JP5063362B2 - Ｘ線管用のモジュール電源及びその方法 - Google Patents

Description

第１の態様によると、本発明は、電源に関する。より詳細には、本発明は、Ｘ線源用の電源に関する。

Ｘ線管にエネルギーを供給するために、高出力電圧を持つ直流電圧源が必要とされる。医療用途では、Ｘ線管用の加速電圧は、１５ｋＶと１６０ｋＶとの間の範囲にある。産業用途では、該加速電圧は、４００ｋＶまで上昇し得る。動作時に、Ｘ線管は、数ボルトから１００ｋＶまでで給電される。

従来技術では、共振回路変換器トポロジを有するＸ線管用電源が知られる。これらに共通する原理は、主電源を整流し、該主電源を平滑化し、続いて該主電源を高周波数で動作するＤＣ／ＡＣ変換器に供給する。該ＤＣ／ＡＣ変換器は、高電圧変圧器に高周波交流電流を供給する。このように高電圧変圧器は、高出力電圧を持つ高周波交流電流源を形成する。この電圧を整流及び平滑化した後、該電圧は、Ｘ線管の電極に供給される。

高電圧の生成及び絶縁に関する困難さは、通常、全電圧をほぼ同等の最大値を有する２つの部分電圧に分割することにより緩和される。一般に、２つの部分電圧の共通ポテンシャルは、通常グランドに接続される。このコンセプトによると、１５０ｋＶの電圧を絶縁するために、グランドに対して２つの分離した絶縁経路が必要とされる。一方の絶縁経路は、グランドに対して＋７５ｋＶを絶縁し、他方のものは、グランドに対して−７５ｋＶを絶縁する。

しかしながらいくつかのＸ線用途では、グランドに対して全直流高電圧をつくりあげることが望ましい。このように、Ｘ線管の陽極をグランドポテンシャル付近に、陰極を例えば１２０ｋＶに又はその逆に維持することが可能である。この種の用途は、Ｘ線管の一方の電極を最大直流電圧に維持し、Ｘ線管の他方の電極がグランドポテンシャル付近であることを可能にする、ユニポーラ高電圧源を必要とする。

国際出願公開ＷＯ０１／３７４１６Ａ２では、インバータを有するユニポーラ電源が開示される。該電源は、共振回路と共動し、制御ユニットにより出力電力を調整するように制御することができるインバータを有する。該制御ユニットは、電源を、低出力電力範囲と高出力電力範囲との間で切り換える。

ＪＰ０５０２９０９１では、別のタイプの高電圧電源が記載される。該電源は、直流電源に並列で接続された複数の共振インバータ回路を有する。制御ユニットは、高電圧電源の出力電力を調整するために可変周波数の制御電圧を出力する。

本発明の目的は、高出力電力範囲を有し、特に低出力電力範囲に適する電源を提案することである。

この目的は、直流電圧源、制御ユニット及び複数の高電圧チャネルを有する電源により解決される。各高電圧チャネルは、インバータ、共振回路、変圧器ユニット及び整流器を含む。該共振回路は、インバータと共動する。該インバータは、第１スイッチングユニットと第２スイッチングユニットとにより形成され、これらのユニットにより第１スイッチング状態では第１極性の電圧が共振回路に印加され、第２スイッチング状態では第２極性の電圧が共振回路に印加され得る。スイッチング状態は、高出力電力用の第１動作モードでは、出力電力が共振周波数の範囲内で、スイッチング周波数を変化させることにより調整され得るような態様で、制御ユニットにより切り換えることができる。低出力電力用の第２動作モードでは、出力電力は、基本的に一定のスイッチング周波数でのスイッチング状態の持続期間を変化させることにより調整することができ、該周波数は、共振回路の共振周波数よりも少なくとも既定された率低い。２つの動作モードの用途は、本発明の電源が大きな出力電力範囲をカバーすることを可能にする。

本発明の一実施例では、高電圧チャネルが同一である。しかしながら、複数の高電圧チャネルが異なるチャネル、すなわち異なる出力電力をもつチャネルを有することが有利であり得る。この特徴は、電源を特別な電力要件をもつ特定の用途に適用することを可能にする。

