JPH03135368A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ―ｄｃコンバータInfo
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- JPH03135368A JPH03135368A JP1266615A JP26661589A JPH03135368A JP H03135368 A JPH03135368 A JP H03135368A JP 1266615 A JP1266615 A JP 1266615A JP 26661589 A JP26661589 A JP 26661589A JP H03135368 A JPH03135368 A JP H03135368A
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- Japan
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- capacitor
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 23
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 11
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、損失を低減するためのＤＣ−ＤＣコンバータ
の構成に関する。
の構成に関する。
近年高い周波数で利用できるスイッチング素子の開発に
伴いＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数が高く
なるにつれて、大きな体積を占めるトランス、チョーク
コイル、平滑コンデンサを小さく構成できるようになり
、その小形化が期待される。
伴いＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数が高く
なるにつれて、大きな体積を占めるトランス、チョーク
コイル、平滑コンデンサを小さく構成できるようになり
、その小形化が期待される。
ところが、スイッチング素子のターンオン、り−ンオフ
時の電流と電圧の重なりによって生ずるスイッチング損
失が高周波化に伴って増加して、前記した部品や回路素
子が小さくなっているにもかかわらず、スイ・ノチング
損失による発熱に対する放熱対策のために全体の小形化
が進んでいないのが現状である。
時の電流と電圧の重なりによって生ずるスイッチング損
失が高周波化に伴って増加して、前記した部品や回路素
子が小さくなっているにもかかわらず、スイ・ノチング
損失による発熱に対する放熱対策のために全体の小形化
が進んでいないのが現状である。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータの高周波化にともない絶縁
ゲート型電界効果トランジスタの使用が一般的になって
いるが、絶縁ゲート型電界効果トランジスタは出力部に
寄生容量を有し、電圧を印加したままスイッチング動作
を行うと寄生容量の短絡が生じ、ノイズを発生する。こ
のことに対しても対策が必要である。
ゲート型電界効果トランジスタの使用が一般的になって
いるが、絶縁ゲート型電界効果トランジスタは出力部に
寄生容量を有し、電圧を印加したままスイッチング動作
を行うと寄生容量の短絡が生じ、ノイズを発生する。こ
のことに対しても対策が必要である。
第４図は従来の一方式のフォワード型のＤＣ−ＤＣコン
バータの回路図であり、第５図はその電圧、電流の波形
図である。
バータの回路図であり、第５図はその電圧、電流の波形
図である。
直流源Ｅ８、トランスＴ、の一次巻線Ｌ１、スイッチン
グ素子である絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ、が
直列回路を構成しており、トランスＴ、の二次巻線Ｌ２
には整流ダイオードＤ１、フライホイールダイオードＤ
２、チョークコイルＬ３、平滑コンデンサＣ３からなる
整流、平滑回路が接続している。
グ素子である絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ、が
直列回路を構成しており、トランスＴ、の二次巻線Ｌ２
には整流ダイオードＤ１、フライホイールダイオードＤ
２、チョークコイルＬ３、平滑コンデンサＣ３からなる
整流、平滑回路が接続している。
トランジスタＱ、には図示を省略しである制御回路から
ゲート電圧が加えられる。
ゲート電圧が加えられる。
このようなりＣ−ＤＣコンバータは、トランジスタＱ、
がオンしている時に入力側のトランスＴ１の一次巻線り
、に電流が流れ、出力側の二次巻線Ｌ２の誘起電圧から
整流、平滑回路を用いて直流出力を出力端子１．１′に
得る。
がオンしている時に入力側のトランスＴ１の一次巻線り
、に電流が流れ、出力側の二次巻線Ｌ２の誘起電圧から
