JPH10337045A - 単相フルブリッジインバータ装置及び直列単相二重インバータ装置 - Google Patents
単相フルブリッジインバータ装置及び直列単相二重インバータ装置Info
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- JPH10337045A JPH10337045A JP9137098A JP13709897A JPH10337045A JP H10337045 A JPH10337045 A JP H10337045A JP 9137098 A JP9137098 A JP 9137098A JP 13709897 A JP13709897 A JP 13709897A JP H10337045 A JPH10337045 A JP H10337045A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 単相フルブリッジインバータ装置のスイッチ
ングパルス幅を制御するスイッチング素子を、４アーム
の素子のうち２アームの素子のみで行い、他の２アーム
の素子はパルス幅制御しない回路でも、インバータの出
力電圧の制御と波形改善を行う。 【解決手段】 単相フルブリッジインバータ装置は、直
流電源１と、スイッチング素子２、３、４、５と、還流
用ダイオード６、７、８、９とで構成され、４つのスイ
ッチング素子のうち２つのみのスイッチングパルス幅を
制御することにより、インバータの出力電圧の制御と波
形改善を行う。 【効果】 インバータ全体で発生するスイッチングロス
を従来装置の半分に低減することができ、そのロス分を
処理するインバータ部の冷却器の小形化を図ることがで
きる。
ングパルス幅を制御するスイッチング素子を、４アーム
の素子のうち２アームの素子のみで行い、他の２アーム
の素子はパルス幅制御しない回路でも、インバータの出
力電圧の制御と波形改善を行う。 【解決手段】 単相フルブリッジインバータ装置は、直
流電源１と、スイッチング素子２、３、４、５と、還流
用ダイオード６、７、８、９とで構成され、４つのスイ
ッチング素子のうち２つのみのスイッチングパルス幅を
制御することにより、インバータの出力電圧の制御と波
形改善を行う。 【効果】 インバータ全体で発生するスイッチングロス
を従来装置の半分に低減することができ、そのロス分を
処理するインバータ部の冷却器の小形化を図ることがで
きる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は単相フルブリッジ
インバータ装置及び直列単相二重インバータ装置におい
て、電流を遮断するスイッチング素子を減らすことによ
り、インバータ全体で発生するスイッチングロスを低減
することができるようにした単相フルブリッジインバー
タ装置及び直列単相二重インバータ装置に関するもので
ある。
インバータ装置及び直列単相二重インバータ装置におい
て、電流を遮断するスイッチング素子を減らすことによ
り、インバータ全体で発生するスイッチングロスを低減
することができるようにした単相フルブリッジインバー
タ装置及び直列単相二重インバータ装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】図６は、例えば１９８７年半導体電力変
換回路（電気学会）に示された従来の電圧形単相フルブ
リッジインバータ装置の基本回路構成を示す回路図であ
る。図６において、符号１は直流電源、２〜５はインバ
ータ用のスイッチング素子、６〜９はインバータ用の還
流用ダイオード、１０は単相交流負荷である。
換回路（電気学会）に示された従来の電圧形単相フルブ
リッジインバータ装置の基本回路構成を示す回路図であ
る。図６において、符号１は直流電源、２〜５はインバ
ータ用のスイッチング素子、６〜９はインバータ用の還
流用ダイオード、１０は単相交流負荷である。
【０００３】次に、上述のように構成された従来の単相
フルブリッジインバータ装置の動作について説明する。
直流電源１の電圧振幅をＥｄとすると、図７に示すパル
ス波形のように、スイッチング素子２、５が出力電圧波
形の半サイクルの間オンし、交流負荷１０に正極性の大
