JP3694545B2 - インバータを具えている回路配置 - Google Patents

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、ＤＣ電圧源に接続される２つの並列スイッチングブランチを有し、かつ各スイッチングブランチが２個直列に接続されたスイッチング部材を具え、これらのスイッチング部材の各々は少なくとも１個のスイッチと逆並列に接続されたダイオードとを具え、一方のスイッチングブランチにおける各スイッチング部材は常に他方のスイッチングブランチにおける１つのスイッチング部材とともに対角対を構成し、所与の極性を有する負荷が前記対角対を介してＤＣ電圧源に接続可能であり、前記負荷の電圧は、一方の極性から他方の極性に切り替わる際に一時的に零になるようにしたインバータを具えており、且つ前記スイッチング部材が連続的にスイッチオン及びオフされるように、前記スイッチを開放及び閉成するための制御回路も具えている回路配置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種の回路配置は、例えば、文献“Power Electronics" N. Mohan, T.M.Undeland, W.P. Robbins, 1989, John Wiley & Sons, page 123から既知である。
ここで、“ スイッチング部材”は、スイッチオン及びオフし得る１個の（又はそれ以上の並列及び／又は直列接続の）スイッチ（例えば、ＩＧＢＴトランジスタ、ＭＯＳトランジスタ又は他の半導体スイッチ）と、これに並列に接続され、且つＤＣ電圧源によって逆方向に動作するダイオード（自走ダイオード）とからなる組み合わせを示している。また、“対角対”は、異なるスイッチングブランチに配置されている２個のスイッチング部材によって形成され、この対角対を介して負荷をＤＣ電圧源の端子に接続することができ、一方の対角対は負荷に第１極性のＤＣ電圧を伝えるのに対し、他方の対角対は負荷に第１極性とは反対の第２極性のＤＣ電圧を伝える。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
この種類の回路においては、動作中にスイッチング部材にて電気エネルギーが熱に変換される。電流搬送フェーズ中に生じる損失成分（線路損失）に加えて、これらエネルギー損失はスイッチング動作中に生じる成分（スイッチング損失）を含んでいる。スイッチング損失は、十分な電流がスイッチング部材を経て流れるか、又は十分な電圧がその端子間に存在する際のスイッチング動作中に生ずる。スイッチング損失はスイッチング周波数に比例する。
【０００４】
このようなスイッチング損失は救済ネットワーク、いわゆるスナバ回路を使用することによって減少させることができることが知られている。しかしながら、このようなスナバ回路は、これらの回路を一方では非常に大きな電流用に、また他方では非常に小さな電流用に設計しなければならない場合で、しかもＤＣ電圧源の電圧レベルも異なる場合に、インバータの動作を損ねるか、又は影響を及ぼすことになる。この種類の要求は、例えば、Ｘ線発生器の場合に課せられる。
【０００５】
引用した既知の回路配置を、これらの理由のために斯様なスナバネットワークなしで構成した場合には、スイッチの比較的高い熱ストレスが、損失を誘起するスイッチのスイッチングオン及びオフと、実質上損失のないスイッチングオン及びオフとにより生起し、この熱ストレスはまた、制御方法に依存してインバータのスイッチに対して相違し得る。損失を誘起するスイッチング動作は常に、関連する対角対内において２度目にスイッチオンされるスイッチング部材に対して生じる。その理由は、このスイッチング部材の両端間には、スイッチオンする前に全ＤＣ電圧が存在しているからである。