JP2020102933A - スイッチング電源装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング電源装置において、入出力間の電圧差が大きい場合、回路内に循環する電流が増大するので、主に導通損失が増大し、電力変換効率が低下し易いという課題を解決する。【解決手段】例えば、ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次、２次側インバータ１０Ａ，３０Ａと、変圧器２０Ａと、そのインバータ１０Ａ，３０Ａをスイッチング制御する制御部４０と、を備えている。制御部４０は、インバータ１０Ａをスイッチング駆動するための複数の駆動パルス中、及び／又は、インバータ３０Ａをスイッチング駆動する複数の駆動パルス中に、Ｈ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターン、及び／又は、Ｌ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する構成になっている。【選択図】図１−１

Description

本発明は、デュアル・アクティブ・ブリッジ（以下「ＤＡＢ」という。）型ＤＣ／ＤＣコンバータといったスイッチング電源装置及びその制御方法に関するものである。

従来、スイッチング電源装置の一つであるＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、例えば、特許文献１、２に記載されているように、変圧器の１次側と２次側のフルブリッジインバータを位相シフト制御することにより、双方向に電力伝送が可能な直流／直流変換器である。

図３は、特許文献１、２に記載された従来の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
この単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流の１次側電圧Ｖｄｃ１及び１次側電流Ｉｄｃ１を平滑する１次側平滑コンデンサ１に対して並列に、１次側インバータ１０が接続されている。１次側インバータ１０は、平滑された１次側電圧Ｖｄｃ１及び１次側電流Ｉｄｃ１をスイッチングして単相交流電圧及び単相交流電流に変換する回路であり、アームＡの高レベル（以下「Ｈ」という。）側スイッチ１１、アームＡの低レベル（以下「Ｌ」という。）側スイッチ１２、アームＢのＨ側スイッチ１３、及びアームＢのＬ側スイッチ１４のフルブリッジ回路により構成されている。スイッチ１１，１２間の接続点、及びスイッチ１３，１４間の接続点には、単相リアクトル１７，１８を介して、単相変圧器２０の１次巻線が接続されている。

単相変圧器２０の２次巻線には、２次側インバータ３０が接続されている。なお、単相変圧器２０の１次巻線及び２次巻線の上端付近に付された黒丸は、巻線の巻き初めを表している。２次側インバータ３０は、変圧器２０の２次巻線から出力される交流電圧及び交流電流を整流する回路であり、アームＡのＨ側スイッチ３１、アームＡのＬ側スイッチ３２、アームＢのＨ側スイッチ３３、及びアームＢのＬ側スイッチ３４のフルブリッジ回路により構成されている。２次側インバータ３０で整流された直流電圧及び直流電流は、２次側平滑コンデンサ３７にて平滑され、平滑された直流の２次側電圧Ｖｄｃ２及び２次側電流Ｉｄｃ２が出力されるようになっている。
１次側インバータ１０及び２次側インバータ３０を構成するスイッチ１１〜１４，３１〜３４は、制御部３８から供給される駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４，Ｓ３１〜Ｓ３４によってそれぞれオン／オフ動作する素子であり、メタル・オキサイド・セミコンダクタ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）や、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ（以下「ＩＧＢＴ」という。）等のパワー半導体素子により構成されている。各スイッチ１１〜１４，３１〜３４には、回生用のダイオードがそれぞれ逆並列に接続されている。

又、特許文献１に記載された従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、１次側平滑コンデンサ１、１次側インバータ１０Ａ、リアクトル１７，１８（及び図示しない１９）、変圧器２０Ａ、２次側インバータ３０Ａ、及び２次側平滑コンデンサ３７により構成されている。
ここで、１次側インバータ１０Ａは、アームＡに相当するＵ相のＨ側スイッチ１１、Ｕ相のＬ側スイッチ１２、アームＢに相当するＶ相のＨ側スイッチ１３、Ｖ相のＬ側スイッチ１４、図示しないＷ相のＨ側スイッチ（説明の便宜上、符号「１５」を付す。）、及び図示しないＷ相のＬ側スイッチ（説明の便宜上、符号「１６」を付す。）のフルブリッジ回路により構成されている。スイッチ１１，１２間の接続点、スイッチ１３，１４間の接続点、及び図示しないスイッチ１５，１６間の接続点には、３相リアクトル１７，１８，１９を介して、３相変圧器２０Ａの１次巻線が接続されている。

３相変圧器２０Ａの２次巻線には、２次側インバータ３０Ａが接続されている。２次側インバータ３０Ａは、変圧器２０Ａの２次巻線から出力される３相交流電圧及び３相交流電流を整流する回路であり、アームＡに相当するＵ相のＨ側スイッチ３１、Ｕ相のＬ側スイッチ３２、アームＢに相当するＶ相のＨ側スイッチ３３、Ｖ相のＬ側スイッチ３４、図示しないＷ相のＨ側スイッチ（説明の便宜上、符号「３５」を付す。）、及び図示しないＷ相のＬ側スイッチ（説明の便宜上、符号「３６」を付す。）のフルブリッジ回路により構成されている。
２次側インバータ３０Ａで整流された直流電圧及び直流電流は、２次側平滑コンデンサ３７にて平滑され、平滑された直流の２次側電圧Ｖｄｃ２及び２次側電流Ｉｄｃ２が出力されるようになっている。
１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａを構成するスイッチ１１〜１６，３１〜３６は、制御部３８Ａから供給される駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６によってそれぞれオン／オフ動作する構成になっている。

図４は、特許文献１に記載された従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける定常状態デッドタイム無し（Ｈ側スイッチとＬ側スイッチとが交互にオン／オフする状態）の１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６のパターン図である。図示しないが、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６のパターンも、図４と同様である。
従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの電力変換部を駆動する駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６は、周波数ωが一定であり、デューティ比Ｄが０．５の固定、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相が１２０°ずつの位相差βを持っている。
１次側インバータ１０Ａは、制御部３８Ａから供給される１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６により、スイッチ１１〜１６がオン／オフ動作し、直流の１次側電圧Ｖｄｃ１及び１次側電流Ｉｃｄ１を３相交流電圧ｖｐ（以下「出力電圧ｖｐ」という。）及び３相交流電流に変換する。２次側インバータ３０Ａは、制御部３８Ａから供給される２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６により、スイッチ３１〜３６がオン／オフ動作し、変圧器２０Ａの２次巻線に誘起された３相交流電圧ｖｓ（以下「入力電圧ｖｓ」という。）及び３相交流電流を直流電圧Ｖｄｃ２及び直流電流Ｉｄｃ２に変換する。
１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバータ３０Ａの入力電圧ｖｓとの間の位相差φにより、入力電圧、出力電圧、及び電力の流れを制御できる。変圧器２０Ａの１次巻線及び２次巻線間の電圧ｖｌ（＝ｖｐ−ｖｓ）がリアクトル１７〜１９を通ることにより、変圧器２０Ａに電流が流れる。この電流から出力電力Ｐｏを次式（１）のように計算できる。

Ｐｏ＝Ｎｐｓ（Ｖ^２ｄｃ１／ωＬ）ｄφ［１−（φ／π）］
＝Ｎｐｓ（Ｖ^２ｄｃ１／ωＬ）ｄφ［φ−（φ^２／π）］ （１）
但し、Ｌ；リアクトル１７〜１９のインダクタンス
ω；周波数
Ｎｐｓ；変圧器２０Ａの１次巻線と２次巻線との巻線比
（又は変圧比）
Ｖｄｃ１；１次側電圧
Ｖｄｃ２；２次側電圧
ｄ＝Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１
φ；１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバー
タ３０Ａの入力電圧ｖｓとの間の位相差