整流、平滑回路を用いて直流出力を出力端子１．１′に
得る。
第５図はトランジスタＱｌのゲート電圧■。３、ドレイ
ン・ソース間電圧■。１、−次巻線り、を経てトランジ
スタＱ１を流れる電流Ｉ。１の波形を、横軸に共通の時
間軸をとって表しであるが、トランジスタＱ１がターン
オンする時刻ｔ１からその後の時刻ｔ２までの期間、タ
ーンオフする時刻ｔ３からその後の時刻ｔ４までの期間
ではドレイン・ソース間電圧■。い電流■。、が重なっ
ている。そして、この重なりによる電力損失が生ずる。
ン・ソース間電圧■。１、−次巻線り、を経てトランジ
スタＱ１を流れる電流Ｉ。１の波形を、横軸に共通の時
間軸をとって表しであるが、トランジスタＱ１がターン
オンする時刻ｔ１からその後の時刻ｔ２までの期間、タ
ーンオフする時刻ｔ３からその後の時刻ｔ４までの期間
ではドレイン・ソース間電圧■。い電流■。、が重なっ
ている。そして、この重なりによる電力損失が生ずる。
本発明の課題は、スイッチング素子のターンオン、ター
ンオフ時の損失を低減することのできる１石式のＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することにある。
ンオフ時の損失を低減することのできる１石式のＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することにある。
本発明は、直流源、トランスの一次巻線、絶縁ゲート型
電界効果トランジスタからなる主スイッチング素子を直
列接続し、該トランスの二次巻線に整流、平滑回路が接
続され、主スイッチング素子のオン期間中にトランスの
一次巻線から二次巻線へ電力が伝達されるＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、主スイッチング素子に第１のコンデ
ンサ、第２のコンデンサと絶縁ゲート型電界効果トラン
ジスタの副スイッチング素子からなる直列回路を並列接
続してあり、副スイッチング素子がターンオフした後に
第１の休止期間を経て主スイッチング素子がターンオン
し、主スイッチング素子がターンオフした後に第２の休
止期間を経て副スイッチング素子がターンオンするよう
に両方のスイッチング素子がオフしている休止期間を設
け、第１の休止期間はトランスの励磁インダクタンスと
第１のコンデンサで決定される共振周期の１／４から１
／６、第２の休止期間は主スイッチング素子のオフ期間
の１／２以下に設定されていることを特徴とする。
電界効果トランジスタからなる主スイッチング素子を直
列接続し、該トランスの二次巻線に整流、平滑回路が接
続され、主スイッチング素子のオン期間中にトランスの
一次巻線から二次巻線へ電力が伝達されるＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、主スイッチング素子に第１のコンデ
ンサ、第２のコンデンサと絶縁ゲート型電界効果トラン
ジスタの副スイッチング素子からなる直列回路を並列接
続してあり、副スイッチング素子がターンオフした後に
第１の休止期間を経て主スイッチング素子がターンオン
し、主スイッチング素子がターンオフした後に第２の休
止期間を経て副スイッチング素子がターンオンするよう
に両方のスイッチング素子がオフしている休止期間を設
け、第１の休止期間はトランスの励磁インダクタンスと
第１のコンデンサで決定される共振周期の１／４から１
／６、第２の休止期間は主スイッチング素子のオフ期間
の１／２以下に設定されていることを特徴とする。
以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を示す第
１図の回路図を参照しながら説明する。
１図の回路図を参照しながら説明する。
なお、第４図と同一部分は同じ符号を付与しである。
第１図の主スイッチング素子のオン期間中にトランスの
一次巻線から二次巻線へ電力が伝達される１石式のＤＣ
−ＤＣコンバータは、直流源Ｅ５、トランスＴＩの一次
巻線ＬＩ 、主スイッチング素子であるＮチャンネルの
絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ、が直列回路を構
成しており、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２には整流ダイ
オードＤ５、チョークコイルＬ３、平滑コンデンサＣＩ
からなる整流、平滑回路が接続している。
一次巻線から二次巻線へ電力が伝達される１石式のＤＣ
−ＤＣコンバータは、直流源Ｅ５、トランスＴＩの一次
巻線ＬＩ 、主スイッチング素子であるＮチャンネルの
絶縁ゲート型電界効果トランジスタＱ、が直列回路を構
成しており、トランスＴ１の二次巻線Ｌ２には整流ダイ
オードＤ５、チョークコイルＬ３、平滑コンデンサＣＩ
からなる整流、平滑回路が接続している。
さらに、トランジスタＱ１には第１のコンデンサＣ３、
第２のコンデンサＣ４とＰチャンネルの絶縁ゲート型電
界効果トランジスタＱ２からなる直列回路が並列接続し
