JP5063362B2 - X線管用のモジュール電源及びその方法 - Google Patents

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Description

第1の態様によると、本発明は、電源に関する。より詳細には、本発明は、X線源用の電源に関する。
X線管にエネルギーを供給するために、高出力電圧を持つ直流電圧源が必要とされる。医療用途では、X線管用の加速電圧は、15kVと160kVとの間の範囲にある。産業用途では、該加速電圧は、400kVまで上昇し得る。動作時に、X線管は、数ボルトから100kVまでで給電される。
従来技術では、共振回路変換器トポロジを有するX線管用電源が知られる。これらに共通する原理は、主電源を整流し、該主電源を平滑化し、続いて該主電源を高周波数で動作するDC/AC変換器に供給する。該DC/AC変換器は、高電圧変圧器に高周波交流電流を供給する。このように高電圧変圧器は、高出力電圧を持つ高周波交流電流源を形成する。この電圧を整流及び平滑化した後、該電圧は、X線管の電極に供給される。
高電圧の生成及び絶縁に関する困難さは、通常、全電圧をほぼ同等の最大値を有する2つの部分電圧に分割することにより緩和される。一般に、2つの部分電圧の共通ポテンシャルは、通常グランドに接続される。このコンセプトによると、150kVの電圧を絶縁するために、グランドに対して2つの分離した絶縁経路が必要とされる。一方の絶縁経路は、グランドに対して+75kVを絶縁し、他方のものは、グランドに対して−75kVを絶縁する。
しかしながらいくつかのX線用途では、グランドに対して全直流高電圧をつくりあげることが望ましい。このように、X線管の陽極をグランドポテンシャル付近に、陰極を例えば120kVに又はその逆に維持することが可能である。この種の用途は、X線管の一方の電極を最大直流電圧に維持し、X線管の他方の電極がグランドポテンシャル付近であることを可能にする、ユニポーラ高電圧源を必要とする。
国際出願公開WO01/37416A2では、インバータを有するユニポーラ電源が開示される。該電源は、共振回路と共動し、制御ユニットにより出力電力を調整するように制御することができるインバータを有する。該制御ユニットは、電源を、低出力電力範囲と高出力電力範囲との間で切り換える。
JP05029091では、別のタイプの高電圧電源が記載される。該電源は、直流電源に並列で接続された複数の共振インバータ回路を有する。制御ユニットは、高電圧電源の出力電力を調整するために可変周波数の制御電圧を出力する。
本発明の目的は、高出力電力範囲を有し、特に低出力電力範囲に適する電源を提案することである。
この目的は、直流電圧源、制御ユニット及び複数の高電圧チャネルを有する電源により解決される。各高電圧チャネルは、インバータ、共振回路、変圧器ユニット及び整流器を含む。該共振回路は、インバータと共動する。該インバータは、第1スイッチングユニットと第2スイッチングユニットとにより形成され、これらのユニットにより第1スイッチング状態では第1極性の電圧が共振回路に印加され、第2スイッチング状態では第2極性の電圧が共振回路に印加され得る。スイッチング状態は、高出力電力用の第1動作モードでは、出力電力が共振周波数の範囲内で、スイッチング周波数を変化させることにより調整され得るような態様で、制御ユニットにより切り換えることができる。低出力電力用の第2動作モードでは、出力電力は、基本的に一定のスイッチング周波数でのスイッチング状態の持続期間を変化させることにより調整することができ、該周波数は、共振回路の共振周波数よりも少なくとも既定された率低い。2つの動作モードの用途は、本発明の電源が大きな出力電力範囲をカバーすることを可能にする。
本発明の一実施例では、高電圧チャネルが同一である。しかしながら、複数の高電圧チャネルが異なるチャネル、すなわち異なる出力電力をもつチャネルを有することが有利であり得る。この特徴は、電源を特別な電力要件をもつ特定の用途に適用することを可能にする。
該電源の他の有利な実施例では、制御ユニットは、異なるチャネルの共振回路を位相シフトされた態様で切り換える。このように出力電圧のリップルは、減少させる。
出力電力を変化するために、制御ユニットが異なる周波数共振回路を切り換えるように適用されるならば、該制御ユニットは役に立つ。スイッチング周波数の変化は、高電圧チャネルがスイッチングオン又はオフされるときに、スムーズな遷移を可能にする。
