
て徐々に高くなる。第１のスイッチング素子７のオフ期
間には、３次巻線５０にまず下向きの電圧が発生し、３
次巻［５０と第２のコンデンサ２０と第２のダイオード
２１とから成る閉回路が形成される。これにより、第１
及び第２のコンデンサ１８．２０とトランス５とに基づ
く共振によって各コンデンサ１８．２０が充電され、し
かる後放電する。第２のスイッチング素子２２には第２
のダイオード２１の導通にほぼ同期してオン制御信号が
与えられているが、共振電圧で第２のダイオード２１が
オンしている期間には第２のスイッチング素子２２がオ
ンにならない、第２のコンデンサ２０を含む共振回路の
電流の向きが逆になると、第２のコンデンサ２０と３次
巻線５０と第２のスイッチング素子２２と抵抗Ｒ５とか
ら成る閉回路でコンデンサ２０の放電電流が流れる。こ
の電流は時間と共に増大し、抵抗Ｒ６、Ｒ７による分圧
出力も徐々に増大する。これにより、トランジスタ６３
の抵抗値が小さくなり、第２のスイッチング素子２２の
オンを維持できなくなった時点で第２のスイッチング素
子２２がオフに転換する。ホトトランジスタ６５は電圧
検出回路１９の発光素子（図示せず）に光結合されてい
るので、出力電圧が例えば高くなり過ぎると、ホトトラ
ンジスタ６５の抵抗値が大きくなり、ゲート電圧は低く
なる。これにより、第２のスイッチング素子２２のター
ンオフ時点の制御が達成され、第１の実施例と同様に第
１のスイッチング素子７のオフ制御が可能になる。

第９図の回路は、制御信号の形成方向を除いて第１の実
施例と実質的に同一であり、同一の作用効果を得ること
ができる。

［第８の実施例］ 第１０図は第８の実施例のスイッチングレギュレータの
制御回路を示す。この主回路は第１図と同一であり、第
１図の制御回路８のみが第１０図に示すように変形され
ている。第１０図の制御回路８ａは第２図の制御回路８
と多くの点で共通しているので、共通する部分には同一
の符号を付してその説明を省略する、第１０図ではコン
デンサ２０に直列に電流検出抵抗２０が接続され、この
抵抗７０に電流方向検出回路７１が接続されている。こ
の電流方向検出回路７１はコンデンサ２０を介して抵抗
７０に流れる電流の向きが反転する時点を検出する回路
であり、第３図のｔ４時点に対応する第１１図のｔ４時
点を検出し、第１１図（Ｃ）の出力を発生する。電流方
向検出口ＦＩＭ７１に接続されている第１のタイマ７２
は、第１１図（Ｃ）のパルスの前縁に応答して第１１図
（Ｄ＞に示すように第１の一定時間Ｔ１のパルスを発生
する。一方、比較回路３５からは第３図の場合と同機に
第１１図（Ａ）に示すような出力パルスが発生する。こ
のパルスはトリガ回路７３を介してフリップフロップ７
４のセット入力となり、フリップフロップ７４は第１１
図（Ｅ）に示すように高レベルになる。フリップフロッ
プ７４のリセット端子には電流方向検出回路７１の出力
がトリガ回路７５を介して接続されている。従って、フ
リップフロップ７４は第１及び第２のコンデンサ７．２
０が放電状態に成るｔ４時点でリセットされ、第１１図
（Ｅ）のパルスを発生する。ＯＲゲート７６にはフリッ
プフロップ７４の出力と第１のタイマ７２の出力が入力
しているので、ここからは第１１図（Ｆ）の出力が得ら
れ、これが駆動回路３６を介して第２のスイッチング素
子２２にオン制御信号として供給される。ＯＲゲート７
６の出力は後縁（立下り）検出回路４０と遅延回路４１
を介して第２のタイマ７７に与えられる。第２のタイマ
７７は第１１図のｔ５時点をＴｄだけ遅延させた時点ｔ
６でトリガされて第２の一定時間Ｔ２のパルスを第１１
図（Ｇ）に示すように発生する。このパルスは駆動図Ｍ
４４を介して第１のスイッチング素子７に供給される。

この実施例によれば、第２のスイッチング素子２２のオ
フ時点をタイマ７２の出力に基づいて安定的に決定する
ことができる。また、第１のスイッチング素子７のオン
時間幅を第２のタイマ７７で一定時間Ｔ２としたのでＬ
Ｃ共振条件を満足させることが容易になる。なお、第１
０図の変形として第１図のｔ３時点でトリガし、第１１
図（Ｄ）で鎖線で示すようにｔ３〜ｔ５期間をＴ１とし
てもよい。この場合にはフリップフロップ７４を省くこ
とができる。ｔ３〜ｔ４期間は回路定数によってほぼ決
まるので、ｔ４時点よりも後でＴ１期間を終了させるこ
とは容易である。