損失を誘起するスイッチングオフは対角対内において最初にスイッチオフされるスイッチング部材に対して生じる。その理由は、このスイッチング部材はスイッチングオフの瞬間においてもまだ全電流を搬送しているからである。既知の回路では、一方のスイッチングブランチにおけるスイッチング部材は損失誘起態様でスイッチオフされ、そして他方のスイッチングブランチにおけるスイッチング部材も損失誘起態様でスイッチオフされる。さらに、関連した動作点に依存して、２つのスイッチング部材のスイッチとダイオードに異なる電流変化が生じて、異なる順方向の電力損失が生じる。このようなスイッチの不規則な熱ストレスはインバータの最大電力を制限する。その理由は、スイッチ部材を流れる電流は最もストレスを受けたスイッチ部材によって許容されるのと同程度の大きさに過ぎないからである。
【０００６】
本発明の目的は、スイッチング部材が同等にストレスを受けるように前述した種類の回路を構成することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的達成のために本発明によれば、前記制御回路は、全てのスイッチング部材をそれらのそれぞれ対角対における第２のスイッチング部材と同じように連続的にスイッチオンさせるか又は全てのスイッチング部材をそれらの対角対における第２のスイッチング部材と同じようにスイッチオフさせるように構成する。
【０００８】
２つの対角対におけるスイッチング部材がこうして連続して４回交互にスイッチオン及びオフされる際に、各スイッチング部材は、損失を誘起するスイッチングオン及びスイッチングオフ動作と、実質上損失のないスイッチングオン及びスイッチングオフ動作とを遂行することになる。さらに、こうして全てのスイッチに等しい大きさ平均値及び実効値電流が生じるため、導通損失及びスイッチング損失が全てのスイッチにおいて常に同一になる。結果として、４つの全てのスイッチは一様に熱ストレスを受けため、大電流や高めの最大インバータ電力が許容される。
【０００９】
本発明の好適例では、対角対における双方のスイッチング部材のスイッチオン後に、以下のスイッチングサイクル、即ち
ａ）当該対角対の第１スイッチング部材の開放、
ｂ）他の対角対の直列接続されたスイッチング部材の閉成、
ｃ）第１対角対の第２スイッチング部材の開放、
ｄ）他の対角対の直列接続されたスイッチング部材の閉成
のサイクルが生じるように制御回路を構成する。
【００１０】
本発明のこの例では、フリーホイーリング、即ち、負荷における電圧パルスの後縁と、その後の、逆極性の電圧パルスの前縁との間において、先ず一方の対角対のスイッチング部材が連続的にスイッチオフされ、その後、他方の対角対のスイッチング部材がスイッチオンされるような場合に、エネルギーは負荷からＤＣ電圧源に全く帰還されなくなる。従って、電力が負荷とＤＣ電圧源との間で振動しないから、各電圧パルスに対して、負荷は実際に必要とされる電力のみ供給するだけで済む（そして、その後に電力をＤＣ電圧源に再度帰還することもない）。斯様な電力振動を伴うインバータと比較して、導通損失がこうして一層減少され、そしてさらに電流の実効値が小さいため、線路損失も低減される。
【００１１】
本発明の他の好適例では、インバータを直列共振インバータとして構成する。本発明はまた原理上は他の任意タイプのインバータにも好適である。負荷電流の方向が電圧パルスの後縁と、その後の電圧パルスの前縁との間で反転することだけが必須である。
【００１２】
この条件のために、スイッチング周波数を限られた範囲でのみ変えることができる。従って、電力制御に適している他の好適例は、それが２つの対角対のスイッチング期間を制御するためのパルス幅変調器を具えていることを特徴とする。
【００１３】
本発明のさらに他の好適例は、前縁が対角対における最後に切り替えられるスイッチング部材のスイッチングオフを決定する、第１の周期的、且つパルス状の信号を発生するための手段と、