米国特許５，０２７，２６４号公報 特開２０１８−２６９６１号公報

ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバータ３０Ａの入力電圧ｖｓとの間の位相差φを変えることにより、容易に昇降圧動作、及び双方向電力変換が可能である。
しかし、入出力間の電圧差が大きい場合、回路内に循環する電流が増大するため、主に導通損失が増大し、電力変換効率が低下し易いという問題がある。
例えば、２次側電圧Ｖｄｃ２が０Ｖ（又はそれに近い電圧）の場合、回路内を循環する電力は、２次側電圧Ｖｄｃ２がないのですべての電流が出力電力にならず（即ち、電力は電圧と電流の積算であり、２次側電圧Ｖｄｃ２が０Ｖなので電力を発生できず）、回路内を循環する電流による導通損失分が全く出力電力に寄与せずに、全て電力変換のための損失になり、電力変換効率が低下し易いという問題がある。

このような問題を解決するための技術として、図５のような単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法が知られている。
図５は、特許文献２に記載された従来の図３の単相ＤＡＢ型コンバータにおける定常状態デッドタイム無しの１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４のパターン図である。
例えば、図３の１次側インバータ１０内のアームＡ側スイッチ１１，１２とアームＢ側スイッチ１３，１４との間の位相差β１を変えるための位相シフト制御をすることにより、又は、図示しないが、図３の２次側インバータ３０内のアームＡ側スイッチ３１，３２とアームＢ側スイッチ３３，３４との間の位相差β２を変えるための位相シフト制御をすることにより、上記のＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの問題を解決している。

しかしながら、従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法では、図４に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相間で位相差βが物理的に１２０°に固定されているので、図５のような位相差β１又はβ２を変えるための位相シフト制御を適用することが難しい。そのため、上述したように、入出力間の電圧差が大きい場合、回路内に循環する電流が増大するので、主に導通損失が増大し、電力変換効率が低下し易いという問題を解決することができなかった。

本発明のスイッチング電源装置は、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、複数の１次側駆動パルスを出力して前記１次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスを出力して前記２次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記１次側インバータの出力値（例えば、出力電圧又は出力電流）と前記２次側インバータの入力値（例えば、入力電圧又は入力電流）との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する制御部と、を備えている。
そして、前記制御部は、前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に、前記Ｈ側のスイッチのすべて及び／又は前記Ｌ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する構成にしている。

更に、本発明におけるスイッチング電源装置の制御方法は、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、１次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、複数のＨ側及びＬ側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、を備えるスイッチング電源装置の制御方法である。
そして、複数の１次側駆動パルス及び複数の２次側駆動パルスを生成し、前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に、前記Ｈ側のスイッチのすべて及び／又は前記Ｌ側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加し、前記複数の１次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の１次側駆動パルスにより、前記１次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、前記複数の２次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の２次側駆動パルスにより、前記２次側インバータにおける前記複数のＨ側及びＬ側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記１次側インバータの出力値（例えば、出力電圧又は出力電流）と前記２次側インバータの入力値（例えば、入力電圧又は入力電流）との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御している。

本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法によれば、１次側インバータ及び２次側インバータのうちのいずれか一方又は両方のインバータの駆動パルスに、Ｈ側スイッチすべてが同時にオンするデューティ比のパルスパターン、又はＬ側スイッチすべてがオンするデューティ比のパルスパターンを付加している。そのため、特に入出力間の電圧差が大きい場合、同じ出力電力値でも、回路内を循環して出力電力に寄与しない電流値を大幅に低減することができるので、電力変換損失を低減することができる。これにより、各種の回路構成素子、放熱機器等の簡素化が可能となる。

本発明の実施例１における３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図 図１−１中の制御部４０の構成を示す機能ブロック図 図１−１及び図１−２の定常状態デッドタイム無しの１次側駆動パルスのパターン図 従来の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図 従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける定常状態デッドタイム無しの１次側駆動パルスのパターン図 従来の単相ＤＡＢ型コンバータにおける定常状態デッドタイム無しの１次側駆動パルスのパターン図 実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御方法を示す動作波形図 図６の回路モード（１）〜（４）を示す動作図 図６の回路モード（５）〜（６）を示す動作図 実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御方法を示す動作波形図 図８の回路モード（１）〜（２）を示す動作図 図８の回路モード（Ｂ）〜（Ｃ）を示す動作図 図８の回路モード（３）〜（４）を示す動作図 図８の回路モード（５）〜（６）を示す動作図 図８の回路モード（Ｆ）〜（６）を示す動作図 実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御方法を示す動作波形図 図１０の回路モード（Ａ）〜（Ｄ）を示す動作図 図１０の回路モード（Ｅ）〜（Ｆ）を示す動作図 実施例１と従来の位相差φに対する２次側電流の比較結果図 実施例１と従来の位相差φに対する変圧器電流実効値の比較結果図 実施例１と従来の１次側デューティ比Ｄ１に対する変圧器電流実効値の差異図 制御部４０の変形例を示す機能ブロック図 本発明の実施例２の定常状態デッドタイム無しの駆動パルスのパターン図 実施例２と従来の１次側デューティ比Ｄ１に対する変圧器電流実効値の差異図

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）
図１−１は、本発明の実施例１における３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータは、従来と同様の電力変換部と、従来とは異なる制御部４０と、により構成されている。
即ち、電力変換部は、直流の１次側電圧Ｖｄｃ１及び１次側電流Ｉｄｃ１を平滑する１次側平滑コンデンサ１を有し、この１次側平滑コンデンサ１に対して並列に、１次側インバータ１０Ａが接続されている。１次側インバータ１０Ａは、平滑された１次側電圧Ｖｄｃ１及び１次側電流Ｉｄｃ１をスイッチングしてＵ，Ｖ，Ｗ相の３相交流電圧及び３相交流電流に変換する回路であり、Ｕ相のＨ側スイッチ１１、Ｕ相のＬ側スイッチ１２、Ｖ相のＨ側スイッチ１３、Ｖ相のＬ側スイッチ１４、Ｗ相のＨ側スイッチ１５、及びＷ相のＬ側スイッチ１６のフルブリッジ回路により構成されている。スイッチ１１，１２間の接続点、スイッチ１３，１４間の接続点、及びスイッチ１５，１６間の接続点には、３相リアクトル１７，１８，１９を介して、３相変圧器２０Ａの１次巻線が接続されている。

３相変圧器２０Ａの２次巻線には、２次側インバータ３０Ａが接続されている。なお、３相変圧器２０Ａの１次巻線及び２次巻線の上端付近に付された黒丸は、巻線の巻き初めを表している。２次側インバータ３０Ａは、変圧器２０Ａの２次巻線から出力される３相交流電圧及び３相交流電流を整流する回路であり、Ｕ相のＨ側スイッチ３１、Ｕ相のＬ側スイッチ３２、Ｖ相のＨ側スイッチ３３、Ｖ相のＬ側スイッチ３４、Ｗ相のＨ側スイッチ３５、及びＷ相のＬ側スイッチ３６のフルブリッジ回路により構成されている。２次側インバータ３０Ａで整流された直流電圧及び直流電流は、２次側平滑コンデンサ３７にて平滑され、平滑された直流の２次側電圧Ｖｄｃ２及び２次側電流Ｉｄｃ２が出力されるようになっている。

