JP2013005586A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過大なサージ電圧から負荷や電源の絶縁劣化を防ぐことができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】インバータ２と電動機４との間にリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路が存在する電動機駆動用電力変換装置において、インバータ２を構成する半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚのそれぞれを、第１乃至第３のオン信号からなる制御信号でオンオフ動作させるとともに、第１と第３のオン信号が出力されている時間と、第１のオン信号が出力されてから第２のオン信号が出力されるまでの時間と、第２のオン信号がオフしてから第３のオン信号が出力されるまでの時間とを、フィルタ回路が有する共振周期Ｔの長さに正比例して変化させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作に起因して生じるサージ電圧を抑制することを可能にする電力変換装置に関する。

一般に、交流電動機を駆動する場合、直流電源の電圧を電圧型ＰＷＭインバータで正弦波電圧と等価なパルス電圧列（スイッチング周波数以上の成分を取り除くと正弦波となる電圧波形）に変換し、このパルス幅変調された正弦波状の電圧が電動機に印加される。図１２は、このような方式で電動機を駆動するシステムの概略構成図である。図１２において、１は直流電源、２は直流電源１に接続された三相電圧型ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータともいう。）、３はインバータ２の半導体スイッチング素子をオンオフさせるための信号を生成する制御装置、４はインバータ２で駆動される電動機である。

インバータ２は、半導体スイッチング素子ＳｕとＳｘを直列に接続したＵ相、ＳｖとＳｙを直列に接続したＶ相およびＳｗとＳｚを直列に接続したＷ相とからなる三相のブリッジで構成されている。

インバータ２と電動機４とは配線で接続され、この配線には抵抗成分とインダクタンス成分とが存在する。さらに、インバータ２と電動機４と間の各相の配線間および各相の配線と大地との間には浮遊容量が存在する。図１２において、Ｌｓはインバータ２と電動機４との間の配線のインダクタンスを示し、Ｃｓは各相の配線と大地または基準電位間の浮遊容量を示す。なお、各相の配線などが有する抵抗成分はその記載を省略している。

ここで、直流電源１の正側端子をＰ、負側端子をＮとする。また、インバータ２の半導体スイッチング素子ＳｕとＳｘの接続中点をＵ、ＳｖとＳｙの接続中点をＶ、ＳｗとＳｚの接続中点をＷとする。また、電動機４の三相入力端子をそれぞれＵ１，Ｖ１，Ｗ１とする。

このような電動機駆動システムにおいて、制御装置３は、インバータ２の出力電圧指令を直流電源１の電圧で正規化した正弦波信号（変調信号）と所定の三角波信号（キャリア信号）との大小比較をするパルス幅変調演算を行って、パルス幅変調された信号（以下、ＰＷＭ信号という。）を生成する。次に、生成したＰＷＭ信号に基づいて、インバータ２内の半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚをオンオフ制御するための制御信号を生成する。インバータ２は、制御装置３により生成された制御信号に従って半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚのオンオフ状態を切り換え、直流電源１の電圧をパルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列に変換する。パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列は、インバータ２の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に出力され、配線を介して電動機４の入力端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に印加される。

ところで、図１２に示すようにインバータ２と電動機４との間の配線には、インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓが存在する。パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列がこのインダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路に印加されると、インバータ２とＬＣ回路との間で共振現象が生じる。

図１３は、インバータ２の半導体スイッチング素子Ｓｕがオンオフ動作をしたときに、電動機４の入力端子Ｕ１−Ｖ１間に生じる共振電圧を示した図である。以下、各端子の電位基準点は、図１２のＮ点とする。

半導体スイッチング素子Ｓｕの制御信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変化すると、半導体スイッチング素子Ｓｕがオフ状態からオン状態に変化する。半導体スイッチング素子Ｓｕがオフ状態からオン状態に変化すると、インバータ２のＵ端子電圧が０［Ｖ］から直流電源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］に変化する。このインバータ２のＵ端子電圧は、電動機４の入力端子Ｕ１に印加される。このとき、インバータ２とインダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓの間でＬＣ共振が発生し、電動機４のＵ１−Ｖ１端子間には共振電圧が印加される。

この共振電圧は、インバータ２と電動機４との間の配線などが有する抵抗成分（図示せず。）により時間とともに減衰振動するサージ電圧となるが、その最大値は、直流電源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］の約２倍に達する。そして、この過大なサージ電圧およびその時間変化率ｄｖ／ｄｔは、電動機４の絶縁破壊を引き起こすことが知られている。

このような過大なサージ電圧による電動機の絶縁破壊を防止する方策として、電動機の入力端子部にダイオードブリッジで構成された整流器とその直流端子の両端にコンデンサと抵抗を並列接続してなるサージ電圧抑制装置が提案されている（例えば特許文献１参照。）。また、これを改良したものとして、整流器の直流端子に接続した抵抗に流れる電流を半導体スイッチング素子で制御するサージ電圧抑制装置が提案されている（例えば特許文献２参照。）。また、整流器の直流端子をインバータの入力端子に接続してサージ電圧のエネルギーを電源に回生するサージ電圧抑制方式などが提案されている（例えば特許文献３参照。）。また、インバータと電動機との間にリアクトルを接続し、このリアクトルに抵抗とコンデンサの直列体を並列接続するサージ電圧抑制方法が提案されている（例えば特許文献４参照。）。

特開平８−２３６８２号公報 特開２００６−１１５６６７号公報 特開２０１０−１３６５６４号公報 特開２００７−１６６７０８号公報

しかしながら、前記方策では、サージ電圧を抑制するために整流器、抵抗、コンデンサなどからなるサージ電圧抑制装置や、リアクトル、抵抗、コンデンサからなるサージ電圧抑制回路を追加する必要があり、装置の大型化、高価格化を招くことになる。