該電源の他の有利な実施例では、制御ユニットは、異なるチャネルの共振回路を位相シフトされた態様で切り換える。このように出力電圧のリップルは、減少させる。

出力電力を変化するために、制御ユニットが異なる周波数で共振回路を切り換えるように適用されるならば、該制御ユニットは役に立つ。スイッチング周波数の変化は、高電圧チャネルがスイッチングオン又はオフされるときに、スムーズな遷移を可能にする。

本発明の電源の他の実施例では、制御ユニットは、パルス幅変調モードで共振回路を切り換えるように配置される。この動作モードでは、出力電力を低い値に低減することができる。

第２の態様によると、本発明は、本発明の第１の態様による高電圧電源を動作する方法に関する。本発明の第２の態様による発明的な方法は、出力電力をどのように低い値に低減するかに関する。

本発明の方法によると、全ての他の高電圧チャネルを活動しないままで、固定されたスイッチング周波数で、パルス幅変調により複数の高電圧チャネルの１つを変調することが提案される。このように出力電力をとても低い値に減少することが可能である。

本発明の方法の改善によると、クールダウンさせるために、前にアクティブな高電圧チャネルの相対的に長い活動しない期間を可能にするように、複数の高電圧チャネルの中でアクティブ高電圧チャネルを並べ替えることが非常に役立つとわかる。

本発明の方法の有利な実施例によると、アクティブな高電圧チャネルの温度を測定し、もし測定された温度が既定された閾値温度をこえるならば、高電圧チャネルの置換を開始することが提案される。

本発明の方法の変形によると、もしアクティブな高電圧チャネルが既定の期間動作的であるならば、高電圧チャネルの置換を開始することが提案される。明らかに、この変形は温度センサの存在を必要としない。

添付された図面では、本発明の例となる実施例が図示される。図面では対応する要素又はコンポーネントは同じ又は類似の参照符号でラベル付けされる。

図１では、バイポーラ高電圧源の一例が示される。バイポーラ電源は、２つのＤＣ／ＡＣ変換器１ａ，１ｂを含み、各々が２つの別体の変圧器２ａ，２ｂの一次側に接続される。変圧器２ａ，２ｂの二次側は、各々が個別平滑コンデンサ４ａ及び４ｂを設けられた整流器３ａ，３ｂと関連付けられる。各平滑コンデンサ４ａ及び４ｂの１つのピンは、自身がグランドポテンシャルに接続される共通接続点５を有する。コンデンサ４ａ及び４ｂの他のピンは、Ｘ線管６に接続される。より詳細には、コンデンサ４ａは、Ｘ線管６の陰極７に接続され、コンデンサ４ｂは、Ｘ線管の陽極８と接続される。コンデンサ４ａ及び４ｂは、それぞれ等しい値であるが異なる符号をもつ電圧Ｕ_Ａ及びＵ_Ｋを供給する。電圧Ｕ_Ａ及びＵ_Ｋは、全陰極陽極電圧Ｕ_ＡＫをつくりあげる。陰極陽極電圧Ｕ_ＡＫの値は、Ｕ_Ａ及びＵ_Ｋの値の合計である。明らかにバイポーラ電源では、高い陰極陽極電圧Ｕ_ＡＫが、２つの同じ電圧Ｕ_Ａ及びＵ_Ｋに分割され、全陰極陽極電圧Ｕ_ＡＫよりも絶縁することが困難ではない。

図２は、ユニポーラ高電圧源の一例を示す。図２のユニポーラ電源の構造は、図１に示されたバイポーラ電源の半分のものに非常に類似している。ユニポーラ電源は、ＤＣ／ＡＣ変換器１、変圧器２、整流器３及び平滑コンデンサ４を有する。コンデンサ４のピンは、Ｘ線管６の陰極７及び陽極８に接続される。バイポーラ電源とは違い、ユニポーラ電源は、全陰極陽極電圧Ｕ_ＡＫを供給する。