前縁が前記第１信号の前縁に対して或る規定期間遅れており、且つ他の対角の対における最初にスイッチオンされるスイッチング部材のスイッチングオン時点を規定し、後縁が当該対角対における最初にスイッチオフされるスイッチング部材のスイッチングオフを決定する、第２の周期的、且つパルス状の信号を発生するための手段と、
後縁が前記第２信号の後縁に対して或る規定期間遅れており、且つ他の対角対における最初にスイッチオンされるスイッチング部材のスイッチングオン時点を規定する、第３の周期的な信号を発生するための手段と、
を具えていることを特徴とする。
【００１４】
従って、電圧の持続期間に比べて無視できるほど小さくない遅延の場合においてさえ、負荷における正のパルスの長さを正確に負のパルスと同程度の長さにすることができるが、引用した既知の回路においては、そのような場合に持続期間が非対称になる。
【００１５】
本発明による回路配置は特に、Ｘ線発生装置に課せられる要求を満足するので、Ｘ線管用の高電圧を発生させるためのＸ線発生装置に使用するのが好適である。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明を実施例につき詳細に説明する。
図１における参照番号１は、ＤＣ電圧源２に接続されているインバータを示している。インバータ１は、高圧変圧器及び整流ユニット（図示せず）を介してＸ線源３用の高電圧を発生する。インバータ１によってＸ線源３に供給される電力は、Ｘ線源の高電圧に依存するだけでなく、Ｘ線源を経て流れる電流にも依存し、その電流は１０数通りの電力の範囲内で変えることができる。Ｘ線管３の電圧は高圧測定分圧器４によって測定される。
【００１７】
コントローラ５は、前記測定値と基準値Ｒとの差に依存すると共にパルス幅変調器６に供給される制御信号を発生する。パルス幅変調器は、例えばクロック発生器７によって供給される４０kHz の固定周波数にて動作する。パルス幅変調器６はその第１出力端子に、幅が前記制御信号によって決定されるクロック周波数の矩形波信号ＰＷＭを供給する。パルス幅変調器６はその第２出力端子に、クロック周波数と同期し、且つ前縁が矩形波パルスＰＷＭの前縁より期間Ｔ１だけ進んでいる矩形波パルスＰ１を供給する。信号ＰＷＭはパルス回路８に供給され、このパルス回路は、後縁がＰＷＭの後縁に対して期間Ｔ２だけ遅れるパルスＰ２を発生する。
【００１８】
３つの信号Ｐ１，ＰＷＭ及びＰ２の時間変化を図３における最初の３つのラインに示してある。図示のように、Ｐ１パルスの後縁をパルスＰＷＭの前縁と一致させること、又はＰ２パルスの前縁をパルスＰＷＭの後縁と一致させることは本来必ずしも必要なことではなく、Ｐ１の前縁をＰＷＭの前縁より期間Ｔ１だけ進めること、そしてＰ２の後縁をＰＷＭの後縁より期間Ｔ２だけ遅らせることのみが必須である。期間Ｔ１，Ｔ２は等しくすることができ、これらの期間はクロック周波数の持続時間に比べて短くすべきである。以下に詳細に説明するように、安全のために、Ｔ１及びＴ２は或る最小値よりも小さくすべきでない。
【００１９】
パルス幅変調器６がパルス幅変調された信号ＰＷＭのほかに信号Ｐ１を発生しない場合には、３つの信号を適当な遅延手段とパルス回路とによって信号ＰＷＭから得ることができる。
【００２０】
３つの信号Ｐ１，ＰＷＭ及びＰ２は論理回路９に供給され、この論理回路は、インバータ１の４個のスイッチング部材を制御するためのパルスパターンをその４つの出力端子に発生すように、前記３つの信号を合成する。論理回路９は、ＥＰＬＤ又はＰＬＤ（消去可能プログラム可能論理デバイス）部品、即ち、組み合わせ効果をプログラミングによって予め決定できるプログラム可能論理回路とするのが好適である。こうして発生される４つのスイッチング信号は、電位分離による適当な方法、例えば光結合器を介してインバータ１に含まれる４個のスイッチング部材のスイッチング入力端子に供給される。
