JPH03107368A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は損失を低減し、構成を簡単にしたＤＣ−ＤＣコ
ンバータに関する。

〔従来技術〕

近年高い周波数で利用できるスイッチング素子の開発に
伴いＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数が高く
なるにつれて、大きな体積を占めるトランス、チョーク
コイル、平滑コンデンサを小さく構成できるようになり
、ＤＣ−ＤＣコンバータの小形化が期待されている。

ところが、スイッチング素子のターンオン・ターンオフ
時の電流と電圧の重なりによって生ずるスイッチング損
失や、スイッチング雑音の発生が高周波化に伴って増加
して、前記した部品や回路素子が小さくなっているにも
かかわらず、放熱板や雑音フィルタを増設するために全
体の小形化が進んでいない。

このような技術問題の解決手段として、コンバータの主
回路に共振回路を付加して電流と電圧の波形を正弦波状
にし、かつ電圧と電流の重なり期間を減少させることに
よりスイッチング損失や、スイッチング雑音を少なくす
る共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが注目されている。

しかし共振型ＤＣ−ＤＣＣ−式−タも、共振回路に出力
に必要な電流と共振電流が同時に充放電電流として流れ
回路抵抗による損失が増加し、コンバータとしての損失
が小さくならなかったり、共振回路周辺の回路素子が増
加し、小型化が期待するほど進んでいないのが現状であ
る。

第３図は従来の共振型ＤＣ−ＤＣＣ−式−タの回路図で
あり、第４図はその電圧、電流の波形図である。

第３図はハーフブリッジ形の共振型ＤＣ−ＤＣＣ−式−
タを示してあり、スイッチング素子であるトランジスタ
Ｑ、とトランジスタＱ２が交互にオンしてトランスＴ、
の入力側の一次巻線り、に交互に反対方向の電流がコン
デンサＣ＋、Ｃｚから流れる。コンデンサＣｒ　、Ｃｚ
は直流源Ｅ、の電圧を分割するコンデンサであり、夫々
１／２の電圧に充電されている。そして、出力側の二次
巻線Ｌ２の誘起電圧からセンタタップ方式の整流回路と
、平滑回路を用いて直流出力を負荷ＲＬに得るようにし
である。

トランジスタＱ、、Ｑ２には図示を省略しである制御回
路からゲート電圧が加えられる。

Ｄ、とＤ２は整流ダイオード、Ｌ３はチョークコイル、
ｃｏは平滑コンデンサである。

そして、−次巻線り、の両端間にはコンデンサＣ３、−
次＠線Ｌ１の一端とコンデンサＣ，、Ｃ。

の接続点の間にはインダクタＬ６を接続してあり、この
コンデンサＣ３とインダクタＬ６が直列共振回路を構成
する。Ｄ３とＤ４は、ダンパダイオードである。

次に、トランジスタＱ、、Ｑ２のオン、オフ時の動作を
電流と電圧の波形図である第４図を参照しながら簡単に
説明する。第４図の横軸は、共通の時間軸をとっである
。

時刻１．にトランジスタＱ１のゲート電圧ＶＧＩが加わ
りターンオンすると、そのドレーン・ソース間には電流
ＩＱＩが流れ始める。この電流ＩＱ＋はインダクタＬ６
とコンデンサＣ１による共振回路の存在により、過渡現
象に従った正弦波形の共振電流となり、零からなめらか
に上昇する。オンになった後正弦波形を持続し、ピーク
点を通過後下降して零となる。この間、共振電流の内で
負荷ＲＬの必要分がトランスＴ、と整流ダイオードＤ、
を通して供給される。

時刻ｔ２でトランジスタＱ１のドレーン・ソース間の電
流１（１１が零になると、共振電流は流れ続けようとす
るために、ダンパダイオードＤ３を経てコンデンサＣ１
に流れ、共振回路に蓄えられて負荷ＲＬに出力されなか
ったエネルギーが直流源Ｅ、に回収される。トランジス
タＱ１のターンオフは電流■。、が零になった後、共振
電流がダンパダイオードＤ、に流れている時刻ｔ３に行
われる。

ダイオードＤ３の電流は、ＩＤＩとして第４図に示しで
ある。

トランジスタＱ２がターンオンして電流ＩＱＺが流れる
場合は、トランジスタＱ、がターンオンする場合と逆方
向の共振電流が共振回路に流れ、共振電流の一部はトラ
ンスＴ、と整流ダイオードＤ２を通して出力される。電
流■９□が零となった後、ダンパダイオードＤ、を経て
共振電流がコンデンサＣ２に流れる。

なお第４図において、共振時のコンデンサＣ３の充電電
流と放電電流はＩＣ３として示してあり、コンデンサＣ
１のトランジスタＱＩ、Ｑ２との接続点からインダクタ
Ｌ、との接続点方向へ流れる電流を（＋）、逆の場合を
（−）として示しである。