１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａを構成するスイッチ１１〜１６，３１〜３６は、制御部４０から供給される駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６、Ｓ３１〜Ｓ３６によってそれぞれオン／オフ動作する素子であり、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等のパワー半導体素子により構成されている。各スイッチ１１〜１６，３１〜３６には、回生用のダイオードがそれぞれ逆並列に接続されている。各スイッチ１１〜１６，３１〜３６をＭＯＳＦＥＴで構成する場合には、例えば、そのＭＯＳＦＥＴの寄生容量を使用しても良い。
又、３相変圧器２０Ａの１次巻線と２次巻線とには、それぞれリアクトルが直列に接続される。それらのリアクトルは、変圧器２０Ａの漏れインダクタンスで代用しても良い。図１−１では、図示を簡略化するために、変圧器２０Ａの１次巻線側に、リアクトル１７，１８，１９がそれぞれ直列に接続されている。

図１−２は、図１−１中の制御部４０の構成を示す機能ブロック図である。
制御部４０は、複数の１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を出力して１次側インバータ１０Ａにおける複数のＨ側スイッチ１１，１３，１５及びＬ側スイッチ１２，１４，１６をそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を出力して２次側インバータ３０Ａにおける複数のＨ側スイッチ３１，３３，３５及びＬ側スイッチ３２，３４，３６をそれぞれオン／オフ動作させ、１次側インバータ１０Ａの出力値（例えば、交流電圧である出力電圧ｖｐ又は交流電流）と２次側インバータ３０Ａの入力値（例えば、交流電圧である入力電圧ｖｓ又は交流電流）との間の位相差φを変えて２次側インバータ３０Ａの出力電力を制御するものである。特に、本実施例１の制御部４０では、複数の１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６中に、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５のすべてを同時にオンするパルスパターン、及び／又は、Ｌ側スイッチ１２，１４，１６のすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する機能を有している。更に、複数の２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６中に、Ｈ側スイッチ３１，３３，３５のすべてを同時にオンするパルスパターン、及び／又は、Ｌ側スイッチ３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する機能を有している。

図１−２に示す制御部４０は、例えば、２次側電圧Ｖｄｃ２の定電圧制御を行うものであり、２次側指令値（例えば、２次側電圧指令値）Ｖ２と２次側電圧Ｖｄｃ２との誤差ｅを求める誤差部４１を有し、この出力側に、位相差算出部４２が接続されている。位相差算出部４２は、入力される誤差ｅに基づき、出力電力指令値となる、１次側インバータ１０Ａの出力値（例えば、出力電圧）ｖｐと２次側インバータ３０Ａの入力値（例えば、入力電圧）ｖｓとの位相差φを算出するものであり、この出力側に、駆動パルス生成部４３が接続されている。
駆動パルス生成部４３は、入力される位相差φに基づき、複数の１次側駆動パルスＳ１０及び複数の２次側駆動パルスＳ３０を生成するものであり、この出力側に、１次側パルスパターン付加部４４及び２次側パルスパターン付加部４５が接続されている。１次側パルスパターン付加部４４及び２次側パルスパターン付加部４５の入力側には、デューティ比算出部４６も接続されている。

デューティ比算出部４６は、１次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２との電圧比に基づき、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５のすべて、及び／又は、Ｌ側スイッチ１２，１４，１６のすべてを同時にオンするパルスパターンの第１デューティ比Ｄ１と、Ｈ側スイッチ３１，３３，３５のすべて、及び／又は、Ｌ側スイッチ３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンの第２デューティ比Ｄ２と、を算出して１次側パルスパターン付加部４４及び２次側パルスパターン付加部４５へ与えるものである。第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２は、０〜１の範囲の所望の値である。
１次側パルスパターン付加部４４は、複数の１次側駆動パルスＳ１０中に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加するための出力パルスＳ４４を出力するものであり、この出力側に、１次側パルス駆動部４７が接続されている。２次側パルスパターン付加部４５は、複数の２次側駆動パルスＳ３０中に、第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加するための出力パルスＳ４５を出力するものであり、この出力側に、２次側パルス駆動部４８が接続されている。

１次側パルス駆動部４７は、１次側パルスパターン付加部４４の出力パルスＳ４４を駆動して１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させるための１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を出力するものである。更に、２次側パルス駆動部４８は、２次側パルスパターン付加部４５の出力パルスＳ４５を駆動して２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させるための２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を出力するものである。
このような図１−２の制御部４０は、例えば、中央処理装置（以下「ＣＰＵ」という。）や個別回路により構成されている。

（実施例１の制御方法）
図２は、図１−１及び図１−２の定常状態におけるデッドタイム無しの１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６のパターン図である。
駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６のＨによってスイッチ１１〜１６がオンし、駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６のＬによってスイッチ１１〜１６がオフする。駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６の周波数ωは一定、各スイッチ１１〜１６のオン／オフのデューティ比は０．５である。１周期の回路モード（１）〜（６）に示すように、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相は１２０°ずつの位相差βを持っている。各回路モード（１）〜（６）において、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンになるデューティ比Ｄ１のパルスパターンと、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンになるデューティ比Ｄ１のパルスパターンと、が付加されている。
なお、図２では、デューティ比Ｄ１のパルスパターンが、駆動パルスの半周期の中央に配置されているが、中央以外の箇所に配置しても良い。
図示しないが、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６のパターン図は、図２と同様に、全Ｌ側スイッチ３２，３４，３６がオンになるデューティ比Ｄ２のパルスパターンと、全Ｈ側スイッチ３１，３３，３５がオンになるデューティ比Ｄ２のパルスパターンと、が付加された図、或いは、図２と異なり、デューティ比Ｄ２のパルスパターンが付加されていない図になっている。１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６と２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６との間には、位相差φが設けられる。

次に、１次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２とが近い場合の通常動作（Ｉ）と、２次側短絡時の動作（ＩＩ）と、を説明する。

（Ｉ） １次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２とが近い場合の通常動作
例えば、図１−１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、直流１次側電圧Ｖｄｃ１を入力し、２次側平滑コンデンサ３７の出力側に接続された図示しない負荷へ、一定の直流２次側電圧Ｖｄｃ２を供給する場合、１次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２とが近い時の通常動作について説明する。この通常動作では、図２の回路モード（１）〜（６）中にデューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターンが付加されていない。
図１−２の制御部４０において、２次側電圧指令値Ｖ２に対して２次側電圧Ｖｄｃ２が変動すると、誤差部４１により、２次側電圧指令値Ｖ２と２次側電圧Ｖｄｃ２との誤差ｅが求められ、その誤差ｅが位相差算出部４２に入力される。位相差算出部４２は、入力された誤差ｅを０にするような、１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバータ３０Ａの入力電圧ｖｓとの位相差φを算出し、その位相差φを駆動パルス生成部４３に入力する。駆動パルス生成部４３は、入力された位相差φに基づき、１次側駆動パルスＳ１０及び２次側駆動パルスＳ３０を生成し、その１次側駆動パルスＳ１０を１次側パルスパターン付加部４４に入力し、その２次側駆動パルスＳ３０を２次側パルスパターン付加部４５に入力する。