本発明は、このような従来のサージ電圧抑制装置が有していた問題を解決しようとするものであり、その目的は、特別な部品を追加することなく、または最小限の部品の追加により、電動機などの負荷に印加されるサージ電圧を抑制することができる電力変換装置を提供することである。

上記目的を達成するために、本発明は、半導体スイッチング素子をオンオフ動作させて直流電圧をパルス列の電圧に変換するとともに出力部に設けられたリアクトルとコンデンサとからなるフィルタ回路により前記パルス列からなる電圧の波形整形を行う電力変換装置において、前記電力変換装置の出力端から出力される前記パルス電圧は第１のパルス電圧と第２のパルス電圧と第３のパルス電圧とで構成されており、前記第１のパルス電圧は前記フィルタ回路が有する共振周期の１／６の時間（以下、時間Ｔ１ともいう。）幅を有する電圧であり、前記第２のパルス電圧は前記第１のパルス電圧が出力されてから前記時間Ｔ１の２倍の時間（以下、時間Ｔ２ともいう。）が経過した後に出力される電圧であり、前記第３のパルス電圧は前記第２のパルス電圧が零になってから前記時間Ｔ１が経過した後に前記時間Ｔ１の間出力される電圧であり、さらに、前記第１のパルス電圧が出力されている時間Ｔ１と、前記第１のパルス電圧が出力されてから前記第２のパルス電圧が出力されるまでの時間Ｔ１と、前記第２のパルス電圧が零になってから前記第３のパルス電圧が出力されるまでの時間Ｔ１と、前記第３のパルス電圧が出力されている時間Ｔ１とを、前記フィルタ回路が有する共振周期の長さ、前記リアクトルのインダクタンス値、前記リアクトルに流れる電流値、前記電流値から定まる前記リアクトルのインダクタンス値のいずれかの大きさに応じて調節することを課題の解決手段とするものである。

本発明により、電力変換装置から出力されるパルス電圧の立ち上がり部分は、上記した第１のパルス電圧と第２のパルス電圧とで構成されるので、前記パルス電圧の立ち上がり波形は、第１のパルス電圧の立ち上り時と立下り時および第２のパルス電圧の立ち上り時にフィルタ回路で発生する共振電圧が合成された電圧であり、電圧の振動成分が打消された波形となる。

電力変換装置から出力されるパルス電圧の立下がり部分は、上記した第２のパルス電圧と第３のパルス電圧とで構成されるので、前記パルス電圧の立下がり波形は、第２のパルス電圧の立下り時および第３のパルス電圧の立ち上り時と立下り時にフィルタ回路で発生する共振電圧が合成された電圧であり、電圧の振動成分が打消された波形となる。

その結果、電力変換装置から出力されるパルス電圧の立ち上がり時および立下り時において、電力変換装置の出力端に発生するサージ電圧を抑制することができるので、電動機などの負荷の入力端におけるＬＣ共振の発生を防止でき、電動機などの負荷に印加されるサージ電圧を抑制することができる。

さらに、時間Ｔ１を、前記リアクトルのインダクタンス値の平方根、前記リアクトルに流れる電流値に基づいて定めた比率、前記電流値から導出される前記リアクトルのインダクタンス値の平方根のいずれかに正比例して調節するので、より効果的に電力変換装置の出力端に生じるサージ電圧を抑制することができる。

また、電力変換装置から出力されるパルス電圧を、第３のパルス電圧を含まず、第１のパルス電圧と第２のパルス電圧とで構成するものとすれば、電力変換装置から出力されるパルス電圧の立ち上り時に生じるサージ電圧のみを抑制することができる。

また、電力変換装置から出力されるパルス電圧を、第１のパルス電圧を含まず、第２のパルス電圧と第３のパルス電圧とで構成するものとすれば、電力変換装置から出力されるパルス電圧の立下り時に生じるサージ電圧のみを抑制することができる。

本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子をオン状態に移行させるとき、半導体スイッチング素子をオフ状態から時間Ｔ１の間オン→時間Ｔ１の間オフ→オンと動作させ、半導体スイッチング素子をオフ状態に移行させるときは、半導体スイッチング素子をオン状態から時間Ｔ１の間オフ→時間Ｔ１の間オン→オフと動作させるとともに、この時間Ｔ１をフィルタ回路の共振周期の１／６の時間となるように調節するので、半導体スイッチング素子がオンオフ動作する時にフィルタ回路で発生する共振電圧が合成されて、電力変換装置の出力端に出力される電圧の振動成分を打消すことができる。その結果、電動機などの負荷の入力端に生じるサージ電圧を抑制することができる。

