JP2000295857A - インバータ装置 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】インバータ装置の主回路のスイッチング動作に
伴って、該インバータ装置の負荷への線路に発生するノ
イズを小型，低価格のＬＣフィルタで抑制する。 【解決手段】単相インバータ主回路２を構成するＭＯＳ
ＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 に制御回路６より、ＭＯＳＦＥＴＱ1
（又はＱ2 ）をオフさせた後、ＬＣフィルタ３の共振周
波数から導出される周期ＴS の１／２時間を経過したと
きに、ＭＯＳＦＥＴＱ4 （又はＱ3 ）をオフさせること
により、従来ＬＣフィルタ３の出力側に発生した減衰振
動波形の電圧を抑制し、ほぼ方形波状の電圧にする。
伴って、該インバータ装置の負荷への線路に発生するノ
イズを小型，低価格のＬＣフィルタで抑制する。 【解決手段】単相インバータ主回路２を構成するＭＯＳ
ＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 に制御回路６より、ＭＯＳＦＥＴＱ1
（又はＱ2 ）をオフさせた後、ＬＣフィルタ３の共振周
波数から導出される周期ＴS の１／２時間を経過したと
きに、ＭＯＳＦＥＴＱ4 （又はＱ3 ）をオフさせること
により、従来ＬＣフィルタ３の出力側に発生した減衰振
動波形の電圧を抑制し、ほぼ方形波状の電圧にする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、インバータ主回
路の交流出力側に発生するノイズをフィルタにより抑制
したインバータ装置に関する。
路の交流出力側に発生するノイズをフィルタにより抑制
したインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種のインバータ装置において、該イ
ンバータ装置を構成する自己消弧形素子とダイオードと
の逆並列回路複数組をブリッジ接続してなるインバータ
主回路が、負荷に供給する交流電力を制御するために、
前記自己消弧形素子それぞれは制御回路からの指令に基
づいてオン又はオフ動作をする。このオン又はオフ動作
に伴って、前記インバータ主回路の交流出力部から負荷
への線路にスイッチングノイズが発生し、このスイッチ
ングノイズが、例えば、前記負荷としての電気機器や前
記インバータ装置の周辺に設置された電子機器などに障
害を与える恐れがあることが知られている。従って、こ
のスイッチングノイズを抑制するために、前記インバー
タ主回路の出力部導体から負荷への経路にノイズフィル
タとしてのＬＣフィルタを挿設している。
ンバータ装置を構成する自己消弧形素子とダイオードと
の逆並列回路複数組をブリッジ接続してなるインバータ
主回路が、負荷に供給する交流電力を制御するために、
前記自己消弧形素子それぞれは制御回路からの指令に基
づいてオン又はオフ動作をする。このオン又はオフ動作
に伴って、前記インバータ主回路の交流出力部から負荷
への線路にスイッチングノイズが発生し、このスイッチ
ングノイズが、例えば、前記負荷としての電気機器や前
記インバータ装置の周辺に設置された電子機器などに障
害を与える恐れがあることが知られている。従って、こ
のスイッチングノイズを抑制するために、前記インバー
タ主回路の出力部導体から負荷への経路にノイズフィル
タとしてのＬＣフィルタを挿設している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来のノイズフィルタ
としてのＬＣフイルタの共振周波数は、前記インバータ
主回路が出力する交流電圧の基本波成分の周波数に対し
てより高く、且つ十分低い値に設定しているために、該
ＬＣフイルタが大型，高価格になり、その結果、インバ
ータ装置全体の小型化，低価格化を阻害する要因となっ
ていた。
としてのＬＣフイルタの共振周波数は、前記インバータ
主回路が出力する交流電圧の基本波成分の周波数に対し
てより高く、且つ十分低い値に設定しているために、該
ＬＣフイルタが大型，高価格になり、その結果、インバ
ータ装置全体の小型化，低価格化を阻害する要因となっ
ていた。
【０００４】しかしながら、前記ＬＣフイルタを小型，
低価格にするために、該ＬＣフイルタの共振周波数を単
に従来の設定値より高くしたときの問題点を、図６，図
７それぞれに示したインバータ装置の回路構成図を参照
しつつ、以下に説明する。
低価格にするために、該ＬＣフイルタの共振周波数を単
に従来の設定値より高くしたときの問題点を、図６，図
７それぞれに示したインバータ装置の回路構成図を参照
しつつ、以下に説明する。
【０００５】図６（イ）は、この種のインバータ装置と
しての誘導加熱用の高周波インバータ装置の従来例を示
す回路構成図であり、１は直流電源、２は自己消弧形素
子として内部に寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ
（Ｑ1 〜Ｑ4 ）を単相ブリッジ接続した単相インバータ
主回路、３はＬＣフィルタ、４は制御回路、５はこの高
周波インバータ装置で誘導加熱される負荷を示す。
しての誘導加熱用の高周波インバータ装置の従来例を示
す回路構成図であり、１は直流電源、２は自己消弧形素
子として内部に寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ
（Ｑ1 〜Ｑ4 ）を単相ブリッジ接続した単相インバータ
主回路、３はＬＣフィルタ、４は制御回路、５はこの高
周波インバータ装置で誘導加熱される負荷を示す。
【０００６】図６（ロ）は、図６（イ）に示した制御回
路４によりＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ4それぞれをオン又は
オフさせて単相インバータ主回路２からＬＣフィルタ３
を介して負荷５に所望の周波数，電圧の交流電力を供給
する際に、ＬＣフイルタ３を小型，低価格にするため
に、ＬＣフイルタ３の共振周波数を単に従来の設定値よ
り高くしたときの動作波形図である。
路４によりＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ4それぞれをオン又は
オフさせて単相インバータ主回路２からＬＣフィルタ３