デューティ比算出部４６は、１次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２との電圧比が略１であるので、第１デューティ比Ｄ１＝第２デューティ比Ｄ２＝０を算出する。そのため、１次側パルスパターン付加部４４は、入力された１次側駆動パルスＳ１０に対応する出力パルスＳ４４を生成し、その出力パルスＳ４４を１次側パルス駆動部４７に入力する。更に、２次側パルスパターン付加部４５は、入力された２次側駆動パルスＳ３０に対応する出力パルスＳ４５を生成し、その出力パルスＳ４５を２次側パルス駆動部４８に入力する。１次側パルス駆動部４７は、入力された出力パルスＳ４４を駆動し、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を生成して図１−１の１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させる。同様に、２次側パルス駆動部４８は、入力された出力パルスＳ４５を駆動し、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を生成して図１−１の２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させる。
デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加されていない図２の回路モード（１）の時、図１−１の１次側インバータ１０Ａ内のＵ相のＨ側スイッチ１１がオフ、Ｌ側スイッチ１２がオン、Ｖ相のＨ側スイッチ１３がオン、Ｌ側スイッチ１４がオフ、Ｗ相のＨ側スイッチ１５がオフ、及びＬ側スイッチ１６がオンする。同様に、位相差φを持って、図１−１の２次側インバータ３０Ａ内のＵ相のＨ側スイッチ３１がオフ、Ｌ側スイッチ３２がオン、Ｖ相のＨ側スイッチ３３がオン、Ｌ側スイッチ３４がオフ、Ｗ相のＨ側スイッチ３５がオフ、及びＬ側スイッチ３６がオンする。

すると、図１−１において、１次側電圧Ｖｄｃ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→リアクトル１８→変圧器２０Ａの１次巻線→リアクトル１７→Ｌ側スイッチ１２→１次側電圧Ｖｄｃ１源の−側の経路と、１次側電圧Ｖｄｃ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→リアクトル１８→変圧器２０Ａの１次巻線→リアクトル１９→Ｌ側スイッチ１６→１次側電圧Ｖｄｃ１源の−側の経路と、に１次側電流Ｉｄｃ１が流れる。これに対応して、変圧器２０Ａの２次巻線に誘導起電力が発生し、変圧器２０Ａの２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３２のダイオード→２次巻線の経路と、変圧器２０Ａの２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３６のダイオード→２次巻線の経路と、に２次側電流Ｉｄｃ２が流れる。
更に、デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加されていない図２の他の回路モード（２）〜（６）が実行され、１周期のスイッチング動作が終了する。

ここで、変圧器２０Ａの１次巻線及び２次巻線間の電圧ｖｌ（＝ｖｐ−ｖｓ）がリアクトル１７〜１９を通ることによって、その変圧器２０Ａに電流が流れる。この電流から出力電力Ｐｏを前記式（１）と同様に計算できる。
Ｐｏ＝Ｎｐｓ（Ｖ^２ｄｃ１／ωＬ）ｄφ［１−（φ／π）］
＝Ｎｐｓ（Ｖ^２ｄｃ１／ωＬ）ｄφ［φ−（φ^２／π）］
但し、Ｌ；リアクトル１７〜１９のインダクタンス
ω；周波数
Ｎｐｓ；変圧器２０Ａの１次巻線と２次巻線との巻線比
（又は変圧比）
Ｖｄｃ１；１次側電圧
Ｖｄｃ２；２次側電圧
ｄ＝Ｖｄｃ２／Ｖｄｃ１
φ；１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバー
タ３０Ａの入力電圧ｖｓとの間の位相差
そのため、１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバータ３０Ａの入力電圧ｖｓとの間の位相差φにより、２次側電圧指令値Ｖ２と一致するように、２次側電圧Ｖｄｃ２が制御される。

（ＩＩ） ２次側短絡時の動作
例えば、負荷の変動によって２次側電圧Ｖｄｃ２が０Ｖ（短絡状態）になった場合の動作を説明する。この動作では、図２の回路モード（１）〜（６）中に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加される。
図１−２の制御部４０において、２次側電圧Ｖｄｃ２が０Ｖになり、誤差部４１から位相差算出部４２へ出力される誤差ｅが最大になる。位相差算出部４２では、位相差φ＝０ｄｅｇを算出し、この０ｄｅｇを駆動パルス生成部４３に入力する。駆動パルス生成部４３は、位相差φ＝０ｄｅｇの１次側駆動パルスＳ１０及び２次側駆動パルスＳ３０を生成し、その１次側駆動パルスＳ１０を１次側パルスパターン付加部４４に入力すると共に、その２次側駆動パルスＳ３０を２次側パルスパターン付加部４５に入力する。

デューティ比算出部４６では、１次側電圧Ｖｄｃ１と２次側電圧Ｖｄｃ２との電圧比が最大値のＶｄｃ１であるので、例えば、第１デューティ比Ｄ１＝第２デューティ比Ｄ２＝０．６６を算出する。そのため、１次側パルスパターン付加部４４は、入力された１次側駆動パルスＳ１０に第１デューティ比Ｄ１を付加した出力パルスＳ４４を生成し、その出力パルスＳ４４を１次側パルス駆動部４７に入力する。更に、２次側パルスパターン付加部４５は、入力された２次側駆動パルスＳ３０に第２デューティ比Ｄ２を付加した出力パルスＳ４５を生成し、その出力パルスＳ４５を２次側パルス駆動部４８に入力する。１次側パルス駆動部４７は、入力された出力パルスＳ４４を駆動し、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を生成して図１−１の１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させる。同様に、２次側パルス駆動部４８は、入力された出力パルスＳ４５を駆動し、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を生成して図１−１の２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させる。

すると、付加された第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンにより、図２の回路モード（１）において、Ｖ相のＨ側スイッチ１３がオンからオフ、Ｌ側スイッチ１４がオフからオンへ遷移し、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。更に、付加された第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンにより、回路モード（２）において、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオン、回路モード（３）において、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオン、回路モード（４）において、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオン、回路モード（５）において、全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオン、及び、回路モード（６）において、全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。
同様に、付加された第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンにより、図示しない回路モード（１）〜（６）において、全Ｌ側スイッチ３２，３４，３６がオン、又は全Ｈ側スイッチ３１，３３，３５がオンする。

従来の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のすべての相のＨ側スイッチ又はＬ側スイッチがすべてオンになるモードは存在しない。これに対し、本実施例１では、１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａのうちのいずれか一方又は両方のインバータ１０Ａ，３０Ａの駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６、Ｓ３１〜Ｓ３６に、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５のすべてが同時にオンするパルスパターン、又はＬ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６のすべてがオンするパルスパターンを付加している。
そのため、付加されたパルスパターンのデューティ比Ｄ１，Ｄ２が例えば０．６６の場合、回路モード（１）〜（６）に、従来の制御方法のパルスパターンが全く発生しなくなり、回路内を循環する電流が理論上０Ａとなる。従って、特に入出力間の電圧差が大きい場合に顕著となる回路内を循環する無効電流を抑制することができる。

（実施例１の詳細な制御方法）
付加された１次側デューティ比Ｄ１のみが異なる第１、第２、第３態様（Ｉ）〜（ＩＩＩ）のシミュレーション結果を示す図６〜図１１−２を参照しつつ、本実施例１の詳細な制御方法を説明する。