本発明の実施形態を説明するための図である。 （ａ）ＰＷＭ信号Ｐｓｕを説明するための図である。（ｂ）制御信号Ｇｓｕの構成を説明するための図である。 （ａ）ＰＷＭ信号Ｐｓｕを説明するための図である。（ｂ）制御信号Ｇｓｕの構成を説明するための図である。（ｃ）Ｕ−Ｖ間電圧波形を説明するための図である。（ｄ）第１のステップ電圧波形を説明するための図である。（ｅ）第２のステップ電圧波形を説明するための図である。（ｆ）第３のステップ電圧波形を説明するための図である。（ｇ）各ステップ電圧により生じる共振電圧波形を説明するための図である。（ｈ）Ｕ１−Ｖ１間電圧波形を説明するための図である。 （ａ）ＰＷＭ信号Ｐｓｕを説明するための図である。（ｂ）制御信号Ｇｓｕの構成を説明するための図である。（ｃ）Ｕ−Ｖ間電圧波形を説明するための図である。（ｄ）第４のステップ電圧波形を説明するための図である。（ｅ）第５のステップ電圧波形を説明するための図である。（ｆ）第６のステップ電圧波形を説明するための図である。（ｇ）各ステップ電圧により生じる共振電圧波形を説明するための図である。（ｈ）Ｕ１−Ｖ１間電圧波形を説明するための図である。 （ａ）半導体スイッチング素子のオンオフ信号を生成する制御装置の一例を説明するための図である。（ｂ）同図（ａ）の各ブロックの入出信号の関係を説明するためのタイミングチャートである。 リアクトルのインダクタンス値と電流との関係を説明するための図である。 （ａ）ＰＷＭ信号Ｐｓｕを説明するための図である。（ｂ）制御信号Ｇｓｕの他の構成を説明するための図である。 （ａ）ＰＷＭ信号Ｐｓｕを説明するための図である。（ｂ）制御信号Ｇｓｕの他の構成を説明するための図である。 本発明の他の実施形態に係る電力変換装置を説明するための図である。 本発明の他の実施形態に係る電力変換装置を説明するための図である。 本発明の他の実施形態に係る電力変換装置を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。 図１２に示す電力変換装置で電動機を駆動したときの電動機入力端子に発生するサージ電圧を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を図１〜図１１に基づいて詳細に説明する。なお、図１〜図１１において、図１２に示した構成要素と共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。

図１は本発明に係る第１の実施形態を説明するための図である。図１において、直流電源１、インバータ２、電動機４、配線のインダクタンスＬｓおよび浮遊容量Ｃｓは、図１２に示した構成要素と同じである。また、電動機４はインバータ２から電力の供給を受ける負荷である。

図１の制御装置３ａは、下記で詳述する制御信号を生成して、インバータ２の半導体スイッチング素子をオンオフ動作させる。また、インバータ２と電動機４との間にはリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路が設けられるとともに、フィルタ回路と電動機４との間には電動機４に流れる電流を検出するための電流検出器５が設けられている。

電流検出器５から出力される信号は、制御装置３ａに入力され、インバータ２が電動機４に流す電流を調節するための出力電圧指令を算出するために用いられる。
制御装置３ａは、インバータ２の出力電圧指令を直流電源１の電圧で正規化した正弦波信号（変調信号）と所定の三角波信号（キャリア信号）との大小比較をするパルス幅変調演算を行い、インバータ２内の半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚをオンオフ制御するための制御信号Ｇｓｕ〜Ｇｓｗ，Ｇｓｘ〜Ｇｓｚを生成する。制御信号Ｇｓｕ〜Ｇｓｗ，Ｇｓｘ〜ＧｓｚがＨｉｇｈのとき、半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚはオンし、制御信号Ｇｓｕ〜Ｇｓｗ，Ｇｓｘ〜ＧｓｚがＬｏｗのとき、半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚはオフする。

制御装置３ａから出力される制御信号にしたがって半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚがオンオフの動作を行い、インバータ２から三相交流電圧（パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列）が出力される。

フィルタ回路のリアクトルＬｆはインバータ２の入力端子Ｕ，Ｖ，Ｗと電動機４の入力端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１との間に挿入される。また、フィルタ回路のコンデンサＣｆは、その各一端がリアクトルＬｆと電動機４の入力端子Ｕ１、Ｖ１，Ｗ１との間に接続され、それぞれの他端は一括して直流電源１のＮ端子側に接続される。

インバータから出力されるパルス変調された矩形波状のパルス電圧列は、このフィルタ回路によりほぼ正弦波状の三相交流電圧に波形整形されて電動機４に印加される。
ここで、リアクトルＬｆのインダクタンス値およびコンデンサＣｆのキャパシタンス値を配線のインダクタンスＬｓのインダクタンス値および浮遊容量Ｃｓのキャパシタンス値の概ね１０倍の値またはこれ以上の値に選べば、インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路に印加される電圧の立ち上がりと立ち下がりは緩やかになる。その結果、インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路の共振を抑制することができる。

しかし、挿入したフィルタ回路とインバータ２との間で共振が発生することが考えられる。フィルタ回路の共振周期Ｔは、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］およびコンデンサＣｆのキャパシタンス値Ｃ［Ｆ］で定まり、Ｔ＝２π√（ＬＣ）［ｓ］である。

そこで、制御装置３ａは、生成する各半導体スイッチング素子の制御信号を、それぞれ第１のオン信号Ｇ１、第２のオン信号Ｇ２及び第３のオン信号Ｇ３で構成する。
例えば、制御装置３ａは、半導体スイッチング素子Ｓｕの制御信号Ｇｓｕを図２（ａ）、（ｂ）のように構成する。図２（ａ）は、変調信号とキャリア信号との大小比較を行って得られるＰＷＭ信号Ｐｓｕを示す図である。図２（ｂ）は、ＰＷＭ信号Ｐｓｕに基づいて生成される制御信号Ｇｓｕである。

図２（ｂ）において、制御信号Ｇｓｕの第１のオン信号Ｇ１は、ＰＷＭ信号ＰｓｕがＬｏｗからＨｉｇｈになるタイミングで出力される。この第１のオン信号Ｇ１は時間Ｔ１の期間出力される。時間Ｔ１は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとで構成されるフィルタ回路の共振周期Ｔの１／６の時間である。第２のオン信号Ｇ２は、第１のオン信号がオフしてから時間Ｔ１を経過した後に出力される。すなわち、第２のオン信号は、ＰＷＭ信号ＰｓｕがＬｏｗからＨｉｇｈになってから時間Ｔ２（Ｔ２＝Ｔ１×２）が経過した後に出力される。第３のオン信号Ｇ３は、ＰＷＭ信号ＰｓｕがＨｉｇｈからＬｏｗになってから時間Ｔ１を経過した後に出力される。この第３のオン信号Ｇ３は時間Ｔ１の期間出力される。