きさＥｄの電圧を供給する。次いで２つのスイッチング
素子２、５がオフになり、スイッチング素子３、４がオ
ンして交流負荷１０に負極性の大きさＥｄの電圧を供給
する。また、スイッチング素子２、４がオンの状態、ス
イッチング素子３、５がオンの状態では、交流負荷１０
を短絡する形となるので、交流負荷１０にかかる電圧は
零となる。このように、スイッチング素子２、３、４、
５のオン、オフの組み合わせにより、交流負荷１０に交
流電圧波形を供給する。
フルブリッジインバータ装置の動作について説明する。
直流電源１の電圧振幅をＥｄとすると、図７に示すパル
ス波形のように、スイッチング素子２、５が出力電圧波
形の半サイクルの間オンし、交流負荷１０に正極性の大
きさＥｄの電圧を供給する。次いで２つのスイッチング
素子２、５がオフになり、スイッチング素子３、４がオ
ンして交流負荷１０に負極性の大きさＥｄの電圧を供給
する。また、スイッチング素子２、４がオンの状態、ス
イッチング素子３、５がオンの状態では、交流負荷１０
を短絡する形となるので、交流負荷１０にかかる電圧は
零となる。このように、スイッチング素子２、３、４、
５のオン、オフの組み合わせにより、交流負荷１０に交
流電圧波形を供給する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の単相フルブリッ
ジインバータ装置は以上のように構成されているので、
常にインバータの４アームのうち２アームのスイッチン
グ素子がオンして、他の２アームのスイッチング素子が
オフするパルスパターンであるため、常に２アームのス
イッチング素子で電流を遮断していた。従って、それぞ
れのアームのスイッチング素子が同等のスイッチングロ
スを発生するため、インバータ全体で発生するスイッチ
ングロスは、それぞれのアームのスイッチング素子のス
イッチングロスの合計であり、そのロス分を処理するだ
けの冷却器を必要とするという問題点があった。
ジインバータ装置は以上のように構成されているので、
常にインバータの４アームのうち２アームのスイッチン
グ素子がオンして、他の２アームのスイッチング素子が
オフするパルスパターンであるため、常に２アームのス
イッチング素子で電流を遮断していた。従って、それぞ
れのアームのスイッチング素子が同等のスイッチングロ
スを発生するため、インバータ全体で発生するスイッチ
ングロスは、それぞれのアームのスイッチング素子のス
イッチングロスの合計であり、そのロス分を処理するだ
けの冷却器を必要とするという問題点があった。
【０００５】この発明は上述したような問題点を解決す
るためになされたものであり、インバータ全体で発生す
るスイッチングロスを従来の半分に低減することができ
る単相フルブリッジインバータ装置及び直列単相二重イ
ンバータ装置を得ることを目的とする。
るためになされたものであり、インバータ全体で発生す
るスイッチングロスを従来の半分に低減することができ
る単相フルブリッジインバータ装置及び直列単相二重イ
ンバータ装置を得ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る単相フル
ブリッジインバータ装置は、直流電源と、前記直流電源
に直列に接続された第１、第２スイッチング素子と、前
記第１、第２スイッチング素子に並列に、且つ前記直流
電源に直列に接続された第３、第４スイッチング素子
と、一端を前記第１、第２スイッチング素子間に接続さ
れ、他端を前記第３、第４スイッチング素子間に接続さ
れた交流負荷と、前記第１乃至第４スイッチング素子の
それぞれに並列に接続された還流用ダイオードとを備
え、前記第１、第２スイッチング素子の一方及び前記第
３、第４スイッチング素子の一方のみをパルス幅制御す
るものである。
ブリッジインバータ装置は、直流電源と、前記直流電源
に直列に接続された第１、第２スイッチング素子と、前
記第１、第２スイッチング素子に並列に、且つ前記直流
電源に直列に接続された第３、第４スイッチング素子
と、一端を前記第１、第２スイッチング素子間に接続さ
れ、他端を前記第３、第４スイッチング素子間に接続さ
れた交流負荷と、前記第１乃至第４スイッチング素子の
それぞれに並列に接続された還流用ダイオードとを備