図３は、全体として参照符号３０により示される本発明による電源の概略的な回路図を示す。電源３０は、交流主電源を直流レール電圧に整流するメインの整流器３１を有する。直流レール電圧は、整流器３１の出力に供給され、コンデンサ３２を用いて平滑化される。平滑化されたＤＣレール電圧は、以下により詳しく記載される４つの高電圧チャネル３３ａから３３ｄに供給される。高電圧チャネル３３ａから３３ｄの入力は、直流レール電圧に並列で接続される。高電圧チャネル３３ａから３３ｄの出力は、（示されていない）Ｘ線管に並列で接続される。各高電圧チャネル３３ａから３３ｄの構造は、インバータＩＮＶ、変圧器ＴＲ及び整流器ＲＥＣＴを有する。説明する目的で高電圧チャネル３３ａは、図３の破線により囲まれる。

本発明は、４つの高電圧チャネルの使用に限定されず、本発明の他の実施例において、高電圧チャネルの数は、より大きく又はより小さくなることができるということは、当業者には明らかになるだろう。特に本発明の他の実施例は、６つの高電圧チャネルを有する。

図４では、１つの高電圧チャネルの概略的な回路図が図示される。直流レール電圧は、インバータの第１分岐４１及び第２分岐４２が並列に接続される直流電圧源４０として記号で表される。第１分岐４１は、直列に接続された第１半導体スイッチＳ１及び第２半導体スイッチＳ２（例えばスイッチングトランジスタ）を含む。第１自走ダイオードＤ１及び第２自走ダイオードＤ２は、第１及び第２半導体スイッチＳ１、Ｓ２それぞれに対して反平行に接続される。同様に、第２分岐４２は、直列に接続された第３半導体スイッチＳ３及び第４半導体スイッチＳ４により形成される。第３及び第４自走ダイオードＤ３及びＤ４は、第３及び第４半導体スイッチに対して反平行に接続される。第１及び第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２の接合は、インバータの第１出力端Ｐ１を構成する。インバータの第２出力端Ｐ２は、第３及び第４半導体スイッチＳ３、Ｓ４の結合から分岐される。

インバータの出力端Ｐ１，Ｐ２は、インダクタンスＬ及び該インダクタンスと直列に接続されたコンデンサＣにより形成される直列共振回路に接続される。インダクタンスＬ及びコンデンサＣは、変圧器ＴＲの一次巻線に接続される。変圧器ＴＲの二次巻線は、ブリッジ整流器Ｇ_Ｌの入力と接続される。ブリッジ整流器Ｇ_Ｌの出力は、負荷Ｒ_Ｌ及び平滑コンデンサＣ_Ｌに接続される。負荷Ｒ_Ｌ及び平滑コンデンサＣ_Ｌは、並列に接続される。負荷Ｒ_Ｌは、出力電流Ｉ_ｏｕｔを出力電圧Ｕ_ｏｕｔで供給される。

プログラム可能制御ユニット４６は、スイッチＳ１／Ｓ２及びＳ２／Ｓ３の各対に対してスイッチング信号を生成し、該スイッチング信号は、極性を変化させる各矩形波電圧が、インバータの第１及び第２出力端Ｐ１，Ｐ２に存在するように、これらの対を導電性状態及びブロックされた状態に交互に切り換える。該矩形波電圧は、共振回路に対して共振タンク電圧Ｕ_ｔａｎｋを構成する。この回路は、出力直流電圧の振幅を、インバータのパルス周波数変調（ＰＦＭ）により変調することを可能にする。

図５は、本発明の他の実施例の回路構造の一部を示す。１つの変圧器ＴＲが、２つの二次巻線５１を有し、これらはグレーツ（Ｇｒａｅｔｓ）ブリッジ５２により直列に結合される。

図６は、本発明の他の実施例の回路構造の一部を示す。この実施例は、各々が１つの二次巻線６１を持つ２つの変圧器ＴＲを設ける。二次巻線６１は、電圧ダブラ６２を介して並列に結合される。