制御装置３ａは、他の半導体スイッチング素子の制御信号も、上記半導体スイッチング素子Ｓｕの制御信号Ｇｓｕと同じように構成する。
なお、図１において上下直列に接続される各相の半導体スイッチング素子（Ｕ相のＳｕとＳｘ，Ｖ相のＳｖとＳｙ，Ｗ相のＳｗとＳｚ）が同時にオンしないように、上下直列に接続される各相の半導体スイッチング素子の制御信号には休止期間が設けられている。

次に、インバータ２は、制御装置３で生成された制御信号に従って半導体スイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚのオンオフ状態を切り換え、直流電源１の電圧をパルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列に変換する。パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列は、インバータ２の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に出力され、配線を介して電動機４の入力端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に印加される。

図３（ａ）〜（ｈ）は、図１に示した電動機駆動システムにおいて、インバータ２の半導体スイッチング素子Ｓｕがオン状態に移行するときにサージ電圧が抑制される原理を示す図である。各端子の電位基準点は図１のＮ点である。

まず、制御装置３ａは、半導体スイッチング素子ＳｕのＰＷＭ信号Ｐｓｕを生成する。ＰＷＭ信号Ｐｓｕは、Ｕ相の出力電圧指令を直流電源１の電圧で正規化した正弦波信号（変調信号）と三角波信号（キャリア信号）との大小比較をすることにより得られる。

次に、制御装置３ａは、ＰＷＭ信号ＰｓｕがＬｏｗ（半導体スイッチング素子がオフ）からＨｉｇｈ（半導体スイッチング素子がオン）に立ち上がるタイミングを起点にして時間Ｔ１の間、第１のオン信号Ｇ１を出力する。その後、同じ時間Ｔ１の間オフ信号を出力した後、ＰＷＭ信号ＰｓｕがＬｏｗになるまで第２のオン信号Ｇ２を出力する。第３のオン信号は、半導体スイッチング素子Ｓｕがオン状態からオフ状態に移行するときにサージ電圧を抑制するための信号であるため、その詳細は後述することとし、ここではその説明を省略する。

半導体スイッチング素子Ｓｕをオフ状態からオン状態に移行させるための制御信号Ｇｓｕは、上記第１のオン信号Ｇ１と第２のオン信号Ｇ２とで構成される。
ここで、第１のオン信号Ｇ１が立ち上がるタイミングを第１のタイミング、第１のオン信号Ｇ１が立ち下がるタイミングを第２のタイミング、第２のオン信号Ｇ２が立ち上がるタイミングを第３のタイミングとする。

半導体スイッチング素子Ｓｕは、オフ状態から、上記制御信号Ｇｓｕにしたがって、第１のタイミングでオンの状態、第２のタイミングでオフの状態、第３のタイミングでオンの状態に順次移行する。その結果、インバータ２のＵ−Ｖ端子間電圧は、制御信号Ｇｓｕに対応して、０［Ｖ］→Ｅｄ［Ｖ］→０［Ｖ］→Ｅｄ［Ｖ］と変化する（図３（ｃ）参照。）。

ここで、第１，第２，第３のタイミングにおける電圧の変化を、それぞれ第１のステップ電圧、第２のステップ電圧、第３のステップ電圧とする。
このインバータ２の端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧は、図３（ｄ）〜（ｆ）に示す第１，第２，第３のタイミングで振幅値がＥｄ［Ｖ］または−Ｅｄ［Ｖ］に変化する第１のステップ電圧、第２のステップ電圧、第３のステップ電圧の合成電圧として捉えることができる。第１のステップ電圧は、初期電圧０［Ｖ］から第１のタイミングで正側振幅値Ｅｄ［Ｖ］となる矩形波電圧である。第２のステップ電圧は、初期電圧０［Ｖ］から第２のタイミングで負側振幅値−Ｅｄ［Ｖ］となる矩形波電圧である。第３のステップ電圧は、初期電圧０［Ｖ］から第３タイミングで正側振幅値Ｅｄ［Ｖ］となる矩形波電圧である。

ところで、第１から第３のタイミングにおける電圧のステップ変化は、図１に示したリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振を引き起こす。図３（ｇ）に示すように、第１のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１は、初期電圧を０［Ｖ］とし、第１のタイミングで中心電圧Ｅｄ［Ｖ］、振幅値Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第２のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２は、初期電圧を０［Ｖ］とし、第２のタイミングで中心電圧−Ｅｄ［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ３は、初期電圧を０［Ｖ］とし、第３のタイミングで中心電圧Ｅｄ［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。

また、リアクトルＬｆのインダクタンス値をＬ［Ｈ］、コンデンサＣｆのキャパシタンス値をＣ［Ｆ］とすると、第１から第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ３の周期ＴはＴ＝２π√（ＬＣ）［ｓ］で表される。したがって、共振周波数ｆは１／Ｔ［Ｈｚ］であり、角周波数ωは２πｆ［ｒａｄ／ｓ］となる。

ここで、時間Ｔ１を共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ３の周期Ｔの１／６の時間に設定すれば、第２のステップ電圧と第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ２，Ｖｒ３は、第１のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１に対して、それぞれ位相が（４／３）π［ｒａｄ］遅れ、（２／３）π［ｒａｄ］遅れの関係になる。

したがって、第１から第３のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ３は、Ｖｒ１＝Ｅｄ｛１＋ｓｉｎ［ωｔ］｝、Ｖｒ２＝−Ｅｄ｛１＋ｓｉｎ［ωｔ−（４π／３）］｝、Ｖｒ３＝Ｅｄ｛１＋ｓｉｎ［ωｔ−（２π／３）］｝で表される。