本発明の電源の他の実施例では、制御ユニットは、パルス幅変調モードで共振回路を切り換えるように配置される。この動作モードでは、出力電力を低い値に低減することができる。
第2の態様によると、本発明は、本発明の第1の態様による高電圧電源を動作する方法に関する。本発明の第2の態様による発明的な方法は、出力電力をどのように低い値に低減するかに関する。
本発明の方法によると、全ての他の高電圧チャネルを活動しないままで、固定されたスイッチング周波数で、パルス幅変調により複数の高電圧チャネルの1つを変調することが提案される。このように出力電力をとても低い値に減少することが可能である。
本発明の方法の改善によると、クールダウンさせるために、前にアクティブな高電圧チャネルの相対的に長い活動しない期間を可能にするように、複数の高電圧チャネルの中でアクティブ高電圧チャネルを並べ替えることが非常に役立つとわかる。
本発明の方法の有利な実施例によると、アクティブな高電圧チャネルの温度を測定し、もし測定された温度が既定された閾値温度をこえるならば、高電圧チャネルの置換を開始することが提案される。
本発明の方法の変形によると、もしアクティブな高電圧チャネルが既定の期間動作的であるならば、高電圧チャネルの置換を開始することが提案される。明らかに、この変形は温度センサの存在を必要としない。
添付された図面では、本発明の例となる実施例が図示される。図面では対応する要素又はコンポーネントは同じ又は類似の参照符号でラベル付けされる。
図1では、バイポーラ高電圧源の一例が示される。バイポーラ電源は、2つのDC/AC変換器1a,1bを含み、各々が2つの別体の変圧器2a,2bの一次側に接続される。変圧器2a,2bの二次側は、各々が個別平滑コンデンサ4a及び4bを設けられた整流器3a,3bと関連付けられる。各平滑コンデンサ4a及び4bの1つのピンは、自身がグランドポテンシャルに接続される共通接続点5を有する。コンデンサ4a及び4bの他のピンは、X線管6に接続される。より詳細には、コンデンサ4aは、X線管6の陰極7に接続され、コンデンサ4bは、X線管の陽極8と接続される。コンデンサ4a及び4bは、それぞれ等しい値であるが異なる符号をもつ電圧U及びUを供給する。電圧U及びUは、全陰極陽極電圧UAKをつくりあげる。陰極陽極電圧UAKの値は、U及びUの値の合計である。明らかにバイポーラ電源では、高い陰極陽極電圧UAKが、2つの同じ電圧U及びUに分割され、全陰極陽極電圧UAKよりも絶縁することが困難ではない。
図2は、ユニポーラ高電圧源の一例を示す。図2のユニポーラ電源の構造は、図1に示されたバイポーラ電源の半分のものに非常に類似している。ユニポーラ電源は、DC/AC変換器1、変圧器2、整流器3及び平滑コンデンサ4を有する。コンデンサ4のピンは、X線管6の陰極7及び陽極8に接続される。バイポーラ電源とは違い、ユニポーラ電源は、全陰極陽極電圧UAKを供給する。
図3は、全体として参照符号30により示される本発明による電源の概略的な回路図を示す。電源30は、交流主電源を直流レール電圧に整流するメインの整流器31を有する。直流レール電圧は、整流器31の出力に供給され、コンデンサ32を用いて平滑化される。平滑化されたDCレール電圧は、以下により詳しく記載される4つの高電圧チャネル33aから33dに供給される。高電圧チャネル33aから33dの入力は、直流レール電圧に並列で接続される。高電圧チャネル33aから33dの出力は、(示されていない)X線管に並列で接続される。各高電圧チャネル33aから33dの構造は、インバータINV、変圧器TR及び整流器RECTを有する。説明する目的で高電圧チャネル33aは、図3の破線により囲まれる。
本発明は、4つの高電圧チャネルの使用に限定されず、本発明の他の実施例において、高電圧チャネルの数は、より大きく又はより小さくなることができるということは、当業者には明らかになるだろう。特に本発明の他の実施例は、6つの高電圧チャネルを有する。