ている。トランジスタＱ２は後に述べるように副スイッ
チング素子の役割をする。Ｄ４はトランジスタＱ２の寄
生ダイオードであり、コンデンサＣ２はトランジスタＱ
、の寄生容量である。
第２のコンデンサＣ４とＰチャンネルの絶縁ゲート型電
界効果トランジスタＱ２からなる直列回路が並列接続し
ている。トランジスタＱ２は後に述べるように副スイッ
チング素子の役割をする。Ｄ４はトランジスタＱ２の寄
生ダイオードであり、コンデンサＣ２はトランジスタＱ
、の寄生容量である。
また、トランジスタＱ、がターンオフした後筒１の休止
期間を経てトランジスタＱ＋がターンオンし、トランジ
スタＱ１がターンオフした後、第２の休止期間を経てト
ランジスタＱ２がターンオンするように両方のスイッチ
素子がオフしている休止期間を設定しである。
期間を経てトランジスタＱ＋がターンオンし、トランジ
スタＱ１がターンオフした後、第２の休止期間を経てト
ランジスタＱ２がターンオンするように両方のスイッチ
素子がオフしている休止期間を設定しである。
このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの動作を第
３図の波形図を参照しながら説明する。
３図の波形図を参照しながら説明する。
第３図はトランジスタＱ１のゲート電圧Ｖ Ｇ ｌ、ト
ランジスタＱｚのゲート電圧■Ｇ２、トランジスタＱ、
のドレイン・ソース間電圧ＶＱＩ、トランジスタＱ、の
ドレインからソースへ流れる電流■。いコンデンサＣ５
の電流ＩＣ３、コンデンサＣ４の電流■。い トランジ
スタＱ２の寄生ダイオードＤ４の電流■、い トランジ
スタＱ２のドレインからソースへ流れる電流■。２の波
形を、横軸に共通の時間軸をとって表しである。
ランジスタＱｚのゲート電圧■Ｇ２、トランジスタＱ、
のドレイン・ソース間電圧ＶＱＩ、トランジスタＱ、の
ドレインからソースへ流れる電流■。いコンデンサＣ５
の電流ＩＣ３、コンデンサＣ４の電流■。い トランジ
スタＱ２の寄生ダイオードＤ４の電流■、い トランジ
スタＱ２のドレインからソースへ流れる電流■。２の波
形を、横軸に共通の時間軸をとって表しである。
まず時刻ｔ、にトランジスタＱ、がターンオフすると、
トランジスタＱ、のドレインからソースへ流れる電流■
。、は零となり、−次巻線り、に流れていた電流の内の
励磁電流は寄生容量ＣｔとコンデンサＣ１に流れ、寄生
容１ｃｚとコンデンサＣ３が充電される。
トランジスタＱ、のドレインからソースへ流れる電流■
。、は零となり、−次巻線り、に流れていた電流の内の
励磁電流は寄生容量ＣｔとコンデンサＣ１に流れ、寄生
容１ｃｚとコンデンサＣ３が充電される。
コンデンサＣ１を並列接続することにより、トランジス
タＱ、のドレイン・ソース間に存在する容量は増加する
。そして、ドレイン・ソース間電圧■。１は、（１）式
に従って緩やかに立ち上がり、ドレイン・ソース間の電
流１（ＩＩと重なる期間は存在しない。
タＱ、のドレイン・ソース間に存在する容量は増加する
。そして、ドレイン・ソース間電圧■。１は、（１）式
に従って緩やかに立ち上がり、ドレイン・ソース間の電
流１（ＩＩと重なる期間は存在しない。
■。＋＝ ｒ ｔ／ （Ｃ２＋Ｃ，） （
１）なお（１）式において、■は励磁電流、ｔは時間、
Ｃ２は寄生容量Ｃｔの容量値、Ｃ１はコンデンサＣ３の
容量値を表す。
１）なお（１）式において、■は励磁電流、ｔは時間、
Ｃ２は寄生容量Ｃｔの容量値、Ｃ１はコンデンサＣ３の
容量値を表す。
時刻１ｈに、トランジスタＱ１のドレイン・ソース間電
圧■。１がそれまでのサイクルでコンデンサＣ４に充電
されていた電圧ＶＣ４を越えると、励磁電流はコンデン
サＣ４とトランジスタＱ２の寄生ダイオードＤ４からな
る径路に流れコンデンサＣ４が充電され始める。なお定
常動作中においてコンデンサＣ４に充電されていた電圧
ＶＣ４は、直流源Ｅ、の電圧Ｖ。よりも高くなっている
。
圧■。１がそれまでのサイクルでコンデンサＣ４に充電
されていた電圧ＶＣ４を越えると、励磁電流はコンデン
サＣ４とトランジスタＱ２の寄生ダイオードＤ４からな
る径路に流れコンデンサＣ４が充電され始める。なお定
常動作中においてコンデンサＣ４に充電されていた電圧
ＶＣ４は、直流源Ｅ、の電圧Ｖ。よりも高くなっている
。
トランスＴ１の一次巻線り、の励磁エネルギーが全てコ
ンデンサＣ４に遷移した時刻ｔ８に、コンデンサＣ４を
流れる電流ＩＣ４は零になる。時刻り、から時刻【、ま
での期間は定常動作の結果、トランジスタＱ１のオフ期
間の１／２となる。
ンデンサＣ４に遷移した時刻ｔ８に、コンデンサＣ４を
流れる電流ＩＣ４は零になる。時刻り、から時刻【、ま
での期間は定常動作の結果、トランジスタＱ１のオフ期
間の１／２となる。
電流１ｃａが零になる前の時刻ｔ、にトランジスタＱ２
にゲート電圧Ｖ Ｇ Ｉを加えてターンオンすると、時
刻【、以後のコンデンサＣ４の電圧は一次巻線り、に主
スィッチ素子であるトランジスタＱ。
にゲート電圧Ｖ Ｇ Ｉを加えてターンオンすると、時