上記から、第１のタイミングから第３のタイミングまでの間に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、第１のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ１と第２のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ２とを合成した電圧となる（図３（ｈ）参照。）。したがって、この期間に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、図１２に示した共振電圧よりも緩やかな立ち上がりを有する電圧となる。また、第３のタイミング以降は、共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ３を合成した電圧である。したがって、第３のタイミング以降に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、その大きさがＥｄ［Ｖ］の直流となる（図３（ｈ）参照。）。

以上から、本発明に係る電力変換装置では、半導体スイッチング素子がオフ状態からオン状態に移行しても、電動機４のＵ１−Ｖ１端子間電圧は、０［Ｖ］から直流電源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］まで緩やかに立ち上がる電圧となる。また、電動機４のＵ１−Ｖ１端子間には、振動が抑制された電圧が印加される。

次に、図１に示した電動機駆動システムにおいて、インバータ２の半導体スイッチング素子Ｓｕがオフ状態に移行するときにサージ電圧が抑制される原理を、図４（ａ）〜（ｈ）を用いて説明する。各端子の電位基準点は、図３の場合と同様、図１のＮ点である。

まず、制御装置３ａは、半導体スイッチング素子ＳｕのＰＷＭ信号Ｐｓｕを生成する。ＰＷＭ信号Ｐｓｕは、Ｕ相の出力電圧指令を直流電源１の電圧で正規化した正弦波信号（変調信号）と三角波信号（キャリア信号）との大小比較をすることにより得られる。

制御装置３ａは、ＰＷＭ信号ＰｓｕがＨｉｇｈ（半導体スイッチング素子がオン）からＬｏｗ（半導体スイッチング素子がオフ）に立ち下がるタイミングで第２のオン信号Ｇ２をオフする。そして、第２のオン信号Ｇ２をオフしてから時間Ｔ１を経過した後に第３のオン信号Ｇ３を出力する。第３のオン信号Ｇ３は時間Ｔ１の間出力される。

半導体スイッチング素子Ｓｕをオフ状態に移行させるための制御信号Ｇｓｕは、第２のオン信号Ｇ２と第３のオン信号Ｇ３に挟まれたオフ期間と第３のオン信号Ｇ３とで構成される。

ここで、第２のオン信号Ｇ２が立ち下がるタイミングを第４のタイミング、第３のオン信号Ｇ３が立ち上がるタイミングを第５のタイミング、第３のオン信号が立ち下がるタイミングを第６のタイミングとする。

半導体スイッチング素子Ｓｕは、オン状態から、上記制御信号Ｇｓｕにしたがって、第４のタイミングでオフの状態、第５のタイミングでオンの状態、第６のタイミングでオフの状態に順次移行する。その結果、インバータ２のＵ−Ｖ端子間電圧は、制御信号Ｇｓｕに対応して、Ｅｄ［Ｖ］→０［Ｖ］→Ｅｄ［Ｖ］→０［Ｖ］と変化する。（図４（ｃ）参照。）。

ここで、第４，第５，第６のタイミングにおける電圧の変化を、それぞれ第４のステップ電圧、第５のステップ電圧、第６のステップ電圧とする。
図４（ｃ）〜（ｆ）に示すように、インバータ２の端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧は、第４，第５，第６のタイミングでＥｄ［Ｖ］または−Ｅｄ［Ｖ］に変化する第４のステップ電圧、第５のステップ電圧、第６のステップ電圧の合成電圧として捉えることができる。第４のステップ電圧は、初期電圧Ｅｄ［Ｖ］から第１のタイミングで０［Ｖ］となる矩形波電圧である。第５のステップ電圧は、初期電圧−Ｅｄ［Ｖ］から第２のタイミングで０［Ｖ］となる矩形波電圧である。第６のステップ電圧は、初期電圧Ｅｄ［Ｖ］から第３タイミングで０［Ｖ］となる矩形波電圧である。

そして、第４から第６のタイミングにおける電圧のステップ変化は、図１に示したリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振を引き起こす。第４のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ４は、初期電圧をＥｄ［Ｖ］とし、第４のタイミングで中心電圧０［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第５のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ５は、初期値を−Ｅｄ［Ｖ］とし、第５のタイミングで中心電圧０［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である。第６のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ６は、初期電圧をＥｄ［Ｖ］とし、第６のタイミングで中心電圧０［Ｖ］、振幅Ｅｄ［Ｖ］となる正弦波電圧である（図４（ｇ）参照。）。

また、第４から第６のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ４〜Ｖｒ６の周期ＴはＴ＝２π√（ＬＣ）［ｓ］である。したがって、共振周波数ｆは１／Ｔ［Ｈｚ］であり、角周波数ωは２πｆ［ｒａｄ／ｓ］となる。

ここで、時間Ｔ１をＶｒ４〜Ｖｒ６の周期Ｔの１／６に設定すれば、第５のステップ電圧と第６のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ５，Ｖｒ６は、第４のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ４に対し、それぞれ位相が（４／３）π［ｒａｄ］遅れ、（２／３）π［ｒａｄ］遅れの関係になる。

したがって、第４から第６のステップ電圧によって生じる共振電圧Ｖｒ４〜Ｖｒ６は、
Ｖｒ４＝Ｅｄｓｉｎ［ωｔ］、Ｖｒ５＝Ｅｄｓｉｎ［ωｔ−（４π／３）］、Ｖｒ６＝Ｅｄｓｉｎ［ωｔ−（２π／３）］で表される。

上記から、第４のタイミングから第６のタイミングまでの間に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、第４のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ４と第５のステップ電圧によって生じた共振電圧Ｖｒ５が合成された電圧となる（図４（ｈ）参照。）。したがって、この期間に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、図１２に示した共振電圧よりも緩やかな立ち下がりを有する電圧となる。また、第６のタイミング以降は、共振電圧Ｖｒ４〜Ｖｒ６が合成された電圧である。したがって、第６のタイミング以降に電動機４のＵ１−Ｖ１端子に生じる電圧は、その大きさが０［Ｖ］の直流となる（図４（ｈ）参照。）。