【００２１】
論理回路のプログラミングについて説明する前に、図２を参照して直列共振インバータ１につき詳細に説明する。このンバータはＤＣ電圧源２を具えており、これは、例えば単相又は多相の交流電圧幹線に接続され、且つ並列接続のコンデンサ１１を充電する整流デバイスで構成することができる。各々が２個直列接続されたスイッチング部材を具えている２つのスイッチングブランチはＤＣ電圧源２に並列に接続される。各スイッチング部材は、スイッチパワー半導体、好ましくはターンオン及びオフし得るトランジスタＳ１…Ｓ４と、ＤＣ電圧源２によって逆方向に動作されるように前記スイッチング部材に並列に接続されるダイオードＤ１…Ｄ４とによって構成される。従って、ダイオードＤ１…Ｄ４はフリーホイールダイオードとして動作する。
【００２２】
一方のスイッチングブランチにおけるスイッチＳ１とＳ２の接続点は、コンデンサＣと、図１につき説明した高圧変圧器１３の一次巻線１２と、別のコンデンサＣとの直列接続を介して他方のスイッチングブランチにおけるスイッチＳ３とＳ４の接続点に接続される。２個のコンデンサの代わりに、容量値が２個のコンデンサの直列接続容量値に相当する単一のコンデンサを使用することもできる。コンデンサは変圧器１３の漏洩インダクタンスと共に直列共振回路を形成し、この回路の共振周波数は、電流の零交差を常に２つの連続する電圧半波間に存在させるために、クロック周波数の１/２の範囲内（従って、本例においてはほぼ２０kHz）としなければならない。負荷回路には別のインピーダンスを含めることもできる。
【００２３】
４個のスイッチＳ１…Ｓ４に供給されるスイッチング信号を図３の４番目から７番目のラインに参照符号ｚ１… ｚ４により示している。（正の）パルスは、スイッチをスイッチオン（導通）させることを意味している。所望なスイッチング信号パターンを発生するように論理回路をプログラミングするには、４つのスイッチング信号の時間変化から推論する必要がある。
【００２４】
スイッチングパルスｚ１…ｚ４のうちの、１つのスイッチングパルスの後縁はパルスＰ１の各前縁と一致し、即ち、ｚ４−ｚ３−ｚ１−ｚ２の順序で一致し、そしてスイッチングパルスの前縁はパルスＰ２の各後縁と一致（ｚ２−ｚ１−ｚ３−ｚ４の順序で）しているように見える。スイッチングパルスの前縁は常にＰＷＭパルスの前縁と一致（ｚ１−ｚ３−ｚ４−ｚ２の順序で）し、そしてスイッチングパルスの後縁は常にＰＷＭパルスの各後縁と一致（ｚ１−ｚ２−ｚ４−ｚ３）する。
【００２５】
スイッチングパルスｚ１…ｚ４は直列共振回路の両端間に、図３の下から３番目のラインに示すように、クロック周波数の１/２で経時的に変化する電圧ｕ、並びに直列共振回路を経て流れる電流ｉ（図３の下から２番目のライン）を発生する。種々の瞬時ｔ_ａ…ｔ_ｐを時間スケール上に記し、そして図４ａ〜４ｐに、これらの瞬時におけるインバータのスイッチング状態を線図的に示してある。
【００２６】
図４ａ…４ｐにおいては、直列共振回路をインピーダンスによって表しており；インバータのＩＧＢＴトランジスタをスイッチとして表わし、閉成（導通又はスイッチオン）状態を太い線（ら旋）によって示してある。全ての参照符号を省略しているが、これら図の以下の説明に用いる参照符号は図２に関係するものとする。フリーホイールダイオードＤ１… Ｄ４は、図示の瞬時において負荷電流がそこを経て流れる場合にだけ示してある。
【００２７】
図４ａは、閉成状態にある対角対のスイッチＳ１，Ｓ４を介して全ＤＣ電圧が直列共振回路に現われて、負荷に供給するためのエネルギーがＤＣ電圧源２から引き出される瞬時ｔ_ａにおけるスイッチング状態を表わしている。図４ａに示すスイッチング状態は、スイッチＳ４を前もって閉じた後にスイッチＳ１を閉じることによって始められる。従って、このスイッチはハード（損失誘起）スイッチオン動作を行う。