え、前記第１、第２スイッチング素子の一方及び前記第
３、第４スイッチング素子の一方のみをパルス幅制御す
るものである。
【０００７】請求項２に係る単相フルブリッジインバー
タ装置は、前記交流負荷と前記第１、第２スイッチング
素子及び前記第３、第４スイッチング素子との間に、イ
ンバータ出力電圧の波形改善を行うＬＣフィルタ回路を
更に備えるものである。
タ装置は、前記交流負荷と前記第１、第２スイッチング
素子及び前記第３、第４スイッチング素子との間に、イ
ンバータ出力電圧の波形改善を行うＬＣフィルタ回路を
更に備えるものである。
【０００８】請求項３に係る直列単相二重インバータ装
置は、直流電源と、前記直流電源に直列に接続された第
１、第２スイッチング素子と、前記第１、第２スイッチ
ング素子に並列に、且つ前記直流電源に直列に接続され
た第３、第４スイッチング素子と、前記第１乃至第４ス
イッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流用ダ
イオードとを備える第１単相インバータと、前記直流電
源に直列に接続された第５、第６スイッチング素子と、
前記第５、第６スイッチング素子に並列に、且つ前記直
流電源に直列に接続された第７、第８スイッチング素子
と、前記第５乃至第８スイッチング素子のそれぞれに並
列に接続された還流用ダイオードとを備える第２単相イ
ンバータと、一次側を、前記第１単相インバータの前記
第１、第２スイッチング素子間及び前記第３、第４スイ
ッチング素子間に接続された第１の変圧器と、一次側
を、前記第２単相インバータの前記第５、第６スイッチ
ング素子間及び前記第７、第８スイッチング素子間に接
続された第２の変圧器と、前記第１、第２の変圧器の二
次側にそれぞれ並列に接続された交流負荷とを備え、前
記第１、第２スイッチング素子の一方及び前記第３、第
４スイッチング素子の一方のみをパルス幅制御すると共
に、前記第５、第６スイッチング素子の一方及び前記第
７、第８スイッチング素子の一方のみをパルス幅制御す
るものである。
置は、直流電源と、前記直流電源に直列に接続された第
１、第２スイッチング素子と、前記第１、第２スイッチ
ング素子に並列に、且つ前記直流電源に直列に接続され
た第３、第４スイッチング素子と、前記第１乃至第４ス
イッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流用ダ
イオードとを備える第１単相インバータと、前記直流電
源に直列に接続された第５、第６スイッチング素子と、
前記第５、第６スイッチング素子に並列に、且つ前記直
流電源に直列に接続された第７、第８スイッチング素子
と、前記第５乃至第８スイッチング素子のそれぞれに並
列に接続された還流用ダイオードとを備える第２単相イ
ンバータと、一次側を、前記第１単相インバータの前記
第１、第２スイッチング素子間及び前記第３、第４スイ
ッチング素子間に接続された第１の変圧器と、一次側
を、前記第２単相インバータの前記第５、第６スイッチ
ング素子間及び前記第７、第８スイッチング素子間に接
続された第２の変圧器と、前記第１、第２の変圧器の二
次側にそれぞれ並列に接続された交流負荷とを備え、前
記第１、第２スイッチング素子の一方及び前記第３、第
４スイッチング素子の一方のみをパルス幅制御すると共
に、前記第５、第６スイッチング素子の一方及び前記第
７、第８スイッチング素子の一方のみをパルス幅制御す
るものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を添
付図面に基づいて説明する。
付図面に基づいて説明する。
【００１０】実施の形態１．図１はこの発明の実施の形
態１による単相フルブリッジインバータ装置の回路図で
ある。図１において、符号１は直流電源、２〜５はトラ
ンジスタ等よりなるインバータ用のスイッチング素子、
６〜９はインバータ用の還流用ダイオードで、対応する
各スイッチング素子２〜５を構成するトランジスタのエ
ミッタとコレクタ間に接続されている。符号１０は単相
交流負荷で、一端をスイッチング素子２、３間に接続さ
れ、他端をスイッチング素子４、５間に接続されてい
る。図２は、このインバータ装置のスイッチングパルス