（Ｉ） 第１態様の制御方法
図６は、本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御方法を示す動作波形図である。この図６では、図１−１の定常状態デッドタイム無しの駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６のパターン及び回路各部の電流波形のシミュレーション結果が示されている。
図６の設定条件は、１次側インバータ１０Ａに直流の１次側電圧Ｖｄｃ１が供給され、２次側平滑コンデンサ３７の出力側に接続された図示しない負荷が短絡状態（直流の２次側電圧Ｖｄｃ２＝０Ｖ）であって、１次側インバータ１０Ａの出力電圧ｖｐと２次側インバータ３０Ａの入力電圧ｖｓとの間の位相差φが０ｄｅｇ（即ち、出力電力指令値が０Ｗ）、且つ、付加されるパルスパターンの第１、第２デューティ比Ｄ１，Ｄ２が従来と同様の１．０である。
図７−１及び図７−２は、図６の１周期の回路モード（１）〜（６）を示す動作図である。なお、説明を簡単にするために、図１−１中のリアクトル１７〜１９等の図示が省略されている。
スイッチ１１〜１６，３１〜３６において、実線で示されているスイッチはオン状態、破線で示されているスイッチはオフ状態である。

図７−１の回路モード（１）において、１次側インバータ１０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオンする。同様に、２次側インバータ３０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオンする。
そのため、１次側電圧Ｖｄｃ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→変圧器２０Ａの１次巻線→Ｌ側スイッチ１２→１次側電圧Ｖｄｃ１源の−側の経路と、１次側電圧Ｖｄｃ１源の＋側→Ｈ側スイッチ１３→変圧器２０Ａの１次巻線→Ｌ側スイッチ１６→１次側電圧Ｖｄｃ１源の−側の経路と、に１次側電流Ｉｄｃ１が流れる。その結果、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相に流れる＋側電流が減少し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に電流が流れず、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に流れる−側電流が増加していく。
これに対応して、変圧器２０Ａの２次巻線に誘導起電力が発生し、変圧器２０Ａの２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３２のダイオード→２次巻線の経路と、変圧器２０Ａの２次巻線→Ｈ側スイッチ３３のダイオード→負荷→Ｌ側スイッチ３６のダイオード→２次巻線の経路と、に２次側電流Ｉｄｃ２が流れる。その結果、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に電流が流れず、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に流れる＋側電流が減少していく。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、−側から＋側へ増加した後、−側へ減少する。

図７−１の回路モード（２）において、１次側インバータ１０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオフする。同様に、２次側インバータ３０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオフする。
そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相に流れる＋側電流が−側へ減少し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に電流が流れず、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に流れる−側電流が＋側へ増加していく。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に電流が流れず、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に流れる＋側電流が−側へ減少していく。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、−側から＋側へ増加した後、−側へ減少する。

図７−１の回路モード（３）において、１次側インバータ１０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオフする。同様に、２次側インバータ３０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオフ、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオン、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオフする。
そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相に流れる−側電流が−側へ減少し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に電流が流れず、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に流れる＋側電流が＋側へ増加していく。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に電流が流れず、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に流れる−側電流が−側へ減少していく。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、−側から＋側へ増加した後、−側へ減少する。

図７−１の回路モード（４）において、１次側インバータ１０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオフする。同様に、２次側インバータ３０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオン、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオフする。
そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相に流れる−側電流が−側へ増加し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に流れる−側電流が−側へ増加し、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に流れる＋側電流が＋側へ減少し、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、−側から＋側へ増加した後、−側へ減少する。

図７−２の回路モード（５）において、１次側インバータ１０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオンする。同様に、２次側インバータ３０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオフ、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオン、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオンする。
そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相に流れる−側電流が＋側へ増加し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に流れる―側電流が＋側へ増加し、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に流れる＋側電流が−側へ減少し、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、−側から＋側へ増加した後、−側へ減少する。

更に、図７−２の回路モード（６）において、１次側インバータ１０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ１１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ１２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ１３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ１４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ１５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ１６はオンする。同様に、２次側インバータ３０Ａ内のＵ相Ｈ側スイッチ３１はオン、Ｕ相Ｌ側スイッチ３２はオフ、Ｖ相Ｈ側スイッチ３３はオン、Ｖ相Ｌ側スイッチ３４はオフ、Ｗ相Ｈ側スイッチ３５はオフ、及びＷ相Ｌ側スイッチ３６はオンする。
そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相に流れる＋側電流が＋側へ増加し、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に流れる＋側電流が＋側へ増加し、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に流れる−側電流が−側へ減少し、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、−側から＋側へ増加した後、−側へ減少する。２次側電流Ｉｄｃ２は、回路モード（１）〜（６）において鋸波状の電流波形になる。

（ＩＩ） 第２態様の制御方法
図８は、本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御方法を示す動作波形図である。この図８では、図１−１の定常状態デッドタイム無しの駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６（Ｄ１＝０．８、Ｄ２＝１．０）のパターン及び回路各部の電流波形のシミュレーション結果が示されている。
図８の設定条件は、図６と異なり、付加されるパルスパターンの第１デューティ比Ｄ１＝０．８及び第２デューティ比Ｄ２＝１．０となっている。
図９−１〜図９−５は、図８の１周期の回路モード（１）〜（６）及びその中に付加された回路モード（Ａ）〜（Ｆ）を示す動作図である。なお、図７−１及び図７−２と同様に、図１−１中のリアクトル１７〜１９等の図示が省略されている。スイッチ１１〜１６，３１〜３６において、実線で示されているスイッチはオン状態、破線で示されているスイッチはオフ状態である。

図９−１の前半及び後半の回路モード（１）は、図７−１の回路モード（１）と同様である。従って、図９−１の回路モード（１）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、−側から０Ａへ増加する。後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９−１の前半の回路モード（１）と後半の回路モード（１）との間の回路モード（Ａ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６に、デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相に一定の＋側電流が流れ、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に電流が流れず、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に一定の−側電流が流れる。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に電流が流れず、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に一定の＋側電流が流れる。従って、出力される２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図９−１の前半の回路モード（２）と図９−２の後半の回路モード（２）とは、図７−１の回路モード（２）と同様である。従って、図９−１及び図９−２の回路モード（２）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、−側から０Ａへ増加する。後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９−１の前半の回路モード（２）と図９−２の後半の回路モード（２）との間の回路モード（Ｂ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６に、デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１、及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図９−２の前半の回路モード（３）と図９−３の後半の回路モード（３）とは、図７−１の回路モード（３）と同様である。従って、図９−２及び図９−３の回路モード（３）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、−側から０Ａへ増加し、後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９−２の前半の回路モード（３）と図９−３の後半の回路モード（３）との間の回路モード（Ｃ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６に、デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相に一定の−側電流が流れ、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に電流が流れず、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に一定の＋側電流が流れる。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に電流が流れず、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に一定の−側電流が流れる。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図９−３の前半の回路モード（４）と後半の回路モード（４）とは、図７−１の回路モード（４）と同様である。従って、図９−３の回路モード（４）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、−側から０Ａへ増加し、後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９−３の前半の回路モード（４）と後半の回路モード（４）との間の回路モード（Ｄ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６に、デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相に一定の−側電流が流れ、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に一定の−側電流が流れ、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に一定の＋側電流が流れ、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図９−４の前半の回路モード（５）と後半の回路モード（５）とは、図７−２の回路モード（５）と同様である。従って、図９−４の回路モード（５）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、−側から０Ａへ増加し、後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９−４の前半の回路モード（５）と後半の回路モード（５）との間の回路モード（Ｅ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６に、デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１、及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図９−４の前半の回路モード（６）と図９−５の後半の回路モード（６）とは、図７−２の回路モード（６）と同様である。従って、図９−４及び図９−５の回路モード（６）において、前半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、−側から０Ａへ増加し、後半では、２次側電流Ｉｄｃ２が、０Ａから＋側へ増加する。
図９−４の前半の回路モード（６）と図９−５の後半の回路モード（６）との間の回路モード（Ｆ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６に、デューティ比Ｄ１＝０．８のパルスパターンが付加されるので、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、及び１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１に一定の＋側電流が流れ、１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１に一定の−側電流が流れ、２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