を介して負荷５に所望の周波数，電圧の交流電力を供給
する際に、ＬＣフイルタ３を小型，低価格にするため
に、ＬＣフイルタ３の共振周波数を単に従来の設定値よ
り高くしたときの動作波形図である。
【０００７】周知の如くＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 それぞ
れに対して、従来は、ＭＯＳＦＥＴＱ1 ，Ｑ4 （又はＱ
2 ，Ｑ3 ）を同時にオン又はオフさせているが、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ1 ，Ｑ4 （又はＱ2 ，Ｑ3 ）がターンオフして
から、ＭＯＳＦＥＴＱ2 ，Ｑ 3 （又はＱ1 ，Ｑ4 ）をタ
ーンオンを開始するまでには、若干の時間差（いわゆる
デッドタイム）を設けている。さらに、ＭＯＳＦＥＴＱ
1 〜Ｑ4 それぞれをオフさせるタイミングは、負荷５に
流れる電流ｉO の零点位相（図示の時刻ｔ1 ，ｔ2 ，ｔ
3 ，・・）に対して図示のγだけ進ませている。
れに対して、従来は、ＭＯＳＦＥＴＱ1 ，Ｑ4 （又はＱ
2 ，Ｑ3 ）を同時にオン又はオフさせているが、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ1 ，Ｑ4 （又はＱ2 ，Ｑ3 ）がターンオフして
から、ＭＯＳＦＥＴＱ2 ，Ｑ 3 （又はＱ1 ，Ｑ4 ）をタ
ーンオンを開始するまでには、若干の時間差（いわゆる
デッドタイム）を設けている。さらに、ＭＯＳＦＥＴＱ
1 〜Ｑ4 それぞれをオフさせるタイミングは、負荷５に
流れる電流ｉO の零点位相（図示の時刻ｔ1 ，ｔ2 ，ｔ
3 ，・・）に対して図示のγだけ進ませている。
【０００８】上述の如くＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 それぞ
れをオン又はオフさせると、単相インバータ主回路２の
内部の交流出力端子Ｕ−Ｖ間には図示の細実線のような
方形波状の出力電圧が発生するが、この方形波状の出力
電圧に基づいて、ＬＣフイルタ３の出力側の端子Ｕ’−
Ｖ’間には図示の太実線のような減衰振動波形の出力電
圧となる。このときの振動周期ＴS はＬＣフイルタ３の
インダクタンスの値をＬS 、コンデンサの値をＣS とす
ると、ＴS ＝２π（ＬS ・ＣS ）1/2 で表される。ま
た、ＬＣフイルタ３のコンデンサに流れる電流ｉCSも図
示の如く振動周期ＴS の減衰振動波形となる。その結
果、この減衰振動波形の出力電圧が新たなノイズになる
という問題が発生する。
れをオン又はオフさせると、単相インバータ主回路２の
内部の交流出力端子Ｕ−Ｖ間には図示の細実線のような
方形波状の出力電圧が発生するが、この方形波状の出力
電圧に基づいて、ＬＣフイルタ３の出力側の端子Ｕ’−
Ｖ’間には図示の太実線のような減衰振動波形の出力電
圧となる。このときの振動周期ＴS はＬＣフイルタ３の
インダクタンスの値をＬS 、コンデンサの値をＣS とす
ると、ＴS ＝２π（ＬS ・ＣS ）1/2 で表される。ま
た、ＬＣフイルタ３のコンデンサに流れる電流ｉCSも図
示の如く振動周期ＴS の減衰振動波形となる。その結
果、この減衰振動波形の出力電圧が新たなノイズになる
という問題が発生する。
【０００９】また上述の減衰振動波形の出力電圧は、例
えばＬＣフィルタ３の内部に抵抗を付加し、そのダンピ
ング効果により該振動を抑制し、方形波状の出力電圧に
することが可能であるが、その際に前記抵抗による電力
損失と発熱とが問題になる。
えばＬＣフィルタ３の内部に抵抗を付加し、そのダンピ
ング効果により該振動を抑制し、方形波状の出力電圧に
することが可能であるが、その際に前記抵抗による電力
損失と発熱とが問題になる。
【００１０】図７は、この種のインバータ装置としての
電動機駆動用の三相インバータ装置１従来例を示す回路
構成図であり、１１は直流電源、１２は自己消弧形素子
としてのＩＧＢＴ（Ｑ11〜Ｑ16）とダイオードとの逆並
列回路６組を三相ブリッジ接続したインバータ主回路、
１３はＬＣフィルタ、１４は制御回路、１５はこの三相
インバータ装置で駆動される電動機を示す。
電動機駆動用の三相インバータ装置１従来例を示す回路
構成図であり、１１は直流電源、１２は自己消弧形素子
としてのＩＧＢＴ（Ｑ11〜Ｑ16）とダイオードとの逆並
列回路６組を三相ブリッジ接続したインバータ主回路、
１３はＬＣフィルタ、１４は制御回路、１５はこの三相
インバータ装置で駆動される電動機を示す。
【００１１】図７に示した制御回路１４により、例えば
ＩＧＢＴＱ11，Ｑ12それぞれは、周知の如く交互にオン
・オフさせるが、このとき、ＩＧＢＴＱ11（又はＱ12）
がターンオフしてから、ＩＧＢＴＱ12（又はＱ11）をタ
ーンオンを開始するまでには、若干の時間差（いわゆる
デッドタイム）を設けている。
ＩＧＢＴＱ11，Ｑ12それぞれは、周知の如く交互にオン
・オフさせるが、このとき、ＩＧＢＴＱ11（又はＱ12）
がターンオフしてから、ＩＧＢＴＱ12（又はＱ11）をタ
ーンオンを開始するまでには、若干の時間差（いわゆる
デッドタイム）を設けている。
【００１２】上述の如くＩＧＢＴＱ11，Ｑ12 それぞれ
を交互にオン・オフさせると、インバータ主回路１２の
内部の交流出力端子には方形波状の相電圧が発生する
が、この方形波状の相電圧に基づいて、ＬＣフイルタ１
３の出力側の相電圧は、前述の図６の従来例回路と同様
に減衰振動波形となる。このときの振動周期ＴS はＬＣ
フイルタ１３の各相のインダクタンスの値をＬS 、各相
のコンデンサの値をＣSとすると、ＴS ＝２π（ＬS ・
ＣS ）1/2 で表される。その結果、この減衰振動波形の
相電圧が新たなノイズになるという問題が発生する。
を交互にオン・オフさせると、インバータ主回路１２の
内部の交流出力端子には方形波状の相電圧が発生する
が、この方形波状の相電圧に基づいて、ＬＣフイルタ１
３の出力側の相電圧は、前述の図６の従来例回路と同様
に減衰振動波形となる。このときの振動周期ＴS はＬＣ
フイルタ１３の各相のインダクタンスの値をＬS 、各相
のコンデンサの値をＣSとすると、ＴS ＝２π（ＬS ・
ＣS ）1/2 で表される。その結果、この減衰振動波形の
相電圧が新たなノイズになるという問題が発生する。
【００１３】また上述の減衰振動波形の相電圧は、例え