波形を示す。
態１による単相フルブリッジインバータ装置の回路図で
ある。図１において、符号１は直流電源、２〜５はトラ
ンジスタ等よりなるインバータ用のスイッチング素子、
６〜９はインバータ用の還流用ダイオードで、対応する
各スイッチング素子２〜５を構成するトランジスタのエ
ミッタとコレクタ間に接続されている。符号１０は単相
交流負荷で、一端をスイッチング素子２、３間に接続さ
れ、他端をスイッチング素子４、５間に接続されてい
る。図２は、このインバータ装置のスイッチングパルス
波形を示す。
【００１１】次に、この実施の形態１の動作について説
明する。直流電源１の電圧振幅をＥｄとすると、図２に
示すパルス波形のように、スイッチング素子２、５が半
サイクルの間オンし、交流負荷１０に正極性の大きさＥ
ｄの電圧を供給する。このとき、スイッチング素子２の
みにおいて、半サイクル内のパルスを複数個に分割して
パルス幅を制御する。スイッチング素子２がオフ、スイ
ッチング素子５がオンのときは、スイッチング素子５と
還流ダイオード７を通じて交流負荷１０に還流が流れ、
交流負荷１０にかかる電圧は零となる。
明する。直流電源１の電圧振幅をＥｄとすると、図２に
示すパルス波形のように、スイッチング素子２、５が半
サイクルの間オンし、交流負荷１０に正極性の大きさＥ
ｄの電圧を供給する。このとき、スイッチング素子２の
みにおいて、半サイクル内のパルスを複数個に分割して
パルス幅を制御する。スイッチング素子２がオフ、スイ
ッチング素子５がオンのときは、スイッチング素子５と
還流ダイオード７を通じて交流負荷１０に還流が流れ、
交流負荷１０にかかる電圧は零となる。
【００１２】次に、この２つのスイッチング素子２、５
がオフになり、スイッチング素子３、４がオンして交流
負荷１０に負極性の大きさＥｄの電圧を供給する。この
ときには、スイッチング素子４のみにおいて、スイッチ
ング素子２と同様にパルス幅を制御する。スイッチング
素子４がオフで、スイッチング素子３がオンのときは、
スイッチング素子３と還流ダイオード９を通じて交流負
荷１０に還流が流れ、交流負荷１０にかかる電圧は零と
なる。この組み合わせにより交流負荷１０に交流電圧波
形を供給することができる。
がオフになり、スイッチング素子３、４がオンして交流
負荷１０に負極性の大きさＥｄの電圧を供給する。この
ときには、スイッチング素子４のみにおいて、スイッチ
ング素子２と同様にパルス幅を制御する。スイッチング
素子４がオフで、スイッチング素子３がオンのときは、
スイッチング素子３と還流ダイオード９を通じて交流負
荷１０に還流が流れ、交流負荷１０にかかる電圧は零と
なる。この組み合わせにより交流負荷１０に交流電圧波
形を供給することができる。
【００１３】従って、このようにスイッチング素子２、
４のみパルス幅制御を行うことで、スイッチング素子
３、５は制御しなくても、インバータの出力電圧の制御
と波形改善を行うことができる。
４のみパルス幅制御を行うことで、スイッチング素子
３、５は制御しなくても、インバータの出力電圧の制御
と波形改善を行うことができる。
【００１４】この場合、スイッチング素子３、５はパル
ス幅制御を行っていないので、実際に電流を遮断してい
るのは２アーム分の素子のみであるため、スイッチング
ロスを発生しているのはスイッチング素子２、４のみで
ある。従って、インバータ全体として、スイッチングロ
スを半分に低減することができる。
ス幅制御を行っていないので、実際に電流を遮断してい
るのは２アーム分の素子のみであるため、スイッチング
ロスを発生しているのはスイッチング素子２、４のみで
ある。従って、インバータ全体として、スイッチングロ
スを半分に低減することができる。
【００１５】実施の形態２．尚、実施の形態１では、ス
イッチング素子２、４のみパルス幅制御を行い、スイッ
チング素子３、５は制御を行っていなかったが、これと
は反対に、図３に示すパルス波形のように、スイッチン
グ素子３、５のみをパルス幅制御を行い、スイッチング
素子２、４はパルス幅制御しない場合でも、上記実施の
形態１と同様の効果が得られる。
イッチング素子２、４のみパルス幅制御を行い、スイッ
チング素子３、５は制御を行っていなかったが、これと