（ＩＩＩ） 第３態様の制御方法
図１０は、本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御方法を示す動作波形図である。この図１０では、図１−１の定常状態デッドタイム無しの駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６（Ｄ１＝０．６６、Ｄ２＝１．０）のパターン及び回路各部の電流波形のシミュレーション結果が示されている。
図１０の設定条件は、図８と異なり、付加されるパルスパターンの第１デューティ比Ｄ１＝０．６６及び第２デューティ比Ｄ２＝１．０となっている。
図１１−１及び図１１−２は、図１０の１周期の回路モード（Ａ）〜（Ｆ）を示す動作図である。なお、図９−１〜図９−５と同様に、図１−１中のリアクトル１７〜１９等の図示が省略されている。スイッチ１１〜１６，３１〜３６において、実線で示されているスイッチはオン状態、破線で示されているスイッチはオフ状態である。

図１１−１の回路モード（Ａ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。
図１１−１の回路モード（Ｂ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図１１−１の回路モード（Ｃ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。
図１１−１の回路モード（Ｄ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

図１１−２の回路モード（Ｅ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｌ側スイッチ１２，１４，１６がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。
更に、図１１−２の回路モード（Ｆ）では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６が、デューティ比Ｄ１＝０．６６であり、１次側インバータ１０Ａ内の全Ｈ側スイッチ１１，１３，１５がオンする。そのため、変圧器２０Ａの１次巻線Ｕ相、１次側Ｕ相Ｈ側スイッチ１１、及び１次側Ｕ相Ｌ側スイッチ１２に、電流が流れない。これに対応して、２次側Ｕ相Ｈ側スイッチ３１及び２次側Ｕ相Ｌ側スイッチ３２に、電流が流れない。従って、２次側電流Ｉｄｃ２は、０Ａとなる。

以上の第１態様から第３態様の制御方法（Ｉ）〜（ＩＩＩ）において、出力電力指令値である位相差φは０ｄｅｇであるので、回路に流れている電流はすべて回路を循環するのみの無効電流成分となる。そのため、回路各部に流れる電流は少ない方が好ましい。
本実施例１では、１周期の回路遷移において、回路モード（１）〜（６）に、第１デューティ比Ｄ１の回路モード（Ａ）〜（Ｆ）を付加するか、或いは、回路モード（１）〜（６）に代えて、第１デューティ比Ｄ１の回路モード（Ａ）〜（Ｆ）を設けている。シミュレーション結果より、付加する第１デューティ比Ｄ１が０．６６の時には、回路モード（Ａ）〜（Ｆ）に従来の制御方法のパターンが全く発生しなくなり、回路内を循環する電流が理論上０Ａとなることが分かる。

（実施例１と従来の制御方法の比較結果）
図１２〜図１４を参照しつつ、本実施例１と従来の制御方法の比較結果を説明する。
図１２は、本実施例１と従来の位相差φ（ｄｅｇ）に対する２次側電流Ｉｄｃ２のシミュレーションの比較結果を示す図である。
シミュレーション条件は、１次側電圧Ｖｄｃ１が有り、２次側電圧Ｖｄｃ２が有り（１次側電圧Ｖｄｃ１と同値）、及び、出力電力指令値である位相差φの範囲が−６０〜＋６０ｄｅｇである。図１２では、破線曲線で示す１次側デューティ比Ｄ１及び２次側デューティ比Ｄ２が共に１．０の場合（従来）と、実線曲線で示す１次側デューティ比Ｄ１及び２次側デューティ比Ｄ２が共に０．９の場合（実施例１）と、の２次側電流Ｉｄｃ２の値の比較結果が示されている。
本実施例１の方が、従来に比べて、位相差φの変化に対して２次側電流Ｉｄｃ２の値の傾斜が緩やかになっている。

図１３は、本実施例１と従来の位相差φ（ｄｅｇ）に対する変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓ（ｒｍｓ）のシミュレーションの比較結果を示す図である。
シミュレーション条件は、図１２と同一である。図１３では、破線曲線で示す１次側デューティ比Ｄ１及び２次側デューティ比Ｄ２が共に１．０の場合（従来）と、実線曲線で示す１次側デューティ比Ｄ１及び２次側デューティ比Ｄ２が共に０．９の場合（実施例１）と、の変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓの比較結果が示されている。
位相差φｄｅｇ＝０を基準にして、本実施例１の方が、従来に比べて、位相差φの変化に対する変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓの立ち上り傾斜が緩やかになっている。

図１４は、本実施例１と従来の１次側デューティ比Ｄ１に対する変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓ（ｒｍｓ）のシミュレーションの差異を示す図である。
シミュレーション条件は、１次側電圧Ｖｄｃ１が有り、２次側電圧Ｖｄｃ２が無し（０Ｖ）、２次側デューティ比Ｄ２が１．０、及び、出力電力指令値である位相差φが０ｄｅｇ（出力電力指令値０Ｗ）である。図１４では、１次側デューティ比Ｄ１を０〜１の範囲で変更した場合の本実施例１と従来の変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓの差異が示されている。
従来は、１次側デューティ比Ｄ１が常に１で動作しているので、変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓが大きい。本実施例１では、１次側デューティ比Ｄ１を０〜１の範囲で変化させるため、変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓを減少させることが可能である。特に、１次側デューティ比Ｄ１が０．６６の時に、変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓが最小電流値となる。

（実施例１の変形例）
本実施例１は、次の（ａ）〜（ｃ）のように変形しても良い。
（ａ） 図１５は、制御部４０の変形例を示す機能ブロック図である。
この図１５に示す制御部４０は、例えば、２次側電流Ｉｄｃ２の定電流制御を行うものであり、２次側指令値（例えば、２次側電流指令値）Ｉ２と２次側電流Ｉｄｃ２との誤差ｅを求める誤差部４１Ａを有し、この出力側に、位相差算出部４２Ａが接続されている。位相差算出部４２Ａは、入力される誤差ｅに基づき、出力電力指令値となる、１次側インバータ１０Ａの出力電流と２次側インバータ３０Ａの入力電流との位相差φを算出するものであり、この出力側に、駆動パルス生成部４３Ａが接続されている。
駆動パルス生成部４３Ａは、入力される位相差φに基づき、複数の１次側駆動パルスＳ１０Ａ及び複数の２次側駆動パルスＳ３０Ａを生成するものであり、この出力側に、１次側パルスパターン付加部４４Ａ及び２次側パルスパターン付加部４５Ａが接続されている。１次側パルスパターン付加部４４Ａ及び２次側パルスパターン付加部４５Ａの入力側には、デューティ比算出部４６Ａも接続されている。

デューティ比算出部４６Ａは、１次側電流Ｉｄｃ１と２次側電流Ｉｄｃ２との電流比に基づき、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５のすべてを同時にオンするパルスパターンの第１デューティ比Ｄ１、及び／又は、Ｌ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６のすべてを同時にオンするパルスパターンの第２デューティ比Ｄ２を算出して１次側パルスパターン付加部４４Ａ及び／又は２次側パルスパターン付加部４５Ａへ与えるものである。第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２は、０〜１の範囲の所望の値である。
１次側パルスパターン付加部４４Ａは、複数の１次側駆動パルスＳ１０Ａ中に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加するための出力パルスＳ４４Ａを出力するものであり、この出力側に、１次側パルス駆動部４７Ａが接続されている。２次側パルスパターン付加部４５Ａは、複数の２次側駆動パルスＳ３０Ａ中に、第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加するための出力パターンＳ４５Ａを出力するものであり、この出力側に、２次側パルス駆動部４８Ａが接続されている。