ばＬＣフィルタ１３の内部に抵抗を付加し、そのダンピ
ング効果により該振動を抑制し、方形波状の相電圧にす
ることが可能であるが、その際に前記抵抗による電力損
失と発熱とが問題になる。
ばＬＣフィルタ１３の内部に抵抗を付加し、そのダンピ
ング効果により該振動を抑制し、方形波状の相電圧にす
ることが可能であるが、その際に前記抵抗による電力損
失と発熱とが問題になる。
【００１４】この発明の目的は、インバータ装置の出力
側に発生するスイッチングノイズを抑制するＬＣフィル
タを小型，低価格にしつつ、上記問題点を解決するイン
バータ装置を提供することにある。
側に発生するスイッチングノイズを抑制するＬＣフィル
タを小型，低価格にしつつ、上記問題点を解決するイン
バータ装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】この第１の発明は、自己
消弧形素子とダイオードとの逆並列回路４組を単相ブリ
ッジ接続してなる単相インバータ主回路と、該単相イン
バータ主回路の出力部導体から負荷への経路に挿設され
たＬＣフイルタと、前記自己消弧形素子それぞれをオン
又はオフさせて前記負荷に供給する単相交流電力を制御
する制御回路とを備えたインバータ装置において、前記
ＬＣフイルタと、前記出力部導体それぞれの寄生インダ
クタンスと、該導体間の浮遊容量とから導出される共振
周波数を、前記単相交流電力の基本波周波数より十分高
い値とし、前記制御回路により前記単相交流電力を制御
するために、前記単相インバータ主回路の一方のアーム
の上側又は下側自己消弧形素子をオンからオフさせるタ
イミングと、該単相インバータ主回路の他方のアームの
下側又は上側自己消弧形素子をオンからオフさせるタイ
ミングとの間に所定の時間差を設けたことを特徴とす
る。
消弧形素子とダイオードとの逆並列回路４組を単相ブリ
ッジ接続してなる単相インバータ主回路と、該単相イン
バータ主回路の出力部導体から負荷への経路に挿設され
たＬＣフイルタと、前記自己消弧形素子それぞれをオン
又はオフさせて前記負荷に供給する単相交流電力を制御
する制御回路とを備えたインバータ装置において、前記
ＬＣフイルタと、前記出力部導体それぞれの寄生インダ
クタンスと、該導体間の浮遊容量とから導出される共振
周波数を、前記単相交流電力の基本波周波数より十分高
い値とし、前記制御回路により前記単相交流電力を制御
するために、前記単相インバータ主回路の一方のアーム
の上側又は下側自己消弧形素子をオンからオフさせるタ
イミングと、該単相インバータ主回路の他方のアームの
下側又は上側自己消弧形素子をオンからオフさせるタイ
ミングとの間に所定の時間差を設けたことを特徴とす
る。
【００１６】第２の発明は前記第１の発明において、前
記時間差は、前記共振周波数の１周期のほぼ１／２に基
づく値としたことを特徴とする。
記時間差は、前記共振周波数の１周期のほぼ１／２に基
づく値としたことを特徴とする。
【００１７】また第３の発明は、自己消弧形素子とダイ
オードとの逆並列回路複数組をブリッジ接続してなるイ
ンバータ主回路と、該インバータ主回路の出力部導体か
ら負荷への経路に挿設されたＬＣフイルタと、前記自己
消弧形素子それぞれをオン又はオフさせて負荷に供給す
る交流電力を制御する制御回路とを備えたインバータ装
置において、前記ＬＣフイルタと、前記出力部導体それ
ぞれの寄生インダクタンスと、該導体間の浮遊容量とか
ら導出される共振周波数を、前記交流電力の基本波周波
数より十分高い値とし、前記制御回路により前記交流電
力を制御するために、前記インバータ主回路のそれぞれ
のアームの上側又は下側自己消弧形素子をオン又はオフ
させる直前に、所定の周期で所望の回数のオンオフ動作
若しくはオフオン動作を行わせることを特徴とする。
オードとの逆並列回路複数組をブリッジ接続してなるイ
ンバータ主回路と、該インバータ主回路の出力部導体か
ら負荷への経路に挿設されたＬＣフイルタと、前記自己
消弧形素子それぞれをオン又はオフさせて負荷に供給す
る交流電力を制御する制御回路とを備えたインバータ装
置において、前記ＬＣフイルタと、前記出力部導体それ
ぞれの寄生インダクタンスと、該導体間の浮遊容量とか
ら導出される共振周波数を、前記交流電力の基本波周波
数より十分高い値とし、前記制御回路により前記交流電
力を制御するために、前記インバータ主回路のそれぞれ
のアームの上側又は下側自己消弧形素子をオン又はオフ
させる直前に、所定の周期で所望の回数のオンオフ動作
若しくはオフオン動作を行わせることを特徴とする。
【００１８】第４の発明は前記第３の発明において、前
記周期は、前記共振周波数の１周期のほぼ１／２ｎ（ｎ
＝１、２、３、・・）に基づく値とし、この周期で前記
ｎ回のオンオフ動作若しくはオフオン動作を行わせるこ
とを特徴とする。
記周期は、前記共振周波数の１周期のほぼ１／２ｎ（ｎ
＝１、２、３、・・）に基づく値とし、この周期で前記
ｎ回のオンオフ動作若しくはオフオン動作を行わせるこ
とを特徴とする。
【００１９】さらに第５の発明は前記第１〜第４のいず
れかの発明において、前記ＬＣフィルタのそれぞれの構
成要素を、前記出力部導体それぞれの寄生インダクタン
ス又は該導体間の浮遊容量のうち、いずれか一方若しく
は双方から形成したことを特徴とする。
れかの発明において、前記ＬＣフィルタのそれぞれの構
成要素を、前記出力部導体それぞれの寄生インダクタン
ス又は該導体間の浮遊容量のうち、いずれか一方若しく
は双方から形成したことを特徴とする。
【００２０】この発明によれば、インバータ装置の出力
側に発生するスイッチングノイズを抑制するＬＣフィル
タを、従来の制御回路に簡単な制御機能を付加すること
により、後述の如く小型，低価格にできる。
側に発生するスイッチングノイズを抑制するＬＣフィル
タを、従来の制御回路に簡単な制御機能を付加すること
により、後述の如く小型，低価格にできる。
【００２１】
【発明の実施の形態】図１は、この発明のインバータ装
置の第１の実施例を示す回路構成図とその動作波形図で
あり、図６（イ）に示した従来例回路と同一機能を有す
るものには同一符号を付している。
置の第１の実施例を示す回路構成図とその動作波形図で
あり、図６（イ）に示した従来例回路と同一機能を有す
るものには同一符号を付している。
【００２２】すなわち、図１（イ）はこの発明のインバ