また電流Ｉ　０１％　Ｉ　Ｑ２の波形の点線で示す部分
は、夫々ダンパダイオードＤ３の電流■。８、ダンパダ
イオードＤ４の電流１０４を示し、電流■、と電流ＩＤ
３、電流１．ｚと電流［０４の連続性を意味している。

第３図のような共振型のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイ
ッチング素子であるトランジスタＱ１、Ｑ２のターンオ
ン・ターンオフは電流が零の状態で行われるのでスイッ
チング損失を小さくできる。

しかし、共振回路のコンデンサＣ１は負荷Ｒ５に出力さ
れない共振電流も共振時に充放電するために、充放電耐
量を大きくする必要があるので、形状が大きくなる。ま
た、共振回路に蓄えられた負荷ＲＬに出力されなかった
エネルギーを入力側に回収するためのダンパダイオード
Ｄ、　、Ｄ、が必要であり回路が複雑になる。

〔課題〕

本発明の課題は、損失をさらに低減すると共に、構成を
簡単にしたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある
。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は一対のスイッチング素子を交互にオンしてトラ
ンスの一次側に交互に反対方向の電流を流し、その二次
側の誘起電圧をセンタタップ方式の整流回路と平滑回路
を用いて直流電力を得るようにしたフォワード型ＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、夫々の整流ダイオードに直列
にインダクタを接続し、整流回路の出力側に並列にコン
デンサを接続してあることを特徴とするものである。

〔実施例〕

以下、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を示す第
１図の回路図を参照しながら説明する。

なお、第１図と同一部分は同じ符号を付与しである。

第１図のハーフブリフジ型のＤＣ−ＤＣコンバータは、
直流源Ｅ、にスイッチング素子であるトランジスタＱ１
とトランジスタＱ２至直列接続し、直流ｇＥｌ　の両端
にはその電圧を１／２に分割するコンデンサＣ１とコン
デンサＣ２を接続している。

トランスＴ、の一次巻線り、の両端は、コンデンサＣ１
、Ｃ２の接続点とトランジスタＱ、、　、Ｑ。

の接続点に夫々接続する。

トランスＴ、の出力側である二次巻線Ｌ２には、センタ
タップ方式の整流回路とチョークインプット方式の平滑
回路が接続する。整流回路の整流ダイオードＤ１はイン
ダクタＬ４を介して二次巻線Ｌ２の一端に接続し、整流
ダイオードＤ２はインダクタし、を介して二次巻線Ｌ２
の他端に接続する。インダクタＬ、　、ＬＳのインダク
タンス値は、はぼ等しい。チョークコイルＬ、と平滑コ
ンデンサＣ０が平滑回路を構成する。整流回路と平滑回
路の間、つまり整流回路の出力側には並列にコンデンサ
Ｃ４を接続する。

そして、インダクタＬ４とコンデンサＣ４、インダクタ
し、とコンデンサＣ４が夫々エネルギー蓄積回路を構成
する。

次に、このように構成された第１図のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの動作を第２図の電流と電圧の波形図を参照しなが
ら説明する。

時刻１．にトランジスタＱ１のゲート電圧ＶＧＩが加わ
りターンオンすると、トランスＴ、の入力側の一次巻線
り、にコンデンサＣ１から電圧が加えられる。オンした
後この電圧はトランスＴ、の一次巻線り、と二次巻線Ｌ
２の巻数比に比例した誘導電圧を二次巻線Ｌ２に発生す
る。

このため、二次巻線Ｌ２から整流回路のインダクタＬ４
、ダイオードＤ、を経てコンデンサＣ４の充電電流が流
れる。第２図において、この充電電流はコンデンサＣ４
を流れる電流ＩＣ４の（＋）側で表示しである。

そして、この充電電流はトランジスタＱ−，のターンオ
ン時にはインダクタし４とコンデンサＣ４の直列回路を
流れる電流の過渡現象に従って正弦波形で零からなめら
かに上昇する。オンした後に正弦波形を持続しピーク点
を通過後下降して零となる。この間、正弦波形の充電電
流の内、負荷ＲＬにその必要分が供給される。

充電電流はトランスＴ、の一次側から供給されるので、
電流ＩＱ＋の波形はこの充電電流と相似になる。即ち、
ターンオン時のトランジスタＱ、の電流波形は正弦波形
で零からなめらかに上昇する。

電流ＩＣ４が零になる時刻ｔ６には、電流■。１も零と
なる。

電流Ｉ　Ｃ’４が零になると、負荷ＲＬへの電流の供給
もなくなりかけるが、チョークコイルＬ３の電流連続性
によりチョークコイルＬ３にはセット電流として、コン
デンサＣ４から前に充電された電荷が引き出される。即
ち、コンデンサＣ４から放電電流が流れる。これは第２
図の電流ＩＣ４の（−）側で表示される。この放電電流
は、整流ダイオードＤ、があるためにチョークコイルＬ
ｉを通して負荷ＲＬに供給される方向のみに流れる。