１次側パルス駆動部４７Ａは、１次側パルスパターン付加部４４Ａの出力パルスＳ４４Ａを駆動して１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させるための１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を出力するものである。更に、２次側パルス駆動部４８Ａは、２次側パルスパターン付加部４５Ａの出力パルスＳ４５Ａを駆動して２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させるための２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を出力するものである。このような図１５の制御部４０は、例えば、ＣＰＵや個別回路により構成されている。
図１−１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、直流１次側電流Ｉｄｃ１を入力し、２次側平滑コンデンサ３７の出力側に接続された図示しない負荷へ、一定の直流２次側電流Ｉｄｃ２を供給する場合の定電流制御方法について説明する。

図１５の制御部４０において、２次側電流指令値Ｉ２に対して２次側電流Ｉｄｃ２が変動すると、誤差部４１Ａにより、２次側電流指令値Ｉ２と２次側電流Ｉｄｃ２との誤差ｅが求められ、その誤差ｅが位相差算出部４２Ａに入力される。位相差算出部４２Ａは、入力された誤差ｅを０にするような、１次側インバータ１０Ａの出力電流と２次側インバータ３０Ａの入力電流との位相差φを算出し、その位相差φを駆動パルス生成部４３Ａに入力する。駆動パルス生成部４３Ａは、入力された位相差φに基づき、１次側駆動パルスＳ１０Ａ及び２次側駆動パルスＳ３０Ａを生成し、その１次側駆動パルスＳ１０Ａを１次側パルスパターン付加部４４Ａに入力し、その２次側駆動パルスＳ３０Ａを２次側パルスパターン付加部４５Ａに入力する。
デューティ比算出部４６Ａは、１次側電流Ｉｄｃ１と２次側電流Ｉｄｃ２との電流比が略１であるので、第１デューティ比Ｄ１＝第２デューティ比Ｄ２＝０を算出する。そのため、１次側パルスパターン付加部４４Ａは、入力された１次側駆動パルスＳ１０Ａに対応する出力パルスＳ４４Ａを生成し、その出力パルスＳ４４Ａを１次側パルス駆動部４７Ａに入力する。更に、２次側パルスパターン付加部４５Ａは、入力された２次側駆動パルスＳ３０Ａに対応する出力パルスＳ４５Ａを生成し、その出力パルスＳ４５Ａを２次側パルス駆動部４８Ａに入力する。１次側パルス駆動部４７Ａは、入力された出力パルスＳ４４Ａを駆動し、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６を生成して図１−１の１次側インバータ１０Ａ内のスイッチ１１〜１６をオン／オフ動作させる。同様に、２次側パルス駆動部４８Ａは、入力された出力パルスＳ４５Ａを駆動し、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６を生成して図１−１の２次側インバータ３０Ａ内のスイッチ３１〜３６をオン／オフ動作させる。これにより、上記実施例１と略同様の作用を奏することができる。

（ｂ） 図１−２及び図１５において、誤差部４１，４１Ａと位相差算出部４２，４２Ａとの間に、フィードバック制御の遅れ要素を補正するための比例積分制御部等の補正部を設ければ、制御精度をより向上できる。
（ｃ） 実施例１の図２、図８及び図１０では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加した制御方法を説明したが、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３６にのみ、第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加する制御方法、或いは、第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを共に付加する制御方法に変更しても良い。このような制御方法を採用しても、上記実施例１と略同様の作用を奏することができる。

（実施例１の効果）
本実施例１の３相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ及びその制御方法によれば、１次側インバータ１０Ａ及び２次側インバータ３０Ａのうちのいずれか一方又は両方のインバータ１０Ａ，３０Ａの駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６，Ｓ３１〜Ｓ３６に、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５，３１，３３，３５すべてが同時にオンするデューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターン、又はＬ側スイッチ１２，１４，１６，３２，３４，３６すべてがオンするデューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターンを付加している。そのため、特に入出力間の電圧差が大きい場合、同じ出力電力値でも、回路内を循環して出力電力に寄与しない電流値を大幅に低減することができるので、電力変換損失を低減することができる。これにより、各種の回路構成素子、放熱機器等の簡素化が可能となる。

（実施例２の構成）
本発明は、例えば、図３のような単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータの制御にも適用できる。
本発明の実施例２では、図３の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、制御部（説明の便宜上、符号「４０Ａ」を付す。）を次のように構成している。
本実施例２の制御部４０Ａは、例えば、図１−２又は図１５と略同様に構成され、４つの１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４を出力して１次側インバータ１０内のＨ側スイッチ１１，１３及びＬ側スイッチ１２，１４をそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、４つの２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３４を出力して２次側インバータ３０内のＨ側スイッチ３１，３３及びＬ側スイッチ３２，３４をそれぞれオン／オフ動作させ、１次側インバータ１０の出力電圧又は出力電流と、２次側インバータ３０の入力電圧又は入力電流と、の間の位相差φを変えて２次側インバータ３０の出力電力を制御するものである。特に、本実施例２の制御部４０Ａは、４つの１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４中及び／又は４つの２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３４中に、Ｈ側スイッチ１１，１３，３１，３３のすべてを同時にオンするパルスパターン、及び／又は、Ｌ側スイッチ１２，１４，３２，３４のすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する機能を有している。

（実施例２の制御方法）
図１６は、本発明の実施例２の定常状態デッドタイム無しの駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４のパターン図である。
駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４のＨによってスイッチ１１〜１４がオンし、駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４のＬによってスイッチ１１〜１４がオフする。駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４の周波数ωは一定、各スイッチ１１〜１４のオン／オフのデューティ比は０．５である。１周期の回路モード（１）及び（２）に示すように、アームＡ，Ｂの位相差は１８０°に固定されている。回路モード（１）及び（２）において、全Ｈ側スイッチ１１，１３がオンになるデューティ比Ｄ１のパルスパターンが付加されている。１次側駆動パルスパターンと２次側駆動パルスパターンとの間には、位相差φが設けられる。
例えば、図３の単相ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、負荷の変動により、２次側電圧Ｖｄｃ２が０Ｖ（短絡状態）になった場合の制御方法を説明する。

図１６の回路モード（１）において、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンにより、アームＡのＨ側スイッチ１１がオフからオン、Ｌ側スイッチ１２がオンからオフへ遷移し、全Ｈ側スイッチ１１，１３がオンする。次に、回路モード（２）において、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンにより、アームＢのＨ側スイッチ１３がオフからオン、Ｌ側スイッチ１４がオンからオフへ遷移し、全Ｈ側スイッチ１１，１３がオンする。