図4では、1つの高電圧チャネルの概略的な回路図が図示される。直流レール電圧は、インバータの第1分岐41及び第2分岐42が並列に接続される直流電圧源40として記号で表される。第1分岐41は、直列に接続された第1半導体スイッチS1及び第2半導体スイッチS2(例えばスイッチングトランジスタ)を含む。第1自走ダイオードD1及び第2自走ダイオードD2は、第1及び第2半導体スイッチS1、S2それぞれに対して反平行に接続される。同様に、第2分岐42は、直列に接続された第3半導体スイッチS3及び第4半導体スイッチS4により形成される。第3及び第4自走ダイオードD3及びD4は、第3及び第4半導体スイッチに対して反平行に接続される。第1及び第2半導体スイッチS1,S2の接合は、インバータの第1出力端P1を構成する。インバータの第2出力端P2は、第3及び第4半導体スイッチS3、S4の結合から分岐される。
インバータの出力端P1,P2は、インダクタンスL及び該インダクタンスと直列に接続されたコンデンサCにより形成される直列共振回路に接続される。インダクタンスL及びコンデンサCは、変圧器TRの一次巻線に接続される。変圧器TRの二次巻線は、ブリッジ整流器Gの入力と接続される。ブリッジ整流器Gの出力は、負荷R及び平滑コンデンサCに接続される。負荷R及び平滑コンデンサCは、並列に接続される。負荷Rは、出力電流Ioutを出力電圧Uoutで供給される。
プログラム可能制御ユニット46は、スイッチS1/S2及びS2/S3の各対に対してスイッチング信号を生成し、該スイッチング信号は、極性を変化させる各矩形波電圧が、インバータの第1及び第2出力端P1,P2に存在するように、これらの対を導電性状態及びブロックされた状態に交互に切り換える。該矩形波電圧は、共振回路に対して共振タンク電圧Utankを構成する。この回路は、出力直流電圧の振幅を、インバータのパルス周波数変調(PFM)により変調することを可能にする。
図5は、本発明の他の実施例の回路構造の一部を示す。1つの変圧器TRが、2つの二次巻線51を有し、これらはグレーツ(Graets)ブリッジ52により直列に結合される。
図6は、本発明の他の実施例の回路構造の一部を示す。この実施例は、各々が1つの二次巻線61を持つ2つの変圧器TRを設ける。二次巻線61は、電圧ダブラ62を介して並列に結合される。
いくつかの用途では、1つの変換器が供給できるよりも高い出力電力が必要とされ得る。図7に示されるように、いくつかのインバータ71aから71dが高い出力の直流電圧源に接続される。この例では、インバータ71aから71dの2対は、図7には示されていない直流電圧源によって供給される、2つの別個の中間電圧UZKに接続される。インバータ71aから71dの各々は、容量性、誘導性及びオーム性のコンポーネント72a,73a,74aから72d,73d,74dまでからなる共振負荷回路を供給する。各共振回路は、電圧を高いレベルに変換する変圧器を有する。図7に示されるように、いくつかの共振回路は、それぞれ1つの高電圧変圧器75a、75bに接続され得る。変圧器75a、75bの二次電流は、高電圧カスケード76a、76bにより整流される。図7に示されるように、負荷77a,77bは、高電圧カスケード76a,76bにより供給された高電圧の整流されたものに並列に接続される。本発明の特定の実施例では、各カスケードは、50kWの電力を供給する。
整流では、異なるタイプの整流器が、グレーツブリッジ、グライナッヘル直列乗算器、カスケード乗算器及び電圧ダブラに使用され得るということは、当業者に知られる。
本発明の電源の全出力電力範囲は、いくつかの範囲に分割される。図3に示される実施例では、全ての高い電圧チャネルは、等しい大きさにされ、したがって同じ出力電力を有する。この場合、出力電力範囲は、アクティブな高電圧チャネルの数により規定される。最大出力電力を供給するためには、全ての高電圧チャネルが動作的である。最小の出力電力範囲では、1つの高電圧チャネルのみが動作的である。出力電力は、高電圧チャネルの全てがアクティブになるまで、順次付加的な高電圧チャネルをアクティベートすることにより増加される。スイッチング周波数を変調することは、以下に更に記載されるように、高電圧チャネルのスイッチングのときに、スムーズな遷移を達成することを可能にする。出力電力を減少させることは、この順番を戻ること、すなわち1つのチャネルのみが依然としてアクティブになるまで、高電圧チャネルを順次スイッチオフにすることにより実行される。