【００２８】
図４ｂに示したスイッチング状態は瞬時ｔ_ｂ、即ち制御パルスＰＷＭの後縁の後で、その後における制御パルスＰ２の後縁の前において生じる。インバータは、スイッチＳ１のハードスイッチングオフにより、このスイッチング状態に入る。矢印によって示した電流は前と同じ方向に負荷を経て流れ、回路はスイッチＳ４とダイオードＤ２とにより閉成される。Ｓ４をＳ１と同時、又はその少し後にスイッチオフさせた場合には、回路はフリーホイールダイオードＤ２及びＤ３を経て閉成されることになり、従ってコンデンサ１１を充電し；言い換えれば、この場合にはエネルギーがＤＣ電圧源に帰還されることになる。これは、すでに説明したようにスイッチにおける損失を増すことになる。これに対し本発明ではどんな瞬時においても１個又は２個のスイッチをスイッチオンさせるので、負荷からＤＣ電圧源へのエネルギーの帰還が有効に回避される。
【００２９】
図４ｃは、ｚ２の前縁の後で、しかも電流ｉが零交差する前におけるスイッチング状態を示している。従って、電流は前と同じ方向に流れ続け、そしてこの場合には、前にスイッチオフされたスイッチＳ１と同じスイッチングブランチに位置しているスイッチＳ２がスイッチオンされる。このスイッチの両端間の電圧値は、スイッチング動作前に、導通ダイオードＤ２により既に低い値にあり、さらに、回路に流れる電流の方向が、この半導体スイッチＳ２が電流を通すことができない方向になるから、スイッチＳ２は損失のない（ソフト）スイッチオン動作をする。
【００３０】
スイッチＳ２のスイッチオンが、同じブランチにあるスイッチＳ１のスイッチオフに続いて、短絡の危険があるような短時間内に起きないようにすることは当業者に明らかである。従って、期間Ｔ２はこの危険を確実に排除するような長さとする。他方では、期間Ｔ２は、Ｓ１からＳ２への短絡のないトランジションにとって必要以上には実質上長くすべきでない。期間Ｔ１も同じようにしてつり合わせるが、この期間Ｔ１は短くすることもできる。その理由は、スイッチへの電流は導通状態からブロック状態へのトランジションの前に既に中断されるからである。
【００３１】
図４ｄは、負荷電流の零交差の後で、しかもスイッチングパルスｚ４の最初の後縁後であるが、次のＰＷＭパルスの前縁前におけるスイッチング状態を示している。電流の零交差は、電流の方向が反対になり、この際、電流がスイッチＳ２とダイオードＤ４を経て流れることを意味している。スイッチＳ４はスイッチオフされ、これは零交差後に無損失態様にて行うことができる。
【００３２】
スイッチング状態を図４ｅ…４ｈに示している瞬時ｔ_ｅ…ｔ_ｈは、負荷における第２の矩形波電圧パルスｕに関し、このパルスによって開始される負荷電圧の第２半サイクルに対するもので、第１の矩形波電圧パルスに関連する瞬時ｔ_ａ…ｔ_ｄと同じ時間位置を有する。瞬時ｔ_ｉ…ｔ_ｌ（図４ｉ…４ｌに示す）に対しても、同じことが第３半サイクルについて云え、最後に、図４ｍ…４ｐはｕの第４半サイクルに関連する対応する瞬時におけるスイッチング状態を示している。従って、図４ｅ…４ｐは図４ａ…４ｄのスイッチング状態とまったく類似のスイッチング状態を示していて、違いは、各半サイクルに対して他のスイッチがハードか、又はソフトにスイッチオン又はオフされることにある。
【００３３】
スイッチＳ３のハードスイッチオンの後に、図４ｅの状態になり、この状態では、負荷上の矩形波電圧の極性が反対になり、そして負荷に流れる電流の方向が図４ａの場合とは反対になる。この後に、この場合にはスイッチＳ２に対するハードスイッチオフ動作が続続き（図４ｆ）、その後、ソフトスイッチオン動作（Ｓ１，図４ｇ）、そしてソフトスイッチオフ動作（Ｓ３，図４ｈ）が後続する。その後、対角対Ｓ１，Ｓ４がＳ４のハードスイッチオンによって起動し（図４ｉ）、この状態は、ＤＣ電圧源によるエネルギーの供給がＳ４に対するハードスイッチオフ動作（図４ｊ）によって妨げられるまで続く。この後に、ソフトスイッチオン動作（Ｓ３，図４ｋ）及びソフトスイッチオフ動作（Ｓ１，図４のｌ）が続く。