刻【、以後のコンデンサＣ４の電圧は一次巻線り、に主
スィッチ素子であるトランジスタＱ。
がオン時と逆の電圧、すなわち（ＶＣ４Ｖ。）の電圧を
トランジスタＱ２を通して印加し、−次巻線り、をトラ
ンジスタＱ、がオン時と逆方向に励磁する。このために
、電流ＩＣ４は零になった以後に連続してコンデンサＣ
４から流れ出す。これが、時刻ｔ８の状況である。時刻
ｔ、と時刻ｔ７間は、トランジスタＱ＋ 、Ｑ ２が両
方共オフしている第２の休止期間であり、トランジスタ
Ｑ＋のオフ期間の１／７に設定しである。
トランジスタＱ２を通して印加し、−次巻線り、をトラ
ンジスタＱ、がオン時と逆方向に励磁する。このために
、電流ＩＣ４は零になった以後に連続してコンデンサＣ
４から流れ出す。これが、時刻ｔ８の状況である。時刻
ｔ、と時刻ｔ７間は、トランジスタＱ＋ 、Ｑ ２が両
方共オフしている第２の休止期間であり、トランジスタ
Ｑ＋のオフ期間の１／７に設定しである。
時刻ｔ、から後は、前記の通り励磁電流は電流ＩＣ４と
してトランジスタＱｚ、コンデンサＣ４、−次巻線り、
を逆方向に流れ、トランスＴ、の一次巻線Ｌ１は逆方向
に励磁され、この励磁エネルギーは後述するトランジス
タＱ２がターンオフする時刻ｔ、以後の効果に用いられ
る。
してトランジスタＱｚ、コンデンサＣ４、−次巻線り、
を逆方向に流れ、トランスＴ、の一次巻線Ｌ１は逆方向
に励磁され、この励磁エネルギーは後述するトランジス
タＱ２がターンオフする時刻ｔ、以後の効果に用いられ
る。
なお、コンデンサＣ３の電流ＩＣ３、コンデンサＣ４の
電流！。い寄生ダイオードＤ４の電流Ｉ０いトランジス
タＱ２の電流Ｉ０２は一次巻線り、から直流源Ｅ３の陰
極に流れる電流を（＋）、逆方向の電流を（＝）で表し
である。
電流！。い寄生ダイオードＤ４の電流Ｉ０いトランジス
タＱ２の電流Ｉ０２は一次巻線り、から直流源Ｅ３の陰
極に流れる電流を（＋）、逆方向の電流を（＝）で表し
である。
次に、時刻ｔ９にトランジスタＱ２がターンオフすると
、コンデンサＣ４の電ｉ１ｃい トランジスタＱｚの電
流ＩＱｔが零になるが、励磁電流は連続して流れ続けよ
うとするためにトランジスタＱ１の寄生容Ｍｃｔとコン
デンサＣ１の放電電流として流れる。第３図ではコンデ
ンサＣ１の充電電流を（＋）、放電電流を（−）の電流
ｒｃ３として表しである。
、コンデンサＣ４の電ｉ１ｃい トランジスタＱｚの電
流ＩＱｔが零になるが、励磁電流は連続して流れ続けよ
うとするためにトランジスタＱ１の寄生容Ｍｃｔとコン
デンサＣ１の放電電流として流れる。第３図ではコンデ
ンサＣ１の充電電流を（＋）、放電電流を（−）の電流
ｒｃ３として表しである。
時刻ｔ、以後、寄生容ｆｆ１ｃｚ、コンデンサＣ８が放
電される時、この寄生容量Ｃ２、コンデンサＣ１の電圧
は一次巻線り、の励磁インダクタンスと寄生容量Ｃｚコ
ンデンサＣ２の並列容量による過渡現象の正弦波共振波
形となり、この共振周期の１／４で最低となる。この寄
生容１ｃ、 、コンデンサＣ１の両端電圧はトランジス
タＱ１のドレイン・ソース間電圧■。、であり、前記共
振周期の１／４の時刻ｔ、。の直前に零になる。
電される時、この寄生容量Ｃ２、コンデンサＣ１の電圧
は一次巻線り、の励磁インダクタンスと寄生容量Ｃｚコ
ンデンサＣ２の並列容量による過渡現象の正弦波共振波
形となり、この共振周期の１／４で最低となる。この寄
生容１ｃ、 、コンデンサＣ１の両端電圧はトランジス
タＱ１のドレイン・ソース間電圧■。、であり、前記共
振周期の１／４の時刻ｔ、。の直前に零になる。
寄生容ｉｃｅ、コンデンサＣ３の放電が完了すると、励
磁電流はトランジスタＱ１の寄生ダイオードＤ、に遷移
して流れる。第３図のドレイン・ソース間電圧Ｖ Ｑ
Ｉの点線は、前記正弦波共振波形を示すものである。
磁電流はトランジスタＱ１の寄生ダイオードＤ、に遷移
して流れる。第３図のドレイン・ソース間電圧Ｖ Ｑ
Ｉの点線は、前記正弦波共振波形を示すものである。
時刻ｔ、と時刻ｔｌＯ間はトランジスタＱ、、Ｑ。
が両方共オフしている第１の休止期間である。
そして励磁電流がこの寄生ダイオードＤ３を流れている
時刻ｔ１゜に、主スイッチング素子であるトランジスタ
Ｑ１がターンオンする。
時刻ｔ１゜に、主スイッチング素子であるトランジスタ
Ｑ１がターンオンする。
時刻ｔ、。でドレイン・ソース間電圧■１は零なので、
コンデンサＣ１は勿論、寄生容量Ｃ２の放電は完了して
おり、トランジスタＱ１のターンオン時の寄生容量Ｃ２
による短絡電流は生じない。
コンデンサＣ１は勿論、寄生容量Ｃ２の放電は完了して
おり、トランジスタＱ１のターンオン時の寄生容量Ｃ２
による短絡電流は生じない。
このように主スイッチング素子であるトランジスタＱ１
がターンオンする前に、トランジスタＱ１のドレイン・
ソース間電圧ＶＱＩが零になるので、電圧ＶＱＩと電流
ＩＩＩの重なり期間はな（、スイッチング損失は生じな
い。さらに、寄生容量Ｃ２からの短絡電流も流れない。
がターンオンする前に、トランジスタＱ１のドレイン・
ソース間電圧ＶＱＩが零になるので、電圧ＶＱＩと電流