類似の高電圧チャネルの回路構成の前提条件は、出力高電圧の各値に対して、最大電流ImaxからImax/2までの電流範囲が、国際出願公開WO01/37416から知られる制御方法でカバーされ得ることである。この方法は、パワー半導体における著しいスイッチング損失を避ける。このことは、電流波形が全周期からなることと、電流の振幅がゼロに等しいときに、パワー半導体がスイッチオンされることと、振動が自然に減衰しうることとを意味する。振動周期の間に更なるアクティブなスイッチング動作はない。理想条件では、共振電流が符号を変えるときに、1つの転換が起きる。最初の半分の振動でアクティブなパワー半導体が電流を流し、二番目の半周期に電流の符号が変化するとき、電流は、反平行の構成で接続されたダイオードに渡って方向を転換する(図4)。この動作モードは、最小のスイッチング損失のみを必要とする。この出力電力レンジでは、電力は、スイッチング周波数の変化によってのみ制御される。
全可変出力電力レンジの最大の部分を、最小のスイッチング損失のみ必要とするPFM動作モードでカバーすることが望ましい。この動作方法よりも、ほぼ一定の中間回路電圧Uzkの仮定では、規定された出力電力が、直列共振回路を介して、X線管に最大スイッチング周波数で伝送され得る。最大スイッチング周波数は、直列共振回路の共振周波数の約50%から55%に等しい。この制限は、2つの後に続く共振電流振動がゼロにならなければならないという事実により生じる。提案された動作モードは、この動作モードにおける最小スイッチング周波数が、入力電圧Uzkの規定された値に関連し、出力電圧Uoutが、最大スイッチング周波数の50%よりも低いということを示す。結果として、X線管の放出電流、したがって出力電力は、最大で50%に削減することができる。
この種の動作は、最大出力電力で動作する1つの高電圧チャネルを使用することにより、又は、各々が最大出力電力の半分のみで動作する2つの同一の高電圧チャネルにより、特定の出力電圧及び出力電流(Uout,Iout)によって、規定される同一の動作点に到達することを可能にする。2つの独立した類似するチャネルの動作は、出力電圧におけるリプルを削減するために、ある量の位相シフトで動作することができるという更なる利点を有する。
このコンセプトの実際的な実施例では、2つの異なるモード間のスムーズな遷移を可能にするために、最大出力電力をもつ1つのチャネルの動作と、最小出力電力を持つ2つのチャネルとの間に出力電力の重なりを提供することが重要である。これは、図8に示される。
図8は、横軸に出力電流、縦軸にスイッチング周波数の図を示す。図中の数字は、アクティブな高電圧チャネルの数を示す。該図は、6つの高電圧チャネルを有する電源を参照することに留意されたい。しかし、上記の点以外では、図3及び図7に示される実施例に主な違いはない。140mAから280mAまでの出力電流レンジにおいて、1つの高電圧チャネルのみがアクティブである。出力電流280mAにおいて、第2の高電圧チャネルがスイッチオンされ、一方同時にスイッチング周波数fは、60kHzから30kHzに低減されることがわかる。より高い出力電流を供給するために、スイッチング周波数は、再び増加される。出力電流560mAにおいて、電源は、2つのアクティブな高電圧チャネルから4つのアクティブな高電圧チャネルに切り換えられる。再びスイッチング周波数が、60kHzから30kHzに減少される。最後のステップは、出力電流840mAにおいて、電源が4アクティブチャネルから6アクティブチャネルに切り換わるときに生じる。しかしながら、この場合、スイッチング周波数は、45kHzから30kHzにしか減少されない。この理由は、前のステップとは違い、高電圧チャネルの数が倍にされないからである。
また、もし本発明の他の実施例における高電圧チャネルが同一でないならば、スイッチング周波数は、スムーズな遷移を得るために高電圧チャネルの異なる出力電力に対応して変化されなければならない。
出力電力を増加させるために、スイッチング周波数は、電流ギャップが再びゼロになるまで増加し得るか、又は、1以上の更なるチャネルをアクティベートすることによって、及び、スイッチング周波数の適合に対応してなされる。「電流ギャップ」という用語は、国際出願公開WO01/37416 A2に記載されたPFM動作方法を指している。このモードにおける最大出力電力は、もし電流ギャップがほとんどゼロになる限界で全てのインバータが動作されるならば、達成される。本実施例では、この状況は、60kHzに等しいスイッチング周波数fにおいて生じる。