ータ装置としての誘導加熱用の高周波インバータ装置の
回路構成図であり、１は直流電源、２は自己消弧形素子
として内部に寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
1 〜Ｑ4 ）を単相ブリッジ接続した単相インバータ主回
路、３はＬＣフィルタ、５はこの高周波インバータ装置
で誘導加熱される負荷、６は制御回路を示す。
ータ装置としての誘導加熱用の高周波インバータ装置の
回路構成図であり、１は直流電源、２は自己消弧形素子
として内部に寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ
1 〜Ｑ4 ）を単相ブリッジ接続した単相インバータ主回
路、３はＬＣフィルタ、５はこの高周波インバータ装置
で誘導加熱される負荷、６は制御回路を示す。
【００２３】また図１（ロ）は図１（イ）に示した制御
回路６によりＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ 4 それぞれをオン又
はオフさせて単相インバータ主回路２からＬＣフィルタ
３を介して負荷５に所望の周波数，電圧の交流電力を供
給する際に、ＬＣフイルタ３を小型，低価格にするため
に、ＬＣフイルタ３の共振周波数を、負荷５に供給する
単相交流電力の基本波周波数より十分高い値としたとき
の動作波形図である。
回路６によりＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ 4 それぞれをオン又
はオフさせて単相インバータ主回路２からＬＣフィルタ
３を介して負荷５に所望の周波数，電圧の交流電力を供
給する際に、ＬＣフイルタ３を小型，低価格にするため
に、ＬＣフイルタ３の共振周波数を、負荷５に供給する
単相交流電力の基本波周波数より十分高い値としたとき
の動作波形図である。
【００２４】図１（ロ）において、ＭＯＳＦＥＴＱ1 ，
Ｑ2 それぞれをオフさせるタイミングは、負荷５に流れ
る電流ｉO の零点位相（図示の時刻ｔ1 ，ｔ2 ，ｔ3 ，
・・）に対して図示のγだけ進ませている。一方、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ3 をオフさせるタイミングは、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 をオフさせ、さらに時間〔ＴS ／２〕（（ＴS ／
２）＜γ）を経過した後オフせさるようにし、同様に、
ＭＯＳＦＥＴＱ4 をオフさせるタイミングは、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 をオフさせ、さらに時間〔ＴS ／２〕を経過し
た後オフせさるようにしている。
Ｑ2 それぞれをオフさせるタイミングは、負荷５に流れ
る電流ｉO の零点位相（図示の時刻ｔ1 ，ｔ2 ，ｔ3 ，
・・）に対して図示のγだけ進ませている。一方、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ3 をオフさせるタイミングは、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 をオフさせ、さらに時間〔ＴS ／２〕（（ＴS ／
２）＜γ）を経過した後オフせさるようにし、同様に、
ＭＯＳＦＥＴＱ4 をオフさせるタイミングは、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 をオフさせ、さらに時間〔ＴS ／２〕を経過し
た後オフせさるようにしている。
【００２５】このときの時間〔ＴS ／２〕は、ＬＣフイ
ルタ３のインダクタンスの値をＬS、コンデンサの値を
ＣS としたときのＬＣフィルタ３の共振周波数に基づく
周期ＴS ＝２π（ＬS ・ＣS ）1/2 に基づく値である。
ルタ３のインダクタンスの値をＬS、コンデンサの値を
ＣS としたときのＬＣフィルタ３の共振周波数に基づく
周期ＴS ＝２π（ＬS ・ＣS ）1/2 に基づく値である。
【００２６】上述の如くＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 それぞ
れをオン又はオフさせると、単相インバータ主回路２の
内部の交流出力端子Ｕ−Ｖ間には、図示の細実線のよう
に零電位の区間を〔ＴS ／２〕時間有する階段波状の出
力電圧が発生する。
れをオン又はオフさせると、単相インバータ主回路２の
内部の交流出力端子Ｕ−Ｖ間には、図示の細実線のよう
に零電位の区間を〔ＴS ／２〕時間有する階段波状の出
力電圧が発生する。
【００２７】この階段波状の前記端子Ｕ−Ｖ間の出力電
圧に基づいて、ＬＣフイルタ３の出力側の端子Ｕ’−
Ｖ’間には、図示の太実線のように電位変化時の波形が
正弦波の一部である方形波状の出力電圧となる。同様
に、ＬＣフイルタ３のコンデンサの電流ｉCSも図示の如
く正弦波状になる。
圧に基づいて、ＬＣフイルタ３の出力側の端子Ｕ’−
Ｖ’間には、図示の太実線のように電位変化時の波形が
正弦波の一部である方形波状の出力電圧となる。同様
に、ＬＣフイルタ３のコンデンサの電流ｉCSも図示の如
く正弦波状になる。
【００２８】すなわち、ＭＯＳＦＥＴＱ1 （又はＱ2 ）
をオフさせ、さらに時間〔ＴS ／２〕を経過した後、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ4 （又はＱ3 ）をオフさせることにより、
上述の如く前記端子Ｕ−Ｖ間に零電位の区間を〔ＴS ／
２〕時間を有し、この零電位の区間により、図６（ロ）
に示した従来例回路の動作波形図の如き前記端子Ｕ’−
Ｖ’間に発生した周期ＴS の振動を抑制することができ
る。
をオフさせ、さらに時間〔ＴS ／２〕を経過した後、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ4 （又はＱ3 ）をオフさせることにより、
上述の如く前記端子Ｕ−Ｖ間に零電位の区間を〔ＴS ／
２〕時間を有し、この零電位の区間により、図６（ロ）
に示した従来例回路の動作波形図の如き前記端子Ｕ’−
Ｖ’間に発生した周期ＴS の振動を抑制することができ
る。
【００２９】図２はこの発明のインバータ装置の第２，
３の実施例を示す回路構成図であり、図７に示した従来