いくつかの用途では、１つの変換器が供給できるよりも高い出力電力が必要とされ得る。図７に示されるように、いくつかのインバータ７１ａから７１ｄが高い出力の直流電圧源に接続される。この例では、インバータ７１ａから７１ｄの２対は、図７には示されていない直流電圧源によって供給される、２つの別個の中間電圧Ｕ_ＺＫに接続される。インバータ７１ａから７１ｄの各々は、容量性、誘導性及びオーム性のコンポーネント７２ａ，７３ａ，７４ａから７２ｄ，７３ｄ，７４ｄまでからなる共振負荷回路を供給する。各共振回路は、電圧を高いレベルに変換する変圧器を有する。図７に示されるように、いくつかの共振回路は、それぞれ１つの高電圧変圧器７５ａ、７５ｂに接続され得る。変圧器７５ａ、７５ｂの二次電流は、高電圧カスケード７６ａ、７６ｂにより整流される。図７に示されるように、負荷７７ａ，７７ｂは、高電圧カスケード７６ａ，７６ｂにより供給された高電圧の整流されたものに並列に接続される。本発明の特定の実施例では、各カスケードは、５０ｋＷの電力を供給する。

整流では、異なるタイプの整流器が、グレーツブリッジ、グライナッヘル直列乗算器、カスケード乗算器及び電圧ダブラに使用され得るということは、当業者に知られる。

本発明の電源の全出力電力範囲は、いくつかの範囲に分割される。図３に示される実施例では、全ての高い電圧チャネルは、等しい大きさにされ、したがって同じ出力電力を有する。この場合、出力電力範囲は、アクティブな高電圧チャネルの数により規定される。最大出力電力を供給するためには、全ての高電圧チャネルが動作的である。最小の出力電力範囲では、１つの高電圧チャネルのみが動作的である。出力電力は、高電圧チャネルの全てがアクティブになるまで、順次付加的な高電圧チャネルをアクティベートすることにより増加される。スイッチング周波数を変調することは、以下に更に記載されるように、高電圧チャネルのスイッチングのときに、スムーズな遷移を達成することを可能にする。出力電力を減少させることは、この順番を戻ること、すなわち１つのチャネルのみが依然としてアクティブになるまで、高電圧チャネルを順次スイッチオフにすることにより実行される。

類似の高電圧チャネルの回路構成の前提条件は、出力高電圧の各値に対して、最大電流Ｉ_ｍａｘからＩ_ｍａｘ／２までの電流範囲が、国際出願公開ＷＯ０１／３７４１６から知られる制御方法でカバーされ得ることである。この方法は、パワー半導体における著しいスイッチング損失を避ける。このことは、電流波形が全周期からなることと、電流の振幅がゼロに等しいときに、パワー半導体がスイッチオンされることと、振動が自然に減衰しうることとを意味する。振動周期の間に更なるアクティブなスイッチング動作はない。理想条件では、共振電流が符号を変えるときに、１つの転換が起きる。最初の半分の振動でアクティブなパワー半導体が電流を流し、二番目の半周期に電流の符号が変化するとき、電流は、反平行の構成で接続されたダイオードに渡って方向を転換する（図４）。この動作モードは、最小のスイッチング損失のみを必要とする。この出力電力レンジでは、電力は、スイッチング周波数の変化によってのみ制御される。

全可変出力電力レンジの最大の部分を、最小のスイッチング損失のみ必要とするＰＦＭ動作モードでカバーすることが望ましい。この動作方法よりも、ほぼ一定の中間回路電圧Ｕ_ｚｋの仮定では、規定された出力電力が、直列共振回路を介して、Ｘ線管に最大スイッチング周波数で伝送され得る。最大スイッチング周波数は、直列共振回路の共振周波数の約５０％から５５％に等しい。この制限は、２つの後に続く共振電流振動がゼロにならなければならないという事実により生じる。提案された動作モードは、この動作モードにおける最小スイッチング周波数が、入力電圧Ｕ_ｚｋの規定された値に関連し、出力電圧Ｕ_ｏｕｔが、最大スイッチング周波数の５０％よりも低いということを示す。結果として、Ｘ線管の放出電流、したがって出力電力は、最大で５０％に削減することができる。