以上から、本発明に係る電力変換装置では、半導体スイッチング素子がオン状態からオフ状態に移行しても、電動機４のＵ１−Ｖ１端子間電圧は、直流電源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］から０［Ｖ］まで緩やかに立ち下がる電圧となる。また、電動機４のＵ１−Ｖ１端子間に印加される電圧は、振動が抑制される。

次に、制御装置３ａについて、図５（ａ）および図５（ｂ）を用いて説明する。図５（ａ）は、制御装置３ａにおいて、ＰＷＭ信号Ｐｓｕから制御信号Ｇｓｕを生成する論理の一例を示すブロック図である。また、図５（ｂ）は、図５（ａ）のブロック図を構成する各ブロックの入出力信号の関係を示すタイミングチャートである。

図５（ａ）において、３１はＧｕ１生成部、３２はＧｕ２生成部、３３は排他的論理演算部ＸＯＲである。この排他的論理演算部ＸＯＲの出力が半導体スイッチング素子の制御信号Ｇｓｕとなる。

まず、Ｇｕ１生成部３１は、ＰＷＭ信号Ｐｓｕを入力とし、この入力信号ＰｓｕがＬｏｗからＨｉｇｈに変化したとき、時間Ｔ１の間Ｈｉｇｈとなる信号Ｇｕ１を出力する。また、Ｇｕ１生成部３１は、入力信号ＰｓｕがＨｉｇｈからＬｏｗに変化したとき、時間Ｔ１だけＨｉｇｈとなる信号Ｇｕ１を出力する。

次に、Ｇｕ２生成部３２は、同じくＰＷＭ信号Ｐｓｕを入力とし、この入力信号ＰｓｕがＬｏｗからＨｉｇｈに変化したとき、時間Ｔ２だけ遅れてＬｏｗからＨｉｇｈに変化する信号Ｇｕ２を出力する。時間Ｔ２は時間Ｔ１の２倍の時間である。また、Ｇｕ２生成部３２は、入力信号ＰｓｕがＨｉｇｈからＬｏｗに変化したとき、時間Ｔ２だけ遅れてＨｉｇｈからＬｏｗに変化する信号Ｇｕ２を出力する
排他的論理演算部３３は、Ｇｕ１生成部およびＧｕ２生成部からの制御信号Ｇｕ１とＧｕ２とを入力として排他的論理和演算を行い、いずれか１つの入力がＨｉｇｈのときのみＨｉｇｈとなる制御信号Ｇｓｕを出力する。したがって、制御信号Ｇｓｕは、ＰＷＭ信号ＰｓｕがＬｏｗからＨｉｇｈに変化したとき、時間Ｔ１の間Ｈｉｇｈとなり、その後Ｌｏｗとなって、時間Ｔ１（＝Ｔ２−Ｔ１）を経過した後に再度Ｈｉｇｈとなる。また、制御信号Ｇｓｕは、ＰＷＭ信号ＰｓｕがＨｉｇｈからＬｏｗに変化したとき、時間Ｔ１の間Ｌｏｗとなり、その後時間Ｔ１の間Ｈｉｇｈとなった後に再度Ｌｏｗとなる。

なお、本発明に係る制御装置３ａは、従来技術の制御装置３の後段に、電子回路を用いて構成することができるので、電力変換装置の大型化を招くことはない。
なお、図５（ａ）に示した制御装置３ａは制御信号Ｇｓｕを得るための論理の一例であり、他の論理によって図２に示した制御信号Ｇｓｕを得ることができれば、本発明に係る効果を発揮することができるのは明らかである。したがって、本発明に係る制御装置３ａは、図５（ａ）に示したブロック図に限定されるものではない。

ところで、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振周期ＴはＴ＝２π√（ＬＣ）［ｓ］で表される。すなわち、共振周期ＴはリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌの平方根に正比例する。

また、リアクトルＬｆのインダクタンス値ＬとリアクトルＬｆのコイルに流れる電流Ｉｆとの間には図６に示す関係があることが知られている。リアクトルＬｆの鉄心材料にはフェライト磁石やアモルファス合金に代表される磁性材料が用いられている。このような磁性材料を鉄心に用いたリアクトルは、コイルに流れる電流Ｉｆの値が大きくなるとインダクタンス値Ｌが低下するという特性を有する。

コイルに流れる電流Ｉｆの値が大きくなるにしたがってインダクタンス値Ｌが変化すると、設定されているフィルタ回路の共振周期Ｔと実際に発生する共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ３，Ｖｒ４〜Ｖｒ６の周期にずれが生じる。その結果、共振電圧が十分に打消されず、サージ電圧の抑制効果が低減する。

そこで、フィルタ回路の共振周期Ｔの長さに正比例して時間Ｔ１，Ｔ２を調節し、共振電圧が確実に打消されるようにする必要がある。
フィルタ回路の共振周期Ｔは、上記のとおりリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌの平方根に正比例する。したがって、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌの平方根に正比例するように時間Ｔ１，Ｔ２を調節すれば、共振電圧が効果的に打消される。また、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌに時間Ｔ１，Ｔ２の二乗値が正比例するように調節しても、共振電圧が効果的に打消される。

リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌは、例えば、制御装置３ａ内に図６に示すリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌとコイルに流れる電流値との関係を示すデータテーブルを備えることにより、リアクトルＬｆに流れる電流値に基づいて求めることができる。

リアクトルＬｆに流れる電流値は、図１に示すように、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路と電動機４との間に設けた電流検出器５で検出された電流値を用いることができる。リアクトルＬｆに流れる電流のうちコンデンサＣｆに流れる電流の比率は小さいため、電動機４に流れる電流がリアクトルＬｆに流れる電流にほぼ一致している。