この放電電流が流れている間は、ダイオードＤ１を電流
が通らないためにトランスＴ１の二次巻線Ｌ２に電流は
生じない。従ってこの間は、電流ＩＱＩは零の状態であ
る。

このコンデンサＣ４の放電電流が流れている間、即ち電
流ＩＱ＋が零の状態の時刻り、でトランジスタＱ１をタ
ーンオフする。

コンデンサＣ４の電荷が放電によりなくなると、負荷Ｒ
Ｌへの電流の供給は、ダイオードＤ、　、Ｄ。

を等しく流れるチョークコイルＬ３のリセット電流によ
り行われる。

このように、コンデンサＣ１の充放電電流は入力側に回
収されることなく常に出力側に流れる。

またトランジスタＱ、は、前記の通り電流■。。

が零の状態でターンオン・ターンオフするのでスイッチ
ング損失がほとんどない。

次にトランジスタＱ２がターンオンし電流ＩＱＺが流れ
る場合は、コンデンサＣ４の充電電流がインダクタＬＳ
％ダイオードＤ２を通って流れる。

その他の動作や電流、電圧の波形は、トランジスタＱ、
の場合と同じである。

なおインダクタＬ４　、Ｌ５はトランスＴ、の漏れイン
ダクタンスにより得てもよい。

また実施例はハーフブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータ
について説明したが、プッシュプル型でもよい。

〔効果〕

以上述べたように本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、ト
ランスの出力側である二次巻線にインダクタとコンデン
サからなるエネルギー蓄積回路を接続しである。このた
めスイッチング素子はその電流が零の状態でターンオン
、ターンオフするので従来の共振型ＤＣ−ＤＣＣ−式−
タと同様、スイッチング損失を小さく保つことができる
。

しかもエネルギー蓄積回路のコンデンサの充放電電流は
、入力側から出力側への一方向の電力伝送に介在するだ
けであり、出力される有効な電流だけが流れる。このこ
とは、従来の共振型ＤＣ−ＤＣＣ−式−タの共振回路の
コンデンサに加えられる充放電電流に比較して本発明の
エネルギー蓄積回路のコンデンサに加えられる充放電電
流は小さく、エネルギー蓄積回路のコンデンサは共振型
ＤＣ−ＤＣＣ−式−タの共振コンデンサと比較して形状
が小さくできる。

また、エネルギー蓄積回路に蓄えたエネルギーを入力端
に回収する必要もないので従来必要としたダンパダイオ
ードも不要であり、回路が簡単になる。無給、ダンパダ
イオードに流れたような回収電流が入力側に流れないの
で、回路内における抵抗による損失は小さくなる。

さらに従来の共振型ＤＣ−ＤＣＣ−式−タでは、トラン
スの一次巻線と共振回路のインダクタし。

間に共振回路のコンデンサＣ３の一端を接続していたが
、本発明ではエネルギー蓄積回路のインダクタとトラン
スの二次巻線間に回路素子を接続する必要がない。漏れ
インダクタンスはトランスの一次巻線又は二次巻線に直
列に生じ、漏れインダクタンスとトランスの巻線間の物
理的な接続点は存在しない。従って従来のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの共振回路のようにインダクタとトランスの巻
線間にコンデンサを接続する場合には漏れインダクタン
スをインダクタとして利用できない。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、エネルギー蓄積回路
のインダクタとトランスの二次巻線間に回路素子の接続
が不要であるから、漏れインダクタンスをインダクタと
して利用できる。このことは回路構成を簡単にすること
に結びつく。

このように本発明は、回路構成を簡単にすると共にエネ
ルギー蓄積回路のコンデンサの形状を小さ（すること、
ダンパダイオードを用いないこと、回路に回収すべき余
分な共振電流を流さないことで回路抵抗による損失を減
少させること、漏れインダクタンスを用いることにより
全体の形状を小形にし、効率の高いＤＣ−ＤＣコンバー
タを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を示す
回路図、第２図は第１図のＤＣ−ＤＣコンバータの電流
と電圧の波形図、第３図は従来の共振形ＤＣ−ＤＣコン
バータの回路図、第４図は第３図のＤＣ−ＤＣコンバー
タの電流と電圧の波形図である。 Ｑ＋　、Ｑｚ　　：　トランジスタ　　Ｌ４、Ｌ５　：
インダクタ ４ ：コンデンサ Ｔ１　ニ ドランス

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）一対のスイッチング素子を交互にオンしてトラン
   スの入力側に交互に反対方向の電流を流し、その出力側
   の誘起電圧からセンタタップ方式の整流回路と平滑回路
   を用いて直流電力を得るようにしたフオワード型ＤＣ−
   ＤＣコンバータにおいて、夫々の整流回路の整流ダイオ
   ードに直列にインダクタを接続し、整流回路の出力側に
   並列にコンデンサを接続してあることを特徴とするＤＣ
   −ＤＣコンバータ。
2. （２）該インダクタがトランスの漏れインダクタンスに
   より得られる特許請求の範囲第１項記載のＤＣ−ＤＣコ
   ンバータ。