は反対に、図３に示すパルス波形のように、スイッチン
グ素子３、５のみをパルス幅制御を行い、スイッチング
素子２、４はパルス幅制御しない場合でも、上記実施の
形態１と同様の効果が得られる。
【００１６】実施の形態３．また、実施の形態１におい
て、パルス幅制御を行うスイッチング素子２、４を高周
波スイッチング可能な素子で構成し、パルス幅制御を行
わないスイッチング素子１、３を、インバータ出力の基
本周波数分のみをスイッチングできるスイッチング素子
で構成してもよい。
て、パルス幅制御を行うスイッチング素子２、４を高周
波スイッチング可能な素子で構成し、パルス幅制御を行
わないスイッチング素子１、３を、インバータ出力の基
本周波数分のみをスイッチングできるスイッチング素子
で構成してもよい。
【００１７】この場合は、スイッチング素子１、３は、
図２に示すパルス波形のように、スイッチングするの
で、実際には、インバータ出力の基本周波数分のみスイ
ッチングできればよい。つまり、スイッチング素子１、
３はパルス幅制御するスイッチング素子２、４よりも低
周波のスイッチング素子で構成すればよい。
図２に示すパルス波形のように、スイッチングするの
で、実際には、インバータ出力の基本周波数分のみスイ
ッチングできればよい。つまり、スイッチング素子１、
３はパルス幅制御するスイッチング素子２、４よりも低
周波のスイッチング素子で構成すればよい。
【００１８】従って、この場合には、スイッチング周波
数耐力の異なるスイッチング素子を使用して、単相フル
ブリッジインバータ回路を構成することができる。ま
た、高周波スイッチング可能なスイッチング素子のみで
単相フルブリッジインバータ回路を構成した場合と比べ
て、経済性の優れた単相フルブリッジインバータ回路を
得ることができる。
数耐力の異なるスイッチング素子を使用して、単相フル
ブリッジインバータ回路を構成することができる。ま
た、高周波スイッチング可能なスイッチング素子のみで
単相フルブリッジインバータ回路を構成した場合と比べ
て、経済性の優れた単相フルブリッジインバータ回路を
得ることができる。
【００１９】実施の形態４．尚、実施の形態１では、ス
イッチング素子２、３、４、５と還流ダイオード６、
７、８、９で構成される単相インバータの出力を直接単
相交流負荷１０に接続していたが、図４に示すように、
単相インバータ出力を交流リアクトル１１と交流コンデ
ンサ１２とを介して単相交流負荷１０に接続することが
できる。この場合には、単相インバータ出力を交流リア
クトル１１と交流コンデンサ１２とで構成される交流フ
ィルタ回路で高調波を取り除き、高調波の少ない交流電
圧波形を単相交流負荷１０に供給することができる。
イッチング素子２、３、４、５と還流ダイオード６、
７、８、９で構成される単相インバータの出力を直接単
相交流負荷１０に接続していたが、図４に示すように、
単相インバータ出力を交流リアクトル１１と交流コンデ
ンサ１２とを介して単相交流負荷１０に接続することが
できる。この場合には、単相インバータ出力を交流リア
クトル１１と交流コンデンサ１２とで構成される交流フ
ィルタ回路で高調波を取り除き、高調波の少ない交流電
圧波形を単相交流負荷１０に供給することができる。
【００２０】実施の形態５．図５は本発明の実施の形態
５による直列単相二重インバータ装置を示す。この実施
の形態５の直列単相二重インバータ装置は、直流電源１
と、直流電源１に直列に接続された第１、第２スイッチ
ング素子２ａ、３ｂと、第１、第２スイッチング素子２
ａ、３ａに並列に、且つ直流電源１に直列に接続された
第３、第４スイッチング素子４ａ、５ａと、直流電源１
に直列に接続された第５、第６スイッチング素子２ｂ、
３ｂと、第５、第６スイッチング素子２ｂ、３ｂに並列
に、且つ前記直流電源に直列に接続された第７、第８ス
イッチング素子４ｂ、５ｂと、第１乃至第８スイッチン
グ素子２ａ〜５ａ、２ｂ〜５ｂのそれぞれに並列に接続
された還流用ダイオード６ａ〜９ａ、６ｂ〜９ｂと、一
次側を、第１、第２スイッチング素子２ａ、３ａ間及び
第３、第４スイッチング素子４ａ、５ａ間に接続された
第１の変圧器１３ａと、一次側を、第５、第６スイッチ
ング素子２ｂ、３ｂ間及び第７、第８スイッチング素子