ＩＩＩの重なり期間はな（、スイッチング損失は生じな
い。さらに、寄生容量Ｃ２からの短絡電流も流れない。
またトランジスタＱ１がターンオフする時は、トランジ
スタＱ、の寄生容量Ｃ２と並列接続するコンデンサＣ３
に励磁電流が遷移するのでドレイン・ソース間電圧■。
スタＱ、の寄生容量Ｃ２と並列接続するコンデンサＣ３
に励磁電流が遷移するのでドレイン・ソース間電圧■。
１が緩やかに上昇し、電流■。。
と電圧■。、の重なり期間がないことはすでに説明した
通りである。従って、トランジスタＱ、におけるスイッ
チング損失は生じない。
通りである。従って、トランジスタＱ、におけるスイッ
チング損失は生じない。
なお実施例では、第１の休止期間はトランスＴ。
の励磁インダクタンスと第１のコンデンサＣ１で決定さ
れる共振周期の１／４、第２の休止期間は主スイッチン
グ素子であるトランジスタＱ、のオフ期間の１／７にし
たが、第１の休止期間は前記共振周期の１／４から１／
６の間、第２の休止期間は主スイッチング素子であるト
ランジスタＱ。
れる共振周期の１／４、第２の休止期間は主スイッチン
グ素子であるトランジスタＱ、のオフ期間の１／７にし
たが、第１の休止期間は前記共振周期の１／４から１／
６の間、第２の休止期間は主スイッチング素子であるト
ランジスタＱ。
のオフ期間の１／２以下に設定することにより同様な効
果が得られる。
果が得られる。
第２図は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの他の実施例を
示す回路図であり、第１図と同一部分は同じ符号を付与
しである。
示す回路図であり、第１図と同一部分は同じ符号を付与
しである。
第２図では第１図の場合と異なり、第１のコンデンサＣ
３、第２のコンデンサＣ４と副スイッチング素子である
トランジスタＱ３が直流′ｒＡＥｓを通してトランジス
タＱ１に交流的に並列接続している。Ｄ、はトランジス
タＱ３の寄生ダイオードである。
３、第２のコンデンサＣ４と副スイッチング素子である
トランジスタＱ３が直流′ｒＡＥｓを通してトランジス
タＱ１に交流的に並列接続している。Ｄ、はトランジス
タＱ３の寄生ダイオードである。
コンデンサＣ１、コンデンサＣ４に流れる電流は共に交
流成分であり、交流理論上直流源Ｅ、は零インピーダン
スとなるため、第１のコンデンサＣ３、第２のコンデン
サＣ４とトランジスタＱ３の直列回路をトランジスタＱ
１に並列接続したことになる。この場合、副スイッチン
グ素子のトランジスタＱ３は直流印加電圧の面からＮチ
ャンネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタとなる。
流成分であり、交流理論上直流源Ｅ、は零インピーダン
スとなるため、第１のコンデンサＣ３、第２のコンデン
サＣ４とトランジスタＱ３の直列回路をトランジスタＱ
１に並列接続したことになる。この場合、副スイッチン
グ素子のトランジスタＱ３は直流印加電圧の面からＮチ
ャンネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタとなる。
この実施例の全体の動作は第１図の場合と同様であり、
同じ効果が得られる。
同じ効果が得られる。
なお、本発明は自動式でも他励式のいずれでもよい。
以上述べたように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは
主スイッチング素子のターンオン時に主スイッチング素
子の両端電圧は零になっており、主スイッチング素子に
は電圧と電流の重なり期間がないのでスイッチング損失
は生じない。また、主スイッチング素子の寄生容量が放
電されて両端電圧が零になっているので主スイッチング
素子内部に寄生容量を短絡する電流は流れない。このた
めに、ノイズも生じない。
主スイッチング素子のターンオン時に主スイッチング素
子の両端電圧は零になっており、主スイッチング素子に
は電圧と電流の重なり期間がないのでスイッチング損失
は生じない。また、主スイッチング素子の寄生容量が放
電されて両端電圧が零になっているので主スイッチング
素子内部に寄生容量を短絡する電流は流れない。このた
めに、ノイズも生じない。
またターンオフする時は、主スイッチング素子の寄生容
量と並列接続する第１のコンデンサに励磁電流が遷移し
て流れるので、主スイッチング素子の両端電圧が緩やか
に上昇し、主スイッチング素子に印加される電圧と電流
の重なり期間はなくスイッチング損失は生じない。
量と並列接続する第１のコンデンサに励磁電流が遷移し
て流れるので、主スイッチング素子の両端電圧が緩やか
に上昇し、主スイッチング素子に印加される電圧と電流
の重なり期間はなくスイッチング損失は生じない。
従って、スイッチング損失による発熱に対する放熱対策
もわずかでよいので、全体形状が小さくて効率の高いＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することができる。また、主