例回路と同一機能を有するものには同一符号を付してい
る。
３の実施例を示す回路構成図であり、図７に示した従来
例回路と同一機能を有するものには同一符号を付してい
る。
【００３０】すなわち図２は、この発明のインバータ装
置としての電動機駆動用の三相インバータ装置の回路構
成図であり、１１は直流電源、１２は自己消弧形素子と
してのＩＧＢＴ（Ｑ11〜Ｑ16）とダイオードとの逆並列
回路６組を三相ブリッジ接続したインバータ主回路、１
３はＬＣフィルタ、１５はこの三相インバータ装置で駆
動される電動機、１６，１７は制御装置である。
置としての電動機駆動用の三相インバータ装置の回路構
成図であり、１１は直流電源、１２は自己消弧形素子と
してのＩＧＢＴ（Ｑ11〜Ｑ16）とダイオードとの逆並列
回路６組を三相ブリッジ接続したインバータ主回路、１
３はＬＣフィルタ、１５はこの三相インバータ装置で駆
動される電動機、１６，１７は制御装置である。
【００３１】図３は、図２に示したこの発明の第２の実
施例としての制御回路１６によりＭＯＳＦＥＴＱ11〜Ｑ
16それぞれをオン又はオフさせてインバータ主回路１２
からＬＣフィルタ１３を介して電動機１５に所望の周波
数，電圧の三相交流電力を供給する際に、ＬＣフイルタ
１３を小型，低価格にするために、ＬＣフイルタ１３の
共振周波数を、電動機５に供給する三相交流電力の基本
波周波数より十分高い値としたときの動作波形図であ
る。
施例としての制御回路１６によりＭＯＳＦＥＴＱ11〜Ｑ
16それぞれをオン又はオフさせてインバータ主回路１２
からＬＣフィルタ１３を介して電動機１５に所望の周波
数，電圧の三相交流電力を供給する際に、ＬＣフイルタ
１３を小型，低価格にするために、ＬＣフイルタ１３の
共振周波数を、電動機５に供給する三相交流電力の基本
波周波数より十分高い値としたときの動作波形図であ
る。
【００３２】図３に示した動作波形図において、制御回
路１６により例えばＩＧＢＴＱ11，Ｑ12それぞれをＰＷ
Ｍ制御により交互にオン・オフさせると、インバータ主
回路１３の内部の相電圧は、図３（イ）の太実線に示す
如く方形波状に変化し、破線の如く前記相電圧の基本波
成分が変化する。
路１６により例えばＩＧＢＴＱ11，Ｑ12それぞれをＰＷ
Ｍ制御により交互にオン・オフさせると、インバータ主
回路１３の内部の相電圧は、図３（イ）の太実線に示す
如く方形波状に変化し、破線の如く前記相電圧の基本波
成分が変化する。
【００３３】図３（ロ）は、前記相電圧の変化の時間を
拡大した動作波形図を示す。この図においては、ＬＣフ
イルタ１３の各相のインダクタンスの値をＬS とし、各
相のコンデンサの値をＣS としたＬＣフィルタ１３の共
振周波数の周期ＴS〔２π（ＬS ・ＣS ）1/2 〕に基づ
き、図３（イ）で示した如くＩＧＢＴＱ11，Ｑ12をＰＷ
Ｍ制御によりオン又はオフさせる際に、制御回路１６に
より前記周期ＴS のほぼ１／２（前記ｎ＝１）に基づく
値で、１回（前記ｎ＝１）オンオフ動作若しくはオフオ
ン動作をほぼ等間隔で行わせたときの動作波形図であ
る。
拡大した動作波形図を示す。この図においては、ＬＣフ
イルタ１３の各相のインダクタンスの値をＬS とし、各
相のコンデンサの値をＣS としたＬＣフィルタ１３の共
振周波数の周期ＴS〔２π（ＬS ・ＣS ）1/2 〕に基づ
き、図３（イ）で示した如くＩＧＢＴＱ11，Ｑ12をＰＷ
Ｍ制御によりオン又はオフさせる際に、制御回路１６に
より前記周期ＴS のほぼ１／２（前記ｎ＝１）に基づく
値で、１回（前記ｎ＝１）オンオフ動作若しくはオフオ
ン動作をほぼ等間隔で行わせたときの動作波形図であ
る。
【００３４】すなわち図３（ロ）において、時刻ｔ1 か
らＩＧＢＴＱ11をオフ→オン→オフさせ、同じタイミン
グでＩＧＢＴＱ12をオン→オフ→オンさせることにより
インバータ主回路１３の内部の相電圧は図示の細実線の
波形になり、また、時刻ｔ2からＩＧＢＴＱ11をオン→
オフ→オンさせ、同じタイミングでＩＧＢＴＱ12をオフ
→オン→オフさせることにより前記相電圧は図示の細実
線の波形となる。
らＩＧＢＴＱ11をオフ→オン→オフさせ、同じタイミン
グでＩＧＢＴＱ12をオン→オフ→オンさせることにより
インバータ主回路１３の内部の相電圧は図示の細実線の
波形になり、また、時刻ｔ2からＩＧＢＴＱ11をオン→
オフ→オンさせ、同じタイミングでＩＧＢＴＱ12をオフ
→オン→オフさせることにより前記相電圧は図示の細実
線の波形となる。
【００３５】この細実線の波形のインバータ主回路１３
の内部の相電圧に基づいて、ＬＣフイルタ１３の出力側
の相電圧は、インバータ主回路１３でのオンオフ動作、
またはオフオン動作により、図示の太実線のように電位
変化時の波形が正弦波の一部である方形波状の電圧とな
り、ＬＣフイルタ１３の出力側の相電圧における図７に
示した従来例回路で発生した周期ＴS の振動を抑制する
ことができる。なおこのとき、ＬＣフイルタ１３のコン
デンサの電流ｉCSは、図３（ハ）に示す如き正弦波の一
部から形成される波形になる。
の内部の相電圧に基づいて、ＬＣフイルタ１３の出力側
の相電圧は、インバータ主回路１３でのオンオフ動作、
またはオフオン動作により、図示の太実線のように電位
変化時の波形が正弦波の一部である方形波状の電圧とな
り、ＬＣフイルタ１３の出力側の相電圧における図７に
示した従来例回路で発生した周期ＴS の振動を抑制する
ことができる。なおこのとき、ＬＣフイルタ１３のコン
デンサの電流ｉCSは、図３（ハ）に示す如き正弦波の一
部から形成される波形になる。
【００３６】図４は、図２に示したこの発明の第３の実
施例としての制御回路１７によりＭＯＳＦＥＴＱ11〜Ｑ
16それぞれをオン又はオフさせてインバータ主回路１２
からＬＣフィルタ１３を介して電動機１５に所望の周波
数，電圧の三相交流電力を供給する際に、ＬＣフイルタ
１３を小型，低価格にするために、ＬＣフイルタ１３の
共振周波数を、電動機５に供給する三相交流電力の周波
数より十分高い値としたときの動作波形図である。
施例としての制御回路１７によりＭＯＳＦＥＴＱ11〜Ｑ
16それぞれをオン又はオフさせてインバータ主回路１２
からＬＣフィルタ１３を介して電動機１５に所望の周波
数，電圧の三相交流電力を供給する際に、ＬＣフイルタ
１３を小型，低価格にするために、ＬＣフイルタ１３の
共振周波数を、電動機５に供給する三相交流電力の周波