リアクトルに流れる電流をより正確に検出するためには、電流検出器５をインバータ２とリアクトルＬｆとの間またはリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとの間に設ければ良い。
また、上記により求めたリアクトルＬｆのインダクタンス値ＬとコンデンサＣｆのキャパシタンス値Ｃとからフィルタ回路の共振周期Ｔを算出し、この算出した共振周期Ｔに正比例して時間Ｔ１，Ｔ２を調節することもできる。

さらに、上記により求めたフィルタ回路の共振周期Ｔとリアクトルに流れる電流値との相間を示すデータテーブルを予め作成して制御装置３ａ内に備え、リアクトルＬｆに流れる電流値に基づいてこのテーブルを参照し、テーブルを参照することにより得られた共振周期に正比例して時間Ｔ１，Ｔ２を調節することもできる。

なお、図７（ａ），（ｂ）に示すように、制御信号Ｇｓｕに第３のオン信号を含まずに、第１のオン信号と第２のオン信号とで構成することができる。制御信号Ｇｓｕをこのように構成すれば、半導体スイッチング素子がオンするときに発生するサージ電圧のみを抑制することができる。

また、図８（ａ），（ｂ）に示すように、制御信号Ｇｓｕに第１のオン信号を含まずに、第２のオン信号と第３のオン信号とで構成することができる。制御信号Ｇｓｕをこのように構成すれば、半導体スイッチング素子がオフするときに発生するサージ電圧のみを抑制することができる。

次に、図９は、本発明の他の実施形態を説明するための図である。本実施形態において、図１で示した実施形態と異なる点は、コンデンサＣｆのそれぞれの他端を一括して直流電源１のＰ端子側に接続しているところである。

リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ、コンデンサＣｆのキャパシタンス値Ｃおよび制御装置３ａにおける時間Ｔ１とＴ２は、図１で示した実施形態と同じである。
このようにフィルタ回路を接続しても、時間Ｔ１，Ｔ２を調節することによって共振電圧を効果的に打消すことができ、フィルタ回路の共振を抑制することができる。その結果、電動機４の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。

次に、図１０は、本発明のさらに他の実施形態を説明するための図である。本実施形態において、図１で示した実施形態と異なる点は、直流電源１ａと直流電源１ｂとを直列に接続して直流電源を構成し、コンデンサＣｆのそれぞれの他端を一括して直流電源１ａと直流電源１ｂの直列接続点に接続しているところである。リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ、コンデンサＣｆのキャパシタンス値Ｃおよび制御装置３ａにおける時間Ｔ１とＴ２は、図１で示した実施形態と同じである。

このようにフィルタ回路を接続しても、時間Ｔ１，Ｔ２を調節することによって共振電圧を効果的に打消すことができ、フィルタ回路の共振を抑制することができる。その結果、電動機４の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。

次に、図１１は、本発明を単相電圧型ＰＷＭインバータに適用した実施形態を説明するための図である。本実施形態において、制御装置３ｂは、インバータ２ｂ内の半導体スイッチング素子の制御信号を第１のオン信号と第２のオン信号と第３のオン信号で構成する。このように、本発明を単相電圧型ＰＷＭインバータに適用しても、時間Ｔ１，Ｔ２を調節することによって共振電圧を効果的に打消すことができ、フィルタ回路の共振を抑制することができる。その結果、電動機４ｂの入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。

なお、上記した実施形態において、サージ電圧を抑制するために追加する電気部品は、リアクトルＬｆおよびコンデンサＣｆであり、従来技術のように、さらにサージ電圧のエネルギーを消費する抵抗や、ダイオードブリッジ回路などを追加する必要はない。したがって、電力変換装置の大型化、高価格化を抑制することができる。

また、上述した本発明の実施形態では、三相および単相の電圧型ＰＷＭインバータによる電動機駆動システムを例にとって本発明の作用および効果を説明したが、インバータの負荷は電動機に限られず、電動機以外の電気回路または電気部品を負荷とするインバータであっても、同様の作用および効果を発揮することができる。また、インバータは２レベルのインバータに限られず、３レベル以上の多レベルのインバータであってもよい。

さらに、変調方式もパルス幅変調方式に限られず、矩形波状の電圧を負荷に対して出力するための方式であればよい。

１，１ａ，１ｂ・・・直流電源、２，２ｂ・・・インバータ、３，３ａ，３ｂ・・・制御装置、４，４ｂ・・・電動機、５・・・電流検出器、３１・・・Ｇｕ１生成部、３２・・・Ｇｕ２生成部、３３・・・排他的論理演算部、Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚ・・・半導体スイッチング素子、Ｌｓ・・・配線のインダクタンス、Ｃｓ・・・配線の浮遊容量、Ｌｆ・・・リアクトル、Ｃｆ・・・コンデンサ

Claims (15)