この種の動作は、最大出力電力で動作する１つの高電圧チャネルを使用することにより、又は、各々が最大出力電力の半分のみで動作する２つの同一の高電圧チャネルにより、特定の出力電圧及び出力電流（Ｕ_ｏｕｔ，Ｉ_ｏｕｔ）によって、規定される同一の動作点に到達することを可能にする。２つの独立した類似するチャネルの動作は、出力電圧におけるリプルを削減するために、ある量の位相シフトで動作することができるという更なる利点を有する。

このコンセプトの実際的な実施例では、２つの異なるモード間のスムーズな遷移を可能にするために、最大出力電力をもつ１つのチャネルの動作と、最小出力電力を持つ２つのチャネルとの間に出力電力の重なりを提供することが重要である。これは、図８に示される。

図８は、横軸に出力電流、縦軸にスイッチング周波数の図を示す。図中の数字は、アクティブな高電圧チャネルの数を示す。該図は、６つの高電圧チャネルを有する電源を参照することに留意されたい。しかし、上記の点以外では、図３及び図７に示される実施例に主な違いはない。１４０ｍＡから２８０ｍＡまでの出力電流レンジにおいて、１つの高電圧チャネルのみがアクティブである。出力電流２８０ｍＡにおいて、第２の高電圧チャネルがスイッチオンされ、一方同時にスイッチング周波数ｆ_Ｔは、６０ｋＨｚから３０ｋＨｚに低減されることがわかる。より高い出力電流を供給するために、スイッチング周波数は、再び増加される。出力電流５６０ｍＡにおいて、電源は、２つのアクティブな高電圧チャネルから４つのアクティブな高電圧チャネルに切り換えられる。再びスイッチング周波数が、６０ｋＨｚから３０ｋＨｚに減少される。最後のステップは、出力電流８４０ｍＡにおいて、電源が４アクティブチャネルから６アクティブチャネルに切り換わるときに生じる。しかしながら、この場合、スイッチング周波数は、４５ｋＨｚから３０ｋＨｚにしか減少されない。この理由は、前のステップとは違い、高電圧チャネルの数が倍にされないからである。

また、もし本発明の他の実施例における高電圧チャネルが同一でないならば、スイッチング周波数は、スムーズな遷移を得るために高電圧チャネルの異なる出力電力に対応して変化されなければならない。

出力電力を増加させるために、スイッチング周波数は、電流ギャップが再びゼロになるまで増加し得るか、又は、１以上の更なるチャネルをアクティベートすることによって、及び、スイッチング周波数の適合に対応してなされる。「電流ギャップ」という用語は、国際出願公開ＷＯ０１／３７４１６ Ａ２に記載されたＰＦＭ動作方法を指している。このモードにおける最大出力電力は、もし電流ギャップがほとんどゼロになる限界で全てのインバータが動作されるならば、達成される。本実施例では、この状況は、６０ｋＨｚに等しいスイッチング周波数ｆ_Ｔにおいて生じる。

もし１以上のコンバータのスイッチング周波数ｆ_Ｔが、この点を超えて増加されるならば、より大きな電力が伝送される。しかしながら、この動作モードでは、かなりのスイッチングの浪費が、半導体スイッチにおいて起こり、熱の形態で運ばれるに違いない。図８に示されるように、１４０ｍＡから１６８０ｍＡまでの出力電流の電力レンジの非常に大きな部分は、パワー半導体のスイッチング浪費を被ることなしに、ＰＦＭ動作モードにおいて制御することができる。明らかに出力電流レンジは、高電圧チャネルの数を更に増加させることによって、より高い電流に拡張することができる。