４ｂ、５ｂ間に接続された第２の変圧器１３ｂと、第
１、第２の変圧器１３ａ、１３ｂの二次側にそれぞれ並
列に接続された単相交流負荷１０とを備えており、第
１、第２スイッチング素子２ａ、３ａの一方及び第３、
第４スイッチング素子４ａ、５ａの一方のみがパルス幅
制御されると共に、第５、第６スイッチング素子２ｂ、
３ｂの一方及び第７、第８スイッチング素子４ｂ、５ｂ
の一方のみがパルス幅制御されるものである。
５による直列単相二重インバータ装置を示す。この実施
の形態５の直列単相二重インバータ装置は、直流電源１
と、直流電源１に直列に接続された第１、第２スイッチ
ング素子２ａ、３ｂと、第１、第２スイッチング素子２
ａ、３ａに並列に、且つ直流電源１に直列に接続された
第３、第４スイッチング素子４ａ、５ａと、直流電源１
に直列に接続された第５、第６スイッチング素子２ｂ、
３ｂと、第５、第６スイッチング素子２ｂ、３ｂに並列
に、且つ前記直流電源に直列に接続された第７、第８ス
イッチング素子４ｂ、５ｂと、第１乃至第８スイッチン
グ素子２ａ〜５ａ、２ｂ〜５ｂのそれぞれに並列に接続
された還流用ダイオード６ａ〜９ａ、６ｂ〜９ｂと、一
次側を、第１、第２スイッチング素子２ａ、３ａ間及び
第３、第４スイッチング素子４ａ、５ａ間に接続された
第１の変圧器１３ａと、一次側を、第５、第６スイッチ
ング素子２ｂ、３ｂ間及び第７、第８スイッチング素子
４ｂ、５ｂ間に接続された第２の変圧器１３ｂと、第
１、第２の変圧器１３ａ、１３ｂの二次側にそれぞれ並
列に接続された単相交流負荷１０とを備えており、第
１、第２スイッチング素子２ａ、３ａの一方及び第３、
第４スイッチング素子４ａ、５ａの一方のみがパルス幅
制御されると共に、第５、第６スイッチング素子２ｂ、
３ｂの一方及び第７、第８スイッチング素子４ｂ、５ｂ
の一方のみがパルス幅制御されるものである。
【００２１】尚、スイッチング素子２ａ、３ａ、４ａ、
５ａと還流ダイオード６ａ、７ａ、８ａ、９ａは第１単
相インバータを構成し、スイッチング素子２ｂ、３ｂ、
４ｂ、５ｂと還流ダイオード６ｂ、７ｂ、８ｂ、９ｂは
第２単相インバータを構成し、第１及び第２単相インバ
ータは、第１、第２変圧器１３ａ、１３ｂを介して直列
に接続されている。
５ａと還流ダイオード６ａ、７ａ、８ａ、９ａは第１単
相インバータを構成し、スイッチング素子２ｂ、３ｂ、
４ｂ、５ｂと還流ダイオード６ｂ、７ｂ、８ｂ、９ｂは
第２単相インバータを構成し、第１及び第２単相インバ
ータは、第１、第２変圧器１３ａ、１３ｂを介して直列
に接続されている。
【００２２】このような構成により、それぞれのインバ
ータのスイッチング素子を２個のみパルス幅制御を行
い、他の２個は制御しなくても、実施の形態１と同様に
インバータ出力電圧の制御と波形改善を行うことがで
き、しかもインバータ全体で発生するスイッチングロス
を低減することができる。
ータのスイッチング素子を２個のみパルス幅制御を行
い、他の２個は制御しなくても、実施の形態１と同様に
インバータ出力電圧の制御と波形改善を行うことがで
き、しかもインバータ全体で発生するスイッチングロス
を低減することができる。
【００２３】この実施の形態５の場合には、それぞれの
インバータの出力に適当な位相差を設けることで、高調
波の少ない交流電圧波形を単相交流負荷１０に供給する
ことができる。
インバータの出力に適当な位相差を設けることで、高調
波の少ない交流電圧波形を単相交流負荷１０に供給する
ことができる。
【００２４】
【発明の効果】この発明は以上のように構成されている
ので、インバータ全体で発生するスイッチングロスを従
来装置の半分に低減でき、このロス分を処理するインバ
ータ部の冷却器の小形化を図ることができるという優れ
た効果がある。
ので、インバータ全体で発生するスイッチングロスを従
来装置の半分に低減でき、このロス分を処理するインバ
ータ部の冷却器の小形化を図ることができるという優れ
た効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１による単相フルブリ
ッジインバータ装置の回路図である。
ッジインバータ装置の回路図である。
【図２】 この発明の実施の形態１による単相フルブリ