1. 半導体スイッチング素子をオンオフ動作させて直流電圧をパルス列の電圧に変換するとともに出力部に設けられたリアクトルとコンデンサとからなるフィルタ回路により前記パルス列からなる電圧の波形整形を行う電力変換装置において、
   前記半導体スイッチング素子のオンオフ動作によって生成されるパルス電圧は、第１のパルス電圧と第２のパルス電圧と第３のパルス電圧とで構成されており、
   前記第１のパルス電圧は、前記フィルタ回路が有する共振周期の１／６の時間幅を有する電圧であり、
   前記第２のパルス電圧は、前記第１のパルス電圧が出力されてから前記第１のパルス電圧の時間幅の２倍の時間が経過した後に出力される電圧であり、
   前記第３のパルス電圧は、前記第２のパルス電圧が零になってから前記共振周期の１／６の時間が経過した後に前記共振周期の１／６の時間の間出力される電圧であり、
   さらに、前記第１のパルス電圧が出力されている時間と、前記第１のパルス電圧が出力されてから前記第２のパルス電圧が出力されるまでの時間と、前記第２のパルス電圧が零になってから前記第３のパルス電圧が出力されるまでの時間と、前記第３のパルス電圧が出力されている時間とが、前記フィルタ回路が有する共振周期の長さに比例して変化する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記第１のパルス電圧が出力されている時間と、前記第１のパルス電圧が出力されてから前記第２のパルス電圧が出力されるまでの時間と、前記第２のパルス電圧が零になってから前記第３のパルス電圧が出力されるまでの時間と、前記第３のパルス電圧が出力されている時間とが、前記フィルタ回路が有する共振周期の長さに代えて、前記リアクトルのインダクタンス値の平方根に正比例して変化することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記第１のパルス電圧が出力されている時間と、前記第１のパルス電圧が出力されてから前記第２のパルス電圧が出力されるまでの時間と、前記第２のパルス電圧が零になってから前記第３のパルス電圧が出力されるまでの時間と、前記第３のパルス電圧が出力されている時間とが、前記フィルタ回路が有する共振周期の長さに代えて、前記リアクトルに流れる電流値に基づいて定められた所定の比率に正比例して変化することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記第１のパルス電圧が出力されている時間と、前記第１のパルス電圧が出力されてから前記第２のパルス電圧が出力されるまでの時間と、前記第２のパルス電圧が零になってから前記第３のパルス電圧が出力されるまでの時間と、前記第３のパルス電圧が出力されている時間とが、前記フィルタ回路が有する共振周期の長さに代えて、前記リアクトルに流れる電流値から定まる前記リアクトルのインダクタンス値の平方根に比例して変化することを特徴とする電力変換装置。
5. 前記電力変換装置の出力端から出力される前記パルス電圧には前記第３のパルス電圧が含まれないことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換装置の出力端から出力される前記パルス電圧には前記第１のパルス電圧が含まれないことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記電力変換装置は半導体スイッチング素子が二相ブリッジに構成されて単相交流電圧を出力することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記電力変換装置は半導体スイッチング素子が三相ブリッジに構成されて三相交流電圧を出力することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 半導体スイッチング素子をオンオフ動作させて直流電圧をパルス列の電圧に変換するとともに出力部に設けられたリアクトルとコンデンサとからなるフィルタ回路により前記パルス列からなる電圧の波形整形を行う電力変換装置の制御装置であって、
   前記電力変換装置からパルス電圧を出力させるために前記制御装置が生成する前記半導体スイッチング素子のオン信号は、第１のオン信号と第２のオン信号と第３のオン信号とで構成されており、
   前記第１のオン信号は、前記フィルタ回路の共振周期の１／６の時間幅を有する信号であり、
   前記第２のオン信号は、前記第１のオン信号が出力されてから前記第１のオン信号の時間幅の２倍の時間が経過した後に出力される信号であり、
   前記第３のオン信号は、前記第２のオン信号がオフしてから前記共振周期の１／６の時間が経過した後に前記共振周期の１／６の時間出力される信号であり、
   さらに、前記制御装置は、前記第１のオン信号が出力されている時間と、前記第１のオン信号が出力されてから前記第２のオン信号が出力されるまでの時間と、前記第２のオン信号がオフしてから前記第３のオン信号が出力されるまでの時間と、前記第３のオン信号が出力されている時間とを、前記フィルタ回路が有する共振周期の長さに正比例して変化させる
   ことを特徴とする制御装置。
10. 請求項９に記載の制御装置であって、
    前記第１のオン信号が出力されている時間と、前記第１のオン信号が出力されてから前記第２のオン信号が出力されるまでの時間と、前記第２のオン信号がオフしてから前記第３のオン信号が出力されるまでの時間と、前記第３のオン信号が出力されている時間とを、前記フィルタ回路が有する共振周期の長さに代えて、前記リアクトルのインダクタンス値の平方根に正比例して変化させることを特徴とする制御装置。
11. 請求項９に記載の制御装置であって、
    前記第１のオン信号が出力されている時間と、前記第１のオン信号が出力されてから前記第２のオン信号が出力されるまでの時間と、前記第２のオン信号がオフしてから前記第３のオン信号が出力されるまでの時間と、前記第３のオン信号が出力されている時間とを、前記フィルタ回路が有する共振周期の長さに代えて、前記リアクトルに流れる電流値に基づいて定められた所定の比率に正比例して変化させることを特徴とする制御装置。
12. 請求項９に記載の制御装置であって、
    前記リアクトルに流れる電流値から前記リアクトルのインダクタンス値を導出し、
    前記第１のオン信号が出力されている時間と、前記第１のオン信号が出力されてから前記第２のオン信号が出力されるまでの時間と、前記第２のオン信号がオフしてから前記第３のオン信号が出力されるまでの時間と、前記第３のオン信号が出力されている時間とを、前記フィルタ回路が有する共振周期の長さに代えて、前記導出したインダクタンス値の平方根に正比例して変化させることを特徴とする制御装置。
13. 前記半導体スイッチング素子の制御信号には前記第３のオン信号が含まれないことを特徴とする請求項９乃至請求項４のいずれか１２項に記載の制御装置。
14. 前記半導体スイッチング素子の制御信号には前記第１のオン信号が含まれないことを特徴とする請求項９乃至請求項１２のいずれか１項に記載の制御装置。
15. 半導体スイッチング素子をオンオフ動作させて直流電圧をパルス列の電圧に変換するとともに出力部に設けられたリアクトルとコンデンサとからなるフィルタ回路により前記パルス列からなる電圧の波形整形を行う電力変換装置であって、
    請求項９乃至請求項１４のいずれか１項に記載の制御装置を備えることを特徴とする電力変換装置。