もし1以上のコンバータのスイッチング周波数fが、この点を超えて増加されるならば、より大きな電力が伝送される。しかしながら、この動作モードでは、かなりのスイッチングの浪費が、半導体スイッチにおいて起こり、熱の形態で運ばれるに違いない。図8に示されるように、140mAから1680mAまでの出力電流の電力レンジの非常に大きな部分は、パワー半導体のスイッチング浪費を被ることなしに、PFM動作モードにおいて制御することができる。明らかに出力電流レンジは、高電圧チャネルの数を更に増加させることによって、より高い電流に拡張することができる。
これとは逆に、0mAと同程度に低い非常に低電流でX線管を動作することが、時々必要である。この状況は、図8の左側に示される。図からわかるように、スイッチング周波数は、30kHzで一定のままである。スイッチング周波数を更に低下させる代わりに、可変負荷サイクルをもつ変換器のパルス幅変調が選択される。低出力電力範囲は、電流が流れるときの最初の半分の振動において、少なくとも1つのパワー半導体をスイッチオフすることにより達成される。スイッチング周波数とは独立して、負荷サイクルは、出力電力がゼロに低減され得るように共振回路の共振周期に適用され得る。負荷サイクルを変調することは、パルス幅変調(PWM)として知られる。PWM動作モードでは、電力がアクティブな半導体において浪費されるので、低いスイッチング周波数が半導体における電力浪費を低減するために有利である。0から140mAまで出力電流は、PWM変調により変調され、140mAから280mAまでパルス周波数変調(PFM)が適用される。
非常に低い出力電力をもつ動作モードでは、かなりのスイッチング損失が生成される。これらの浪費的な損失は、運び出されるに違いない。この問題は、相対的に長期間、低出力電力で高電圧源を操作することが時々必要であるという事実により、悪化される。それから、1つの高電圧チャネルにおける熱負荷を扱うことは、困難になる。この問題を緩和するために、本発明の電源の好ましい実施例は、相対的に長いアクティブでない期間にクールダウンすることが可能であるように、異なる高電圧チャネルを順次スイッチオン及びオフする。このように、ファン等のような冷却装置の費用を低減することができる。1つの高電圧チャネルから他のものに切り換える間、出力電流におけるスムーズな遷移は、現在アクティブなチャネルをゆっくりと停止し、前にアクティブでなかった他のものをゆっくりと導入することにより達成することができる。
本発明の一実施例では、アクティブな高電圧チャネルの置換は、既定された期間が経過した後に開始される。しかしながら、他の好ましい実施例では、温度センサが、インバータ、変圧器若しくは整流器又はアクティブな高電圧チャネルの温度に対して決定的ないかなる他のコンポーネントの温度を測定するために設けられる。この実施例では、もし測定された温度が既定された閾値温度を超えるならば、置換が開始される。いかなる適切な及び商業的に利用可能な温度センサ、例えばサーミスタも、この目的のために使用することができる。温度センサは、図面に示されない。
図9は、出力電力の関数として、高電圧チャネルの効率を示す。図7は、効率性の観点から、電源における高い及び低い浪費の動作領域を反映する。低い及び高い出力電力範囲における低い効率性は、高い浪費の損失に対応し、高い効率性は低い浪費の損失に対応する。高効率の好ましい動作領域は、図7における2つの垂直な線の間に囲まれる。好ましい動作領域の外側で、かなりのスイッチング損失が生じる。
最後に、請求項における参照符号は、請求項の範囲を制限すると理解されてはならないことに留意されたい。参照符号は、単に請求項の理解を容易にするために単に提供される。
図1は、従来技術で知られるバイポーラ高電圧電源である。 図2は、従来技術で知られるユニポーラ高電圧電源である。 図3は、4つの高電圧チャネルを有する本発明による電源の概略的な回路図である。 図4は、図3の電源の高電圧チャネルの第1トポロジである。 図5は、本発明の他の実施例の一部の概略的な回路図である。 図6は、本発明の他の実施例の一部の概略的な回路図である。 図7は、4つの高電圧チャネルを有する本発明による他の電源の概略的な回路図である。 図8は、異なる出力電流に対して本発明の電源の動作モードを図示する図である。 図9は、出力電力の関数として、電源の効率を示す図である。

Claims (9)