［変形例］ 本発明は、上述の実施例に限定されるものでなく、例え
ば次の変形が可能なものである。

（１）　第１のスイッチング素子７．７ａ及び第２のス
イッチング素子２２をバイポーラトランジスタ等に置き
換えることができる。

（２）　整流平滑図Ｒ１４からダイオード１１を取り除
くことができる。

（３）　出力整流平滑回路１４を省いてＤＣ−ＡＣコン
バータ（インバータ）とすることもできる。

（４）　トランス５を単巻トランスとして出力を取り出
すこともできる。

（５）　第２のコンデンサ２０に直列にリアクトルを接
続して共振しやすいようにすることもできる。

（６）　第１のスイッチング素子７に直列にダイオード
を接続することが可能である。

（７）　第１のコンデンサ１８を１次巻線６に並列に接
続することができる。また、第１のコンデンサ１８は１
次巻線６等の漂遊容量であってもよい。

［発明の効果］ 上述から明らかなように、各請求項の発明によって、共
振条件を満足させながら広範囲な電圧制御が可能なスイ
ッチングレギュレータを提供する・ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例のスイッチングレギュレ
ータを示す回路図、 第２図は第１図の制御回路を詳しく示すブロック図、 第３図は第１図の各部の状態を示す波形図、第４図、第
５図、第６図、第７図、第８図、第９図及び第１０図は
第２、第３、第４、第５、第６、第７及び第８の実施例
のスイッチングレギュレータを夫々示す回路図、 第１１図は第１０図の各部の状態を示す波形図、第１２
図は従来のスイッチングレギュレータを示す回路図、 第１３図は第１２図の各部の状態を示す波形図である。 １・・・電源、５・・・トランス、６・・・１次巻線、
７・・・第１のスイッチング素子、８・・・制御回路、
９・・・２次巻線、１７・・・第１のダイオード、１８
・・・第１のコンデンサ、２０・・・第２のコンデンサ
、２１・・、第２のダイオード、２２・・・第２のスイ
ッチング素子。 第１１図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］直流電源と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続されたトランス
   と、 第１及び第２の主端子と制御端子とを有し、前記第１の
   主端子が前記トランスを介して前記直流電源の一端に接
   続され、前記第２の主端子が前記直流電源の他端に接続
   されている第１のスイッチング素子と、 前記トランスのインダクタンスと共振するように前記ト
   ランスに関係付けられた独立のコンデンサ又は漂遊容量
   から成る第１ののコンデンサと、前記トランスに結合さ
   れた出力回路と、 前記トランスのインダクタンスと共振するように前記ト
   ランスに結合又は接続された第２のコンデンサと、 前記トランスのインダクタンスと前記第２のコンデンサ
   との共振に基づく前記第２のコンデンサに流れる電流の
   通路を選択的に形成し、前記第１のスイッチング素子の
   オフ期間を変えることができるように前記第２のコンデ
   ンサに直列に接続された第２のスイッチング素子と、 前記第１のスイッチング素子をオン・オフ制御し、且つ
   前記第２のスイッチング素子を前記第１のスイッチング
   素子のオフ期間内でオン制御するための制御回路と から成るスイッチング電源装置。 ［２］前記制御回路は、前記第１のスイッチング素子の
   前記第１の主端子と前記第２の主端子との間の電圧が実
   質的に零の時に前記第１のスイッチング素子をオン制御
   し、前記第２のスイッチング素子の両端子間の電圧が実
   質的に零の時に前記第２のスイッチング素子をオン制御
   し、前記第２のコンデンサの両端の電圧が所定値になっ
   た時又は前記トランスの巻線の電圧が所定値になった時
   に前記第２のスイッチング素子をオフに制御する回路で
   ある請求項１記載のスイッチング電源装置。 ［３］前記制御回路は、前記第１のスイッチング素子の
   前記第１の主端子と前記第２の主端子との間の電圧が実
   質的に零の時に前記第１のスイッチング素子をオン制御
   し、前記第２のスイッチング素子の両端子間の電圧が実
   質的に零の時に前記第２のスイッチング素子をオン制御
   し、前記第２のスイッチング素子の電流が所定値以上に
   なった時に前記第２のスイッチング素子をオフ制御する
   回路である請求項１記載のスイッチング電源装置。 ［４］前記制御回路は、前記第１のスイッチング素子の
   前記第１の主端子と前記第２の主端子との間の電圧が実
   質的に零の時に前記第１のスイッチング素子をオン制御
   し、前記第２のスイッチング素子の両端子間の電圧が実
   質的に零の時に前記第２のスイッチング素子をオン制御
   し、前記第２のコンデンサに流れる電流の向きが反転し
   た時点から一定時間経過した時点で前記第２のスイッチ
   ング素子をオフ制御する回路である請求項１記載のスイ
   ッチング電源装置。 ［５］前記制御回路は、前記第１のスイッチング素子の
   オン時間幅を一定にするように形成されていることを特
   徴とする請求項１又は２又は３又は４記載のスイッチン
   グ電源装置。