スイッチング素子の寄生容量の短絡時に発生するノイズ
もないので、低ノイズ化を実現できる利点もある。
もわずかでよいので、全体形状が小さくて効率の高いＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することができる。また、主
スイッチング素子の寄生容量の短絡時に発生するノイズ
もないので、低ノイズ化を実現できる利点もある。
第１図は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を示す
回路図、第２図は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの他の
実施例を示す回路図、第３図は第１図のＤＣ−ＤＣコン
バータの電流と電圧の波形図、第４図は従来のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図、第５図は第４図のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの電流と電圧の波形図である。 Ｑｌ、Ｑｚ ：トランジスタ Ｃ２：寄生容量Ｃ：ｌ
、Ｃａ ：コンデンサ
回路図、第２図は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの他の
実施例を示す回路図、第３図は第１図のＤＣ−ＤＣコン
バータの電流と電圧の波形図、第４図は従来のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの回路図、第５図は第４図のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの電流と電圧の波形図である。 Ｑｌ、Ｑｚ ：トランジスタ Ｃ２：寄生容量Ｃ：ｌ
、Ｃａ ：コンデンサ
Claims (2)
- （１）直流源、トランスの一次巻線、絶縁ゲート型電界
効果トランジスタからなる主スイッチング素子を直列接
続し、該トランスの二次巻線に接続する整流、平滑回路
を経て直流出力を得るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
主スイッチング素子に第１のコンデンサ、第２のコンデ
ンサと絶縁ゲート型電界効果トランジスタの副スイッチ
ング素子からなる直列回路を並列接続してあり、副スイ
ッチング素子がターンオフした後に第１の休止期間を経
て主スイッチング素子がターンオンし、主スイッチング
素子がターンオフした後に第２の休止期間を経て副スイ
ッチング素子がターンオンするように両方のスイッチン
グ素子がオフしている休止期間を設け、第１の休止期間
はトランスの励磁インダクタンスと第１のコンデンサで
決定される共振周期の１／４から１／６、第２の休止期
間は主スイッチング素子のオフ期間の１／２以下に設定
されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - （２）主スイッチング素子に第１のコンデンサ、第２の
コンデンサと副スイッチング素子の直列回路が直流源を
経由して交流的に並列接続している特許請求の範囲第１
項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1266615A JPH0748944B2 (ja) | 1989-10-14 | 1989-10-14 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
| US07/594,027 US5111372A (en) | 1989-10-14 | 1990-10-09 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1266615A JPH0748944B2 (ja) | 1989-10-14 | 1989-10-14 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03135368A true JPH03135368A (ja) | 1991-06-10 |
| JPH0748944B2 JPH0748944B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=17433275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1266615A Expired - Fee Related JPH0748944B2 (ja) | 1989-10-14 | 1989-10-14 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5111372A (ja) |