これとは逆に、０ｍＡと同程度に低い非常に低電流でＸ線管を動作することが、時々必要である。この状況は、図８の左側に示される。図からわかるように、スイッチング周波数は、３０ｋＨｚで一定のままである。スイッチング周波数を更に低下させる代わりに、可変負荷サイクルをもつ変換器のパルス幅変調が選択される。低出力電力範囲は、電流が流れるときの最初の半分の振動において、少なくとも１つのパワー半導体をスイッチオフすることにより達成される。スイッチング周波数とは独立して、負荷サイクルは、出力電力がゼロに低減され得るように共振回路の共振周期に適用され得る。負荷サイクルを変調することは、パルス幅変調（ＰＷＭ）として知られる。ＰＷＭ動作モードでは、電力がアクティブな半導体において浪費されるので、低いスイッチング周波数が半導体における電力浪費を低減するために有利である。０から１４０ｍＡまで出力電流は、ＰＷＭ変調により変調され、１４０ｍＡから２８０ｍＡまでパルス周波数変調（ＰＦＭ）が適用される。

非常に低い出力電力をもつ動作モードでは、かなりのスイッチング損失が生成される。これらの浪費的な損失は、運び出されるに違いない。この問題は、相対的に長期間、低出力電力で高電圧源を操作することが時々必要であるという事実により、悪化される。それから、１つの高電圧チャネルにおける熱負荷を扱うことは、困難になる。この問題を緩和するために、本発明の電源の好ましい実施例は、相対的に長いアクティブでない期間にクールダウンすることが可能であるように、異なる高電圧チャネルを順次スイッチオン及びオフする。このように、ファン等のような冷却装置の費用を低減することができる。１つの高電圧チャネルから他のものに切り換える間、出力電流におけるスムーズな遷移は、現在アクティブなチャネルをゆっくりと停止し、前にアクティブでなかった他のものをゆっくりと導入することにより達成することができる。

本発明の一実施例では、アクティブな高電圧チャネルの置換は、既定された期間が経過した後に開始される。しかしながら、他の好ましい実施例では、温度センサが、インバータ、変圧器若しくは整流器又はアクティブな高電圧チャネルの温度に対して決定的ないかなる他のコンポーネントの温度を測定するために設けられる。この実施例では、もし測定された温度が既定された閾値温度を超えるならば、置換が開始される。いかなる適切な及び商業的に利用可能な温度センサ、例えばサーミスタも、この目的のために使用することができる。温度センサは、図面に示されない。

図９は、出力電力の関数として、高電圧チャネルの効率を示す。図７は、効率性の観点から、電源における高い及び低い浪費の動作領域を反映する。低い及び高い出力電力範囲における低い効率性は、高い浪費の損失に対応し、高い効率性は低い浪費の損失に対応する。高効率の好ましい動作領域は、図７における２つの垂直な線の間に囲まれる。好ましい動作領域の外側で、かなりのスイッチング損失が生じる。

最後に、請求項における参照符号は、請求項の範囲を制限すると理解されてはならないことに留意されたい。参照符号は、単に請求項の理解を容易にするために単に提供される。

図１は、従来技術で知られるバイポーラ高電圧電源である。 図２は、従来技術で知られるユニポーラ高電圧電源である。 図３は、４つの高電圧チャネルを有する本発明による電源の概略的な回路図である。 図４は、図３の電源の高電圧チャネルの第１トポロジである。 図５は、本発明の他の実施例の一部の概略的な回路図である。 図６は、本発明の他の実施例の一部の概略的な回路図である。 図７は、４つの高電圧チャネルを有する本発明による他の電源の概略的な回路図である。 図８は、異なる出力電流に対して本発明の電源の動作モードを図示する図である。 図９は、出力電力の関数として、電源の効率を示す図である。

Claims (9)