数より十分高い値としたときの動作波形図である。
【００３７】図４に示した動作波形図において、制御回
路１７により例えばＩＧＢＴＱ11，Ｑ12それぞれをＰＷ
Ｍ制御により交互にオン・オフさせると、インバータ主
回路１３の内部の相電圧は、図４（イ）の太実線に示す
如く方形波状に変化し、破線の如く前記相電圧の基本波
成分が変化する。
路１７により例えばＩＧＢＴＱ11，Ｑ12それぞれをＰＷ
Ｍ制御により交互にオン・オフさせると、インバータ主
回路１３の内部の相電圧は、図４（イ）の太実線に示す
如く方形波状に変化し、破線の如く前記相電圧の基本波
成分が変化する。
【００３８】図４（ロ）は、前記相電圧の変化の時間を
拡大した動作波形図を示す。この図においては、ＬＣフ
イルタ１３の各相のインダクタンスの値をＬS とし、各
相のコンデンサの値をＣS としたＬＣフィルタ１３の共
振周波数の周期ＴS〔２π（ＬS ・ＣS ）1/2 〕に基づ
き、図４（イ）で示した如くＩＧＢＴＱ11，Ｑ12をＰＷ
Ｍ制御によりオン又はオフさせる際に、制御回路１７に
より前記周期ＴS のほぼ１／４（前記ｎ＝２）に基づく
値で、２回（前記ｎ＝２）オンオフ動作若しくはオフオ
ン動作をほぼ等間隔で行わせたときの動作波形図であ
る。
拡大した動作波形図を示す。この図においては、ＬＣフ
イルタ１３の各相のインダクタンスの値をＬS とし、各
相のコンデンサの値をＣS としたＬＣフィルタ１３の共
振周波数の周期ＴS〔２π（ＬS ・ＣS ）1/2 〕に基づ
き、図４（イ）で示した如くＩＧＢＴＱ11，Ｑ12をＰＷ
Ｍ制御によりオン又はオフさせる際に、制御回路１７に
より前記周期ＴS のほぼ１／４（前記ｎ＝２）に基づく
値で、２回（前記ｎ＝２）オンオフ動作若しくはオフオ
ン動作をほぼ等間隔で行わせたときの動作波形図であ
る。
【００３９】すなわち図４（ロ）において、時刻ｔ1 か
らＩＧＢＴＱ11をオフ→オン→オフ→オン→オフさせ、
同じタイミングでＩＧＢＴＱ12をオン→オフ→オン→オ
フ→オンさせることによりインバータ主回路１３の内部
の相電圧は図示の細実線の波形になり、また、時刻ｔ2
からＩＧＢＴＱ11をオン→オフ→オン→オフ→オンさ
せ、同じタイミングでＩＧＢＴＱ12をオフ→オン→オフ
→オン→オフさせることにより前記相電圧は図示の細実
線の波形となる。
らＩＧＢＴＱ11をオフ→オン→オフ→オン→オフさせ、
同じタイミングでＩＧＢＴＱ12をオン→オフ→オン→オ
フ→オンさせることによりインバータ主回路１３の内部
の相電圧は図示の細実線の波形になり、また、時刻ｔ2
からＩＧＢＴＱ11をオン→オフ→オン→オフ→オンさ
せ、同じタイミングでＩＧＢＴＱ12をオフ→オン→オフ
→オン→オフさせることにより前記相電圧は図示の細実
線の波形となる。
【００４０】この細実線の波形のインバータ主回路１３
の内部の相電圧に基づいて、ＬＣフイルタ１３の出力側
の相電圧は、インバータ主回路１３でのオンオフ動作、
またはオフオン動作により、図示の太実線のような電圧
変化時には正弦波の一部から形成される電圧となり、Ｌ
Ｃフイルタ１３の出力側の相電圧における図７に示した
従来例回路で発生した周期ＴS の振動を抑制することが
できる。なおこのとき、ＬＣフイルタ１３のコンデンサ
の電流ｉCSは、図４（ハ）に示す如き正弦波の一部から
形成される波形になる。
の内部の相電圧に基づいて、ＬＣフイルタ１３の出力側
の相電圧は、インバータ主回路１３でのオンオフ動作、
またはオフオン動作により、図示の太実線のような電圧
変化時には正弦波の一部から形成される電圧となり、Ｌ
Ｃフイルタ１３の出力側の相電圧における図７に示した
従来例回路で発生した周期ＴS の振動を抑制することが
できる。なおこのとき、ＬＣフイルタ１３のコンデンサ
の電流ｉCSは、図４（ハ）に示す如き正弦波の一部から
形成される波形になる。
【００４１】また、図２に示した実施例回路は三相イン
バータ装置の回路構成であるが、インバータ主回路をハ
ーフブリッジ構成にした単相インバータ装置において
も、上述の如きタイミングで該インバータ主回路を構成
する自己消弧形素子をオンオフさせることでＬＣフィル
タを小型，低価格にすることができる。
バータ装置の回路構成であるが、インバータ主回路をハ
ーフブリッジ構成にした単相インバータ装置において
も、上述の如きタイミングで該インバータ主回路を構成
する自己消弧形素子をオンオフさせることでＬＣフィル
タを小型，低価格にすることができる。
【００４２】図５は、この発明のインバータ装置の第４
の実施例を示す回路構成図であり、図１に示した実施例
回路と同一機能を有するものには同一符号を付してい
る。すなわち、図５はこの発明のインバータ装置として
の誘導加熱用の高周波インバータ装置の回路構成図であ
り、直流電源１，単相インバータ主回路２，制御回路６
ａからなるインバータ１の参照符号２１、インバータ２
の参照符号２２、・・・、インバータｋの参照符号２３
にそれぞれリアクトル２４〜２６を介して出力母線２７
の導体２７ａ，２７ｂに接続されている。この出力母線
２７は導体２７ａ，２７ｂとの間には絶縁フィルム２７
ｃが挟装されて、いわゆるラミネートブスバーを形成
し、さらに導体２７ａ，２７ｂにはコンデンサ２８と、
この高周波インバータ装置で誘導加熱される負荷５とが
接続されている。なお、制御回路６ａは先述の制御回路
６の機能の他に、インバータ１、２、・・・ｋ間の出力
電圧の位相を同期させる機能を有している。
の実施例を示す回路構成図であり、図１に示した実施例
回路と同一機能を有するものには同一符号を付してい
る。すなわち、図５はこの発明のインバータ装置として
の誘導加熱用の高周波インバータ装置の回路構成図であ
り、直流電源１，単相インバータ主回路２，制御回路６
ａからなるインバータ１の参照符号２１、インバータ２
の参照符号２２、・・・、インバータｋの参照符号２３
にそれぞれリアクトル２４〜２６を介して出力母線２７
の導体２７ａ，２７ｂに接続されている。この出力母線
２７は導体２７ａ，２７ｂとの間には絶縁フィルム２７
ｃが挟装されて、いわゆるラミネートブスバーを形成
し、さらに導体２７ａ，２７ｂにはコンデンサ２８と、
この高周波インバータ装置で誘導加熱される負荷５とが
接続されている。なお、制御回路６ａは先述の制御回路
６の機能の他に、インバータ１、２、・・・ｋ間の出力
電圧の位相を同期させる機能を有している。