ッジインバータ装置のスイッチングパルス波形である。
ッジインバータ装置のスイッチングパルス波形である。
【図３】 この発明の実施の形態２による単相フルブリ
ッジインバータ装置のスイッチングパルス波形である。
ッジインバータ装置のスイッチングパルス波形である。
【図４】 この発明の実施の形態４による単相フルブリ
ッジインバータ装置の回路図である。
ッジインバータ装置の回路図である。
【図５】 この発明の実施の形態５による直列単相二重
インバータ装置の回路図である。
インバータ装置の回路図である。
【図６】 従来の単相フルブリッジインバータ装置の回
路図である。
路図である。
【図７】 従来の単相フルブリッジインバータ装置のス
イッチングパルス波形である。
イッチングパルス波形である。
１ 直流電源、２，２ａ，２ｂ スイッチング素子、
３，３ａ，３ｂ スイッチング素子、４，４ａ，４ｂ
スイッチング素子、５，５ａ，５ｂ スイッチング素
子、６，６ａ，６ｂ 還流用ダイオード、７，７ａ，７
ｂ 還流用ダイオード、８，８ａ，８ｂ 還流用ダイオ
ード、９，９ａ，９ｂ 還流用ダイオード、１０ 交流
負荷、１１ 交流リアクトル、１２ 交流コンデンサ、
１３ａ，１３ｂ 変圧器。
３，３ａ，３ｂ スイッチング素子、４，４ａ，４ｂ
スイッチング素子、５，５ａ，５ｂ スイッチング素
子、６，６ａ，６ｂ 還流用ダイオード、７，７ａ，７
ｂ 還流用ダイオード、８，８ａ，８ｂ 還流用ダイオ
ード、９，９ａ，９ｂ 還流用ダイオード、１０ 交流
負荷、１１ 交流リアクトル、１２ 交流コンデンサ、
１３ａ，１３ｂ 変圧器。
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源と、 前記直流電源に直列に接続された第１、第２スイッチン
グ素子と、 前記第１、第２スイッチング素子に並列に、且つ前記直
流電源に直列に接続された第３、第４スイッチング素子
と、 一端を前記第１、第２スイッチング素子間に接続され、
他端を前記第３、第４スイッチング素子間に接続された
交流負荷と、 前記第１乃至第４スイッチング素子のそれぞれに並列に
接続された還流用ダイオードと、 を備える単相フルブリッジインバータ装置において、 前記第１、第２スイッチング素子の一方及び前記第３、
第４スイッチング素子の一方のみをパルス幅制御するこ
とを特徴とする単相フルブリッジインバータ装置。 - 【請求項２】 請求項２記載の単相フルブリッジインバ
ータ装置において、前記交流負荷と前記第１、第２スイ
ッチング素子及び前記第３、第４スイッチング素子との
間に、インバータ出力電圧の波形改善を行うＬＣフィル
タ回路を更に備えることを特徴とする単相フルブリッジ
インバータ装置。 - 【請求項３】 直流電源と、 前記直流電源に直列に接続された第１、第２スイッチン
グ素子と、前記第１、第２スイッチング素子に並列に、
且つ前記直流電源に直列に接続された第３、第４スイッ
チング素子と、前記第１乃至第４スイッチング素子のそ
れぞれに並列に接続された還流用ダイオードとを備える
第１単相インバータと、 前記直流電源に直列に接続された第５、第６スイッチン
グ素子と、前記第５、第６スイッチング素子に並列に、
且つ前記直流電源に直列に接続された第７、第８スイッ
チング素子と、前記第５乃至第８スイッチング素子のそ
れぞれに並列に接続された還流用ダイオードとを備える
第２単相インバータと、 一次側を、前記第１単相インバータの前記第１、第２ス
イッチング素子間及び前記第３、第４スイッチング素子
間に接続された第１の変圧器と、 一次側を、前記第２単相インバータの前記第５、第６ス
イッチング素子間及び前記第７、第８スイッチング素子
間に接続された第２の変圧器と、 前記第１、第２の変圧器の二次側にそれぞれ並列に接続
された交流負荷と、を備え、 前記第１、第２スイッチング素子の一方及び前記第３、
第４スイッチング素子の一方のみをパルス幅制御すると
共に、前記第５、第６スイッチング素子の一方及び前記
第７、第８スイッチング素子の一方のみをパルス幅制御