【００３４】
最終サイクルにおいては、Ｓ２のハードスイッチオン（図４ｍ）及びＳ３のハードスイッチオフ（図４ｎ）の後に、Ｓ４のソフトスイッチオン動作が開始され（図４ｏ）、そして引き続いてＳ２のソフトスイッチオフ動作が開始される（図４ｐ）。その後に、Ｓ１が再び閉じ、この後は図４ａにて開始されたようなスイッチングサイクルが繰り返される。
【００３５】
このように、図４ａ〜４ｐは、パルスパターンｚ１…ｚ４の１周期Ｔ（図３の一番下）内に生じるスイッチング状態を表わしている。この周期は、直列共振回路における交流電圧の２周期、又はクロック周波数の４周期に相当する。フリーホイーリングの期間中には、負荷電流が正の供給電圧リードを介して続けて２度流れ（図４ｆ〜４ｈ及び図４ｊ〜４ｌ）、そして負の供給電圧リードを介して続けて２度流れる（図４ｎ〜４ｐ及び４ｂ〜４ｄ）。
【００３６】
図４ａ，４ｅ，４ｉ及び４ｍに示したスイッチング状態は、スイッチを次の順序、即ち、Ｓ１−Ｓ３−Ｓ４−Ｓ２の順にハードスイッチオンさせることによって達成される。この順序は他の全ての周期において繰り返される。本発明によるこの周期的なスイッチオン動作のため、及び電圧パルスの後縁から次の電圧パルスの前縁までのトランジションのために、全てのスイッチが“対称的に”ストレスを受け、即ち、１周期の間に各スイッチＳ１… Ｓ４がハード態様で一度スイッチオンし、且つソフト態様で一度スイッチオフする。この場合におけるハードスイッチオフは、前の順序とは逆の循環順序、即ち、Ｓ１−Ｓ２−Ｓ４−Ｓ３の順序でも起る。同様な循環順序はソフトスイッチオン及びオフに対しても得られる。
【００３７】
この対称的なローディングにもかかわらず、そこにはまだ差異がある。その理由は、スイッチＳ１及びＳ４は電圧パルスに応答してハード態様で連続的にスイッチオン及びオフされるが、スイッチＳ２及びＳ３に対するハードスイッチオンにはソフトスイッチオフ動作が最初に引き継がれるからである。ストレスについてのこの僅かな差異は、図４ｐに示したスイッチング状態の後に続くサイクルの間に、ハードスイッチオン動作が最初に前記順序（Ｓ１−Ｓ３−Ｓ４−Ｓ２）にて行われるのでなく、逆の順序Ｓ１−Ｓ２−Ｓ４−Ｓ３で行われ、その後に全体の順序が周期的に繰り返されるようにすることで回避される。この場合、ハード態様でスイッチオンされるスイッチング部材の順序は、Ｓ１−Ｓ３−Ｓ４−Ｓ２−Ｓ１−Ｓ２−Ｓ４−Ｓ３であり、そしてハードスイッチオフするスイッチング部材の順序は、Ｓ１−Ｓ２−Ｓ４−Ｓ３−Ｓ４−Ｓ２−Ｓ１−Ｓ３である。この場合、周期の持続期間は図３に示した期間の２倍になる。
【００３８】
すでに説明したように、電圧ｕのスイッチングオンと電圧−ｕのスイッチングオンの間には、ダイオードとトランジスタを介して負荷の両端間に常にフリーホイーリングが生じる。負荷電流が上方の正の供給リードを経由して流れる期間のフリーホイーリングを記号“＋”で示し、また、下方の負の供給リードを経由するフリーホイーリングを記号“−”で示す場合に、本発明にとって必須のパルスパターンはフリーホイーリングの順序によって特徴づけることもできる。図４ａ〜４ｐに示したスイッチング状態に対しては次のように、−＋＋−となり、同様に、循環及び反循環スイッチング順序のバージョンに対しては、−＋＋−＋＋−−となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明を使用することができるＸ線発生装置の制御回路のブロック図である。
【図２】 制御回路に使用するのに適しているインバータを示す回路図である。
【図３】 種々の信号の経時的変化を示した波形図である。
【図４】 種々の瞬時におけるインバータのスイッチのスイッチング状態を示した説明図である。