1. 直流電圧源、制御ユニット及び複数の高電圧チャネルを有する電源であって、各高電圧チャネルが、インバータ、共振回路、変圧器及び整流器を含み、該共振回路が前記インバータと共動し、
   該インバータが、（ａ）（ｉ）第１スイッチング状態においては第１極性の電圧を、（ａ）（ｉｉ）第２スイッチング状態においては第２極性の電圧を前記共振回路に印加する第１スイッチングユニットと第２スイッチングユニットとを含み、
   前記制御ユニットが、（ｂ）（ｉ）高出力電力の第１動作モードでは前記複数の高電圧チャネルのうち１つ以上の出力電力が前記共振周波数の範囲において前記スイッチング周波数を変化させることにより調整され、（ｂ）（ｉｉ）低出力電力の第２動作モードでは、前記複数の高電圧チャネルのうち１つのみの出力電力が、前記共振回路の前記共振周波数よりも少なくとも既定された率低い実質的に一定のスイッチング周波数で前記スイッチング状態の持続期間を変化させることにより調整され、一方全ての他の高電圧チャネルをアクティブでないままにするように、前記スイッチング状態を切り替え、
   前記電源がさらに、複数の範囲に分割される全出力電力範囲を含み、各範囲は前記複数の高電圧チャネルのアクティブな高電圧チャネルの数により規定され、
   前記制御ユニットがさらに、（ｃ）（ｉ）前記複数の高電圧チャネルの付加的な高電圧チャネルを順次アクティベート／ディアクティベートすること、（ｃ）（ｉｉ）それぞれ各付加的な高電圧チャネルのスイッチングオン／オフ中にスムーズな遷移を達成するために対応する高電圧チャネルのスイッチング周波数を変調すること、及び（ｃ）（ｉｉｉ）隣接範囲間のさらにスムーズな遷移を可能にするために範囲間の前記出力電力の重なりを提供することにより、前記全出力電力範囲内で前記電源の前記出力電力を増加／減少させる、電源。
2. 前記複数の高電圧チャネルが、異なるタイプのチャネルを有することを特徴とする、請求項１に記載の電源。
3. 前記制御ユニットが位相シフトされた態様で、異なるチャネルの前記共振回路を切り換えることを特徴とする、請求項１に記載の電源。
4. 前記制御ユニットが前記第１動作モードに対し異なる周波数で前記共振回路を切り換えることを特徴とする、請求項１に記載の電源。
5. 前記制御ユニットが前記第２動作モードに対しパルス幅変調モードで前記共振回路を切り換えることを特徴とする、請求項１に記載の電源。
6. 複数の高電圧チャネルを有する電源を動作する方法であって、
   低出力電力動作モードを提供するために、固定されたスイッチング周波数で、パルス幅変調により、前記複数の高電圧チャネルの１つを変調し、一方他の全ての高電圧チャネルをアクティブでないままにするステップと、
   高出力電力動作モードを提供するために、パルス周波数変調によって前記複数の高電圧チャネルのうち１つ以上を、変化するスイッチング周波数において変調するステップとを有し、前記電源の全出力電力範囲が複数の範囲に分割され、各範囲は前記複数の高電圧チャネルのアクティブな高電圧チャネルの数により規定され、前記方法がさらに、
   （ｃ）（ｉ）前記複数の高電圧チャネルの付加的な高電圧チャネルを順次アクティベート／ディアクティベートすること、（ｃ）（ｉｉ）それぞれ各付加的な高電圧チャネルのスイッチングオン／オフ中にスムーズな遷移を達成するために対応する高電圧チャネルのスイッチング周波数を変調すること、及び（ｃ）（ｉｉｉ）隣接範囲間のさらにスムーズな遷移を可能にするために範囲間の前記出力電力の重なりを提供することにより、前記全出力電力範囲内で前記電源の前記出力電力を増加／減少させるステップを有する、方法。
7. 前記低出力電力動作モードにおいて前記複数の高電圧チャネルの中で、アクティブな高電圧チャネルの順序を変えるステップをさらに有する、請求項６に記載の方法。
8. 前記アクティブな高電圧チャネルの温度を測定するステップと、前記測定された温度が既定された閾値温度を超えることに応じて、前記高電圧チャネルの順序変えを開始するステップとをさらに有する、請求項７に記載の方法。
9. 前記アクティブな高電圧チャネルが、既定された期間に動作的であるという決定に応じて、前記高電圧チャネルの順序変えを開始するステップさらに有する、請求項７に記載の方法。

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