| JP (1) | JPH0748944B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH03207263A (ja) * | 1990-01-09 | 1991-09-10 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JPH03222671A (ja) * | 1990-01-25 | 1991-10-01 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2006271195A (ja) * | 2005-03-23 | 2006-10-05 | Samsung Electronics Co Ltd | 高電圧発生装置，高電圧発生方法，ａｓｉｃチップおよび画像形成装置 |
| JP2013005586A (ja) * | 2011-06-16 | 2013-01-07 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| US10581318B2 (en) | 2015-12-04 | 2020-03-03 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Resonant converter including capacitance addition circuits |
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| US7193872B2 (en) | 2005-01-28 | 2007-03-20 | Kasemsan Siri | Solar array inverter with maximum power tracking |
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| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| FR3020523B1 (fr) * | 2014-04-29 | 2016-05-06 | Valeo Systemes De Controle Moteur | Alimentation electrique et procede de commande d'une alimentation electrique |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US4809148A (en) * | 1987-10-21 | 1989-02-28 | British Columbia Telephone Company | Full-fluxed, single-ended DC converter |
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| US4959764A (en) * | 1989-11-14 | 1990-09-25 | Computer Products, Inc. | DC/DC converter switching at zero voltage |
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1989
- 1989-10-14 JP JP1266615A patent/JPH0748944B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-10-09 US US07/594,027 patent/US5111372A/en not_active Expired - Lifetime
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| JP4516540B2 (ja) * | 2005-03-23 | 2010-08-04 | 三星電子株式会社 | 高電圧発生装置，高電圧発生方法，ａｓｉｃチップおよび画像形成装置 |
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| JP2013005586A (ja) * | 2011-06-16 | 2013-01-07 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| US10581318B2 (en) | 2015-12-04 | 2020-03-03 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Resonant converter including capacitance addition circuits |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0748944B2 (ja) | 1995-05-24 |
| US5111372A (en) | 1992-05-05 |
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