  1. 直流電圧源、制御ユニット及び複数の高電圧チャネルを有する電源であって、各高電圧チャネルが、インバータ、共振回路、変圧器及び整流器を含み、該共振回路が前記インバータと共動し、
    該インバータが、(a)(i)第1スイッチング状態においては第1極性の電圧を、(a)(ii)第2スイッチング状態においては第2極性の電圧前記共振回路に印加する第1スイッチングユニットと第2スイッチングユニットとを含み、
    前記制御ユニットが、(b)(i)高出力電力第1動作モードでは前記複数の高電圧チャネルのうち1つ以上の出力電力が前記共振周波数の範囲において前記スイッチング周波数を変化させることにより調整され、(b)(ii)低出力電力第2動作モードでは、前記複数の高電圧チャネルのうち1つのみの出力電力が、前記共振回路の前記共振周波数よりも少なくとも既定された率低い実質的に一定のスイッチング周波数で前記スイッチング状態の持続期間を変化させることにより調整され、一方全ての他の高電圧チャネルをアクティブでないままにするように、前記スイッチング状態を切り替え、
    前記電源がさらに、複数の範囲に分割される全出力電力範囲を含み、各範囲は前記複数の高電圧チャネルのアクティブな高電圧チャネルの数により規定され、
    前記制御ユニットがさらに、(c)(i)前記複数の高電圧チャネルの付加的な高電圧チャネルを順次アクティベート/ディアクティベートすること、(c)(ii)それぞれ各付加的な高電圧チャネルのスイッチングオン/オフ中にスムーズな遷移を達成するために対応する高電圧チャネルのスイッチング周波数を変調すること、及び(c)(iii)隣接範囲間のさらにスムーズな遷移を可能にするために範囲間の前記出力電力の重なりを提供することにより、前記全出力電力範囲内で前記電源の前記出力電力を増加/減少させる、電源。
  2. 前記複数の高電圧チャネルが、異なるタイプのチャネルを有することを特徴とする、請求項1に記載の電源。
  3. 前記制御ユニットが位相シフトされた態様で、異なるチャネルの前記共振回路を切り換えることを特徴とする、請求項1に記載の電源。
  4. 前記制御ユニットが前記第1動作モードに対し異なる周波数で前記共振回路を切り換えることを特徴とする、請求項1に記載の電源。
  5. 前記制御ユニットが前記第2動作モードに対しパルス幅変調モードで前記共振回路を切り換えることを特徴とする、請求項1に記載の電源。
  6. 複数の高電圧チャネルを有する電源を動作する方法であって、
    低出力電力動作モードを提供するために、固定されたスイッチング周波数で、パルス幅変調により、前記複数の高電圧チャネルの1つを変調し、一方他の全ての高電圧チャネルをアクティブでないままにするステップと、
    高出力電力動作モードを提供するために、パルス周波数変調によって前記複数の高電圧チャネルのうち1つ以上を、変化するスイッチング周波数において変調するステップとを有し、前記電源の全出力電力範囲が複数の範囲に分割され、各範囲は前記複数の高電圧チャネルのアクティブな高電圧チャネルの数により規定され、前記方法がさらに、
    (c)(i)前記複数の高電圧チャネルの付加的な高電圧チャネルを順次アクティベート/ディアクティベートすること、(c)(ii)それぞれ各付加的な高電圧チャネルのスイッチングオン/オフ中にスムーズな遷移を達成するために対応する高電圧チャネルのスイッチング周波数を変調すること、及び(c)(iii)隣接範囲間のさらにスムーズな遷移を可能にするために範囲間の前記出力電力の重なりを提供することにより、前記全出力電力範囲内で前記電源の前記出力電力を増加/減少させるステップを有する、方法。
  7. 前記低出力電力動作モードにおいて前記複数の高電圧チャネルの中で、アクティブな高電圧チャネルの順序を変えるステップをさらに有する、請求項6に記載の方法。
  8. 前記アクティブな高電圧チャネルの温度を測定するステップと、前記測定された温度が既定された閾値温度を超えることに応じて、前記高電圧チャネルの順序変えを開始するステップとをさらに有する、請求項7に記載の方法。
  9. 前記アクティブな高電圧チャネルが、既定された期間に動作的であるという決定に応じて、前記高電圧チャネルの順序変え開始するステップさらに有する、請求項7に記載の方法。
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