【００４３】すなわち制御回路６ａでは、リアクトル２
４〜２６それぞれのインダクタンスと、導体２７ａ，２
７ｂそれぞれの寄生インダクタンスと、導体２７ａ，２
７ｂ間の浮遊容量と、コンデンサ２８の容量とに基づく
共振周波数の周期の１／２の値により各単相インバータ
主回路２のＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 を先述の第１の実施
例の如くオンオフ制御している。
４〜２６それぞれのインダクタンスと、導体２７ａ，２
７ｂそれぞれの寄生インダクタンスと、導体２７ａ，２
７ｂ間の浮遊容量と、コンデンサ２８の容量とに基づく
共振周波数の周期の１／２の値により各単相インバータ
主回路２のＭＯＳＦＥＴＱ1 〜Ｑ4 を先述の第１の実施
例の如くオンオフ制御している。
【００４４】さらに図５の回路構成において、リアクト
ル２４〜２６は導体２７ａ，２７ｂそれぞれの寄生イン
ダクタンスのみで構成してもよく、同様にコンデンサ２
８は導体２７ａ，２７ｂ間の浮遊容量のみで構成しても
よい。
ル２４〜２６は導体２７ａ，２７ｂそれぞれの寄生イン
ダクタンスのみで構成してもよく、同様にコンデンサ２
８は導体２７ａ，２７ｂ間の浮遊容量のみで構成しても
よい。
【００４５】例えば、図５に示した回路構成で形成され
る５００ｋＨｚ，２５０ｋＷの高周波インバータ装置に
おいて、導体２７の寄生インダクタンスは約１０ｎＨ、
浮遊容量は約５ｎＦであった。従って、リアクトル２４
〜２６は省略し、コンデンサ２８の容量を２０ｎＦ程度
とすることにより、前記〔ＴS ／２〕を５０ｎＳ程度と
することができ、その結果、負荷５への給電線路のｄＶ
／ｄｔを従来の３０ｋＶ／μＳから１０ｋＶ／μＳとな
り、このｄＶ／ｄｔによる前記給電線路及び負荷５のコ
イル，共振コンデンサなどの寄生振動も抑制できた。
る５００ｋＨｚ，２５０ｋＷの高周波インバータ装置に
おいて、導体２７の寄生インダクタンスは約１０ｎＨ、
浮遊容量は約５ｎＦであった。従って、リアクトル２４
〜２６は省略し、コンデンサ２８の容量を２０ｎＦ程度
とすることにより、前記〔ＴS ／２〕を５０ｎＳ程度と
することができ、その結果、負荷５への給電線路のｄＶ
／ｄｔを従来の３０ｋＶ／μＳから１０ｋＶ／μＳとな
り、このｄＶ／ｄｔによる前記給電線路及び負荷５のコ
イル，共振コンデンサなどの寄生振動も抑制できた。
【００４６】このとき、コンデンサ２８に流れる電流も
５０Ａ以下となり、その結果、従来のＬＣフィルタ＋抵
抗では２ｋＷの損失が発生したのに対して、この発明の
高周波インバータ装置では、その損失が僅か１０Ｗであ
った。
５０Ａ以下となり、その結果、従来のＬＣフィルタ＋抵
抗では２ｋＷの損失が発生したのに対して、この発明の
高周波インバータ装置では、その損失が僅か１０Ｗであ
った。
【００４７】
【発明の効果】この発明によれば、インバータ装置の出
力側に発生するスイッチングノイズを抑制するＬＣフィ
ルタを小型，低価格，低損失にできる。さらにインバー
タ装置の出力電圧の立ち上がり波形，立ち下がり波形を
円滑な正弦波の一部とすることができ、その結果、負荷
への給電線路のｄＶ／ｄｔを従来装置に対して数分の１
程度に低減することが可能となる。
力側に発生するスイッチングノイズを抑制するＬＣフィ
ルタを小型，低価格，低損失にできる。さらにインバー
タ装置の出力電圧の立ち上がり波形，立ち下がり波形を
円滑な正弦波の一部とすることができ、その結果、負荷
への給電線路のｄＶ／ｄｔを従来装置に対して数分の１
程度に低減することが可能となる。
【００４８】また、インバータ装置から負荷への経路の
導体の寄生インダクタンスと浮遊容量とでＬＣフィルタ
を形成することも可能で、その結果、該インバータ装置
をより小型，低価格にすることができる。
導体の寄生インダクタンスと浮遊容量とでＬＣフィルタ
を形成することも可能で、その結果、該インバータ装置
をより小型，低価格にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施例を示す回路構成図とそ
の動作波形図
の動作波形図
【図２】この発明の第２，第３の実施例を示す回路構成
図
図
【図３】この発明の第２の実施例として図２の動作を説
明する波形図
明する波形図
【図４】この発明の第３の実施例として図２の動作を説
明する波形図
明する波形図
【図５】この発明の第４の実施例を示す回路構成図
【図６】従来例を示す回路構成図とその動作波形図
【図７】図６とは別の従来例を示す回路構成図
１…直流電源、２…単相インバータ主回路、３…ＬＣフ
ィルタ、４，６，６ａ…制御回路、５…負荷、１１…直
流電源、１２…インバータ主回路、１３…ＬＣフィル
タ、１４，１６，１７…制御回路、１５…電動機、２１
〜２３…インバータ１〜ｋ、２４〜２６…リアクトル、
２７…出力母線、２７ａ，２７ｂ…導体、２７ｃ…絶縁
フィルム、２８…コンデンサ、Ｑ1 〜Ｑ4 …ＭＯＳＦＥ
Ｔ、Ｑ11〜Ｑ16…ＩＧＢＴ。
ィルタ、４，６，６ａ…制御回路、５…負荷、１１…直
流電源、１２…インバータ主回路、１３…ＬＣフィル
タ、１４，１６，１７…制御回路、１５…電動機、２１
〜２３…インバータ１〜ｋ、２４〜２６…リアクトル、
２７…出力母線、２７ａ，２７ｂ…導体、２７ｃ…絶縁
フィルム、２８…コンデンサ、Ｑ1 〜Ｑ4 …ＭＯＳＦＥ
Ｔ、Ｑ11〜Ｑ16…ＩＧＢＴ。
Claims (5)
- 【請求項１】自己消弧形素子とダイオードとの逆並列回
路４組を単相ブリッジ接続してなる単相インバータ主回
路と、該単相インバータ主回路の出力部導体から負荷へ
の経路に挿設されたＬＣフイルタと、前記自己消弧形素
子それぞれをオン又はオフさせて前記負荷に供給する単
相交流電力を制御する制御回路とを備えたインバータ装
置において、 前記ＬＣフイルタと、前記出力部導体それぞれの寄生イ
ンダクタンスと、該導体間の浮遊容量とから導出される
共振周波数を、前記単相交流電力の基本波周波数より十
分高い値とし、 前記制御回路により前記単相交流電力を制御するため
に、前記単相インバータ主回路の一方のアームの上側又
は下側自己消弧形素子をオンからオフさせるタイミング
と、該単相インバータ主回路の他方のアームの下側又は
上側自己消弧形素子をオンからオフさせるタイミングと
の間に所定の時間差を設けたことを特徴とするインバー