することを特徴とする直列単相二重インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9137098A JPH10337045A (ja) | 1997-05-27 | 1997-05-27 | 単相フルブリッジインバータ装置及び直列単相二重インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9137098A JPH10337045A (ja) | 1997-05-27 | 1997-05-27 | 単相フルブリッジインバータ装置及び直列単相二重インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10337045A true JPH10337045A (ja) | 1998-12-18 |
Family
ID=15190823
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9137098A Pending JPH10337045A (ja) | 1997-05-27 | 1997-05-27 | 単相フルブリッジインバータ装置及び直列単相二重インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10337045A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008178284A (ja) * | 2006-12-22 | 2008-07-31 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 電力変換器 |
| JP2009131107A (ja) * | 2007-11-27 | 2009-06-11 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 交直変換器 |
| JP2013123330A (ja) * | 2011-12-12 | 2013-06-20 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| CN103378657A (zh) * | 2012-04-18 | 2013-10-30 | 索尼公司 | 电力传输装置、非接触电力传输系统和信号生成方法 |
| CN103378658A (zh) * | 2012-04-19 | 2013-10-30 | 索尼公司 | 电力传输装置、非接触电力传输系统以及信号生成方法 |
| JP2015506084A (ja) * | 2012-01-13 | 2015-02-26 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェ | 色及び調光制御を備えたｌｅｄ照明ユニット |
-
1997
- 1997-05-27 JP JP9137098A patent/JPH10337045A/ja active Pending
Cited By (9)
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| US9072142B2 (en) | 2012-01-13 | 2015-06-30 | Koninklijke Philips N.V. | LED lighting unit with color and dimming control |
| CN103378657A (zh) * | 2012-04-18 | 2013-10-30 | 索尼公司 | 电力传输装置、非接触电力传输系统和信号生成方法 |
| CN103378657B (zh) * | 2012-04-18 | 2016-12-28 | 索尼公司 | 电力传输装置、非接触电力传输系统和信号生成方法 |
| CN103378658A (zh) * | 2012-04-19 | 2013-10-30 | 索尼公司 | 电力传输装置、非接触电力传输系统以及信号生成方法 |
| CN103378658B (zh) * | 2012-04-19 | 2016-12-28 | 索尼公司 | 电力传输装置、非接触电力传输系统以及信号生成方法 |
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