【符号の説明】
１ インバータ（直列共振インバータ）
２ ＤＣ電圧源
３ Ｘ線源
４ 高圧測定用分圧器
５ コントローラ
６ パルス幅変調器
７ クロック発生器
８ パルス回路
９ 論理回路
１１ コンデンサ
１２ １次巻線
１３ 高圧変圧器

Claims (7)

1. ＤＣ電圧源に接続される２つの並列スイッチングブランチを有し、かつ各スイッチングブランチが２個直列に接続されたスイッチング部材を具え、これらのスイッチング部材の各々は少なくとも１個のスイッチと逆並列に接続されたダイオードとを具え、一方のスイッチングブランチにおける各スイッチング部材は常に他方のスイッチングブランチにおける１つのスイッチング部材とともに対角対を構成し、所与の極性を有する負荷が前記対角対を介してＤＣ電圧源に接続可能であり、前記負荷の電圧は、一方の極性から他方の極性に切り替わる際に一時的に零になるようにしたインバータを具えており、且つ前記スイッチング部材が連続的にスイッチオン及びオフされるように、前記スイッチを開放及び閉成するための制御回路も具えている回路配置において、前記制御回路は、全てのスイッチング部材をそれらのそれぞれ対角対における第２のスイッチング部材と同じように連続的にスイッチオンさせるか又は全てのスイッチング部材をそれらの対角対における第２のスイッチング部材と同じようにスイッチオフさせるように構成されていることを特徴とする、インバータを具える回路配置。
2. 前記制御回路は、対角対における双方のスイッチング部材のスイッチオン後に、以下のスイッチングサイクル、即ち
   ａ）関連する第１対角対の第１スイッチング部材の開放、
   ｂ）前記第１スイッチング部材に直列接続された、他の第２対角対におけるスイッチング部材の閉成、
   ｃ）第１対角対の第２スイッチング部材の開放、
   ｄ）他の対角対における、前記第２スイッチング部材に直列接続されたスイッチング部材の閉成、
   のサイクルが生じるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の回路配置。
3. 前記インバータは直列共振インバータとして構成されていることを特徴とする請求項１に記載の回路配置。
4. ２個の対角対のスイッチング期間を制御するためのパルス幅変調器を具えていることを特徴とする請求項１に記載の回路配置。
5. 前縁が対角対における最後に切り替えられるスイッチング部材のスイッチングオフを決定する、第１の周期的、且つパルス状の信号を発生するための手段と、
   前縁が前記第１信号の前縁に対して或る規定期間遅れており、且つ他の対角の対における最初にスイッチオンされるスイッチング部材のスイッチングオン時点を規定し、後縁が当該対角対における最初にスイッチオフされるスイッチング部材のスイッチングオフを決定する、第２の周期的、且つパルス状の信号を発生するための手段と、
   後縁が前記第２信号の後縁に対して或る規定期間遅れており、且つ他の対角対における最初にスイッチオンされるスイッチング部材のスイッチングオン時点を規定する、第３の周期的な信号を発生するための手段と、
   を具えていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の回路配置。
6. 前記回路配置はＸ線管用の高電圧を発生させるためのＸ線発生装置に使用されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の回路配置。
7. 前記スイッチング部材のハードスイッチングオンが、最初は循環順序で行われ、その後、スイッチングシーケンスが周期的に繰り返される前に、逆の循環順序で行われるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の回路配置。

Images