タ装置。 - 【請求項２】請求項１に記載のインバータ装置におい
て、 前記時間差は、前記共振周波数の１周期のほぼ１／２に
基づく値としたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】自己消弧形素子とダイオードとの逆並列回
路複数組をブリッジ接続してなるインバータ主回路と、
該インバータ主回路の出力部導体から負荷への経路に挿
設されたＬＣフイルタと、前記自己消弧形素子それぞれ
をオン又はオフさせて負荷に供給する交流電力を制御す
る制御回路とを備えたインバータ装置において、 前記ＬＣフイルタと、前記出力部導体それぞれの寄生イ
ンダクタンスと、該導体間の浮遊容量とから導出される
共振周波数を、前記交流電力の基本波周波数より十分高
い値とし、 前記制御回路により前記交流電力を制御するために、前
記インバータ主回路のそれぞれのアームの上側又は下側
自己消弧形素子をオン又はオフさせる直前に、所定の周
期で所望の回数のオンオフ動作若しくはオフオン動作を
行わせることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】請求項３に記載のインバータ装置におい
て、 前記周期は、前記共振周波数の１周期のほぼ１／２ｎ
（ｎ＝１、２、３、・・）に基づく値とし、この周期で
前記ｎ回のオンオフ動作若しくはオフオン動作を行わせ
ることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項５】請求項１乃至４のいずれかに記載のインバ
ータ装置において、 前記ＬＣフィルタのそれぞれの構成要素を、前記出力部
導体それぞれの寄生インダクタンス又は該導体間の浮遊
容量のうち、いずれか一方若しくは双方から形成したこ
とを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11102088A JP2000295857A (ja) | 1999-04-09 | 1999-04-09 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11102088A JP2000295857A (ja) | 1999-04-09 | 1999-04-09 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000295857A true JP2000295857A (ja) | 2000-10-20 |
Family
ID=14318032
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11102088A Withdrawn JP2000295857A (ja) | 1999-04-09 | 1999-04-09 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000295857A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002305883A (ja) * | 2001-04-03 | 2002-10-18 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 単相電力変換装置 |
| JP2009220753A (ja) * | 2008-03-18 | 2009-10-01 | Mazda Motor Corp | 車両用誘導加熱装置 |
| JP2012010514A (ja) * | 2010-06-25 | 2012-01-12 | Nichicon Corp | 電源装置 |
| WO2012090237A1 (ja) | 2010-12-27 | 2012-07-05 | 株式会社 日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP2013005586A (ja) * | 2011-06-16 | 2013-01-07 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2013099218A (ja) * | 2011-11-07 | 2013-05-20 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
-
1999
- 1999-04-09 JP JP11102088A patent/JP2000295857A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002305883A (ja) * | 2001-04-03 | 2002-10-18 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 単相電力変換装置 |
| JP2009220753A (ja) * | 2008-03-18 | 2009-10-01 | Mazda Motor Corp | 車両用誘導加熱装置 |
| JP2012010514A (ja) * | 2010-06-25 | 2012-01-12 | Nichicon Corp | 電源装置 |
| WO2012090237A1 (ja) | 2010-12-27 | 2012-07-05 | 株式会社 日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP2013005586A (ja) * | 2011-06-16 | 2013-01-07 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP2013099218A (ja) * | 2011-11-07 | 2013-05-20 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
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Legal Events
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| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20050117 |