（実施例２と従来の制御方法の比較結果）
図１７は、本実施例２と従来の１次側デューティ比Ｄ１に対する変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓ（ｒｍｓ）のシミュレーションの差異を示す図である。
シミュレーション条件は、１次側電圧Ｖｄｃ１が有り、２次側電圧Ｖｄｃ２が無し（０Ｖ）、２次側デューティ比Ｄ２が１．０、及び、出力電力指令値である位相差φが０ｄｅｇ（出力電力指令値０Ｗ）である。図１７では、１次側デューティ比Ｄ１を０〜１の範囲で変更した場合の本実施例２と従来の変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓの差異が示されている。
従来は、１次側デューティ比Ｄ１が常に１で動作しているので、変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓが大きい。本実施例２では、１次側デューティ比Ｄ１を０〜１の範囲で変化させるため、変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓを減少させることが可能である。特に、１次側デューティ比Ｄ１が０の時に、変圧器電流実効値Ｉｔｒａｎｓが最小電流値となる。

（実施例２の変形例）
本実施例２は、次の（ａ）、（ｂ）のように変形しても良い。
（ａ） 図１６では、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンにより、１次側インバータ１０内の全Ｈ側スイッチ１１，１３がオンする制御方法になっているが、全Ｌ側スイッチ１２，１４がオンする制御方法、或いは、全Ｈ側スイッチ１１，１３と全Ｌ側スイッチ１２，１４とが交互にオンする制御方法に変更しても、上記実施例２と同様の作用を奏することができる。
（ｂ） 図１６では、１次側駆動パルスＳ１１〜Ｓ１４に、第１デューティ比Ｄ１のパルスパターンを付加した制御方法を説明したが、２次側駆動パルスＳ３１〜Ｓ３４にのみ、第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを付加する制御方法、或いは、第１デューティ比Ｄ１及び第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンを共に付加する制御方法に変更しても、上記実施例２と略同様の作用を奏することができる。

（実施例２の効果）
本実施例２によれば、回路モード（１）及び（２）において、第１デューティ比Ｄ１及び／又は第２デューティ比Ｄ２のパルスパターンの付加により、全Ｈ側スイッチ１１，１３，３１，３３及び／又は全Ｌ側スイッチ１２，１４，３２，３４がオンするので、回路内を循環する電流が理論上０Ａとなる。そのため、特に、入出力間の電圧差が大きい場合に顕著となる回路内を循環する無効電流を抑制することができる。

（実施例１、２の他の変形例）
本発明は、上記実施例１、２及びその変形例に限定されず、その他の利用形態や変形が可能である。この変形例としては、例えば、次の（１）〜（４）のようなものがある。
（１） 実施例１、２の制御方法において、駆動パルスＳ１１〜Ｓ１６、Ｓ３１〜Ｓ３６中にデューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターンを付加すると、出力電力が減少する。そのため、デューティ比Ｄ１，Ｄ２のパルスパターンの付加に対応して、入力電力を増加させれば、出力電力の減少を抑制できる。
（２） 図１−１及び図３において、変圧器２０Ａ，２０に接続されたリアクトル１７〜１９等には、その変圧器２０Ａ，２０の偏磁防止用のコンデンサを直列に接続しても良い。これにより、変圧器２０Ａ，２０の偏磁を防止して電力変換効率を向上できる。
（３） 図１−１及び図３に示すＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおける電力変換部の構成、或いは、図１−２及び図１５等に示す制御部４０，４０Ａの構成は、図示以外の構成に変更しても良い。又、１次側インバータ１０Ａ，１０、２次側インバータ３０Ａ，３０、及び変圧器２０Ａ，２０は、３相及び単相以外に、４相以上に変更しても、本発明の制御方法を適用できる。
（４） 本発明は、ＤＡＢ型ＤＣ／ＤＣコンバータ以外の他のスイッチング電源装置及びその制御方法にも適用が可能である。

１ １次側平滑コンデンサ
１０，１０Ａ １次側インバータ
１１〜１６，３１〜３６ スイッチ
１７〜１９ リアクトル
２０，２０Ａ 変圧器
３０，３０Ａ ２次側インバータ
３７ ２次側平滑コンデンサ
４０，４０Ａ 制御部
４１，４１Ａ 誤差部
４２，４２Ａ 位相差算出部
４３，４３Ａ 駆動パルス生成部
４４，４４Ａ，４５，４５Ａ パルスパターン付加部
４６，４６Ａ デューティ比算出部
４７，４７Ａ １次側パルス駆動部
４８，４８Ａ ２次側パルス駆動部

Claims (9)

1. 複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、
   １次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、
   複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、
   複数の１次側駆動パルスを出力して前記１次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、複数の２次側駆動パルスを出力して前記２次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に、前記高レベル側のスイッチのすべて及び／又は前記低レベル側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加する構成にしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記１次側インバータ、前記２次側インバータ、及び前記変圧器は、単相、３相又は４相以上の電力変換を行う構成になっている、
   ことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御部は、
   ２次側指令値と前記２次側電圧又は前記２次側電流との誤差を求める誤差部と、
   前記誤差に基づき、出力電力指令値となる前記位相差を算出する位相差算出部と、
   前記位相差に基づき、前記複数の１次側駆動パルス及び前記複数の２次側駆動パルスを生成する駆動パルス生成部と、
   前記１次側電圧と前記２次側電圧との電圧比、又は、前記１次側電流と前記２次側電流との電流比に基づき、前記高レベル側のスイッチのすべて及び／又は前記低レベル側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンの第１デューティ比及び／又は第２デューティ比を算出するデューティ比算出部と、
   前記複数の１次側駆動パルス中に前記第１デューティ比のパルスパターンを付加し、及び／又は、前記複数の２次側駆動パルス中に前記第２デューティ比のパルスパターンを付加するパルスパターン付加部と、
   を有することを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第１デューティ比及び前記第２デューティ比は、
   ０〜１の範囲の値であることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
5. 前記１次側インバータの入力側には、１次側平滑コンデンサが並列に接続され、
   前記２次側インバータの出力側には、２次側平滑コンデンサが並列に接続されている、
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
6. 前記１次側インバータの出力側と前記１次巻線との間、及び／又は、前記２次巻線と前記２次側インバータの入力側との間には、
   リアクトルが接続されている、
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
7. 前記リアクトルは、
   前記変圧器の漏れインダクタンスにより構成されている、
   ことを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。
8. 前記リアクトルには、
   前記変圧器の偏磁防止用のコンデンサが直列に接続されている、
   ことを特徴とする請求項６又は７記載のスイッチング電源装置。
9. 複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、直流の１次側電圧及び１次側電流をスイッチングして交流電圧及び交流電流に変換して出力する１次側インバータと、
   １次巻線及び２次巻線を有し、前記１次側インバータの出力電圧及び出力電流を前記１次巻線に入力し、誘起された交流電圧及び交流電流を前記２次巻線から出力する変圧器と、
   複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチがフルブリッジ接続され、前記２次巻線の出力電圧及び出力電流を整流し、直流の２次側電圧及び２次側電流を出力する２次側インバータと、
   を備えるスイッチング電源装置の制御方法であって、
   複数の１次側駆動パルス及び複数の２次側駆動パルスを生成し、
   前記複数の１次側駆動パルス中及び／又は前記複数の２次側駆動パルス中に、前記高レベル側のスイッチのすべて及び／又は前記低レベル側のスイッチのすべてを同時にオンするパルスパターンを付加し、
   前記複数の１次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の１次側駆動パルスにより、前記１次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、且つ、前記複数の２次側駆動パルス又は前記パルスパターンが付加された前記複数の２次側駆動パルスにより、前記２次側インバータにおける前記複数の高レベル側及び低レベル側のスイッチをそれぞれオン／オフ動作させ、
   前記１次側インバータの出力値と前記２次側インバータの入力値との間の位相差を変えて前記２次側インバータの出力電力を制御する、
   ことを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。

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