JP2020115727A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電気部品としてのコイル素子を実装しない場合においても、入力電流の歪みを十分に低減できるようにする。【解決手段】本発明による制御装置４は、系統電源２に接続されたＡＣ／ＡＣコンバータ１０と、負荷３に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータ３０と、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０に接続された一次側コイル２０ａ、及び、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続された二次側コイル２０ｂを有するトランス２０と、を有する電力変換装置１の制御装置４であって、トランス２０の励磁インダクタンスに基づいて算出されたデューティ比が実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０のスイッチングを実施するとともに、トランス２０の励磁インダクタンスに基づいて算出された位相差が実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施するよう構成される。【選択図】図１

Description

本発明は電力変換装置の制御装置に関し、特に、電気部品としてのコイル素子を実装しない電力変換装置の制御装置に関する。

近年、エネルギー問題対策のため、電気自動車、家庭用蓄電池といった直流機器が普及し始めているが、こういった直流機器と系統電源を接続する際には、間に直流電力と交流電力とを相互に変換する電力変換装置を挿入する必要がある。非特許文献１には、この種の電力変換装置として、ＭＣ（マトリックスコンバータ）式ＤＡＢ（デュアルアクティブブリッジ）形双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータを用いる例が開示されている。ＭＣ式ＤＡＢ形双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータは双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの一種であるが、回路構成をＤＡＢ形とするとともに一次側にＭＣを用いることで、双方向、大容量の用途に適した構成となっている。

繁内宏治、外４名、「マトリックスコンバータを適用した双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの入力電流波形改善」、電気学会研究会資料、一般社団法人電気学会、２０１６年、Ｖｏｌ．ＳＰＣ−１６−１５３、ｐ．２５−３０

ところで、双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータにおいては一般に、トランスの一次側と二次側のそれぞれに電気部品としてのコイル素子が意図的に実装されるが、これらのコイル素子の実装は製造コストを押し上げる要因となっており、コストの削減が求められていた。

このようなコスト削減の要請に関して、本願の発明者は、例えば５０ｋＨｚの高い周波数で双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータを動作させる場合には、必要なコイル素子のインダクタンスが小さくなり、少なくともインダクタンスの大きさだけ見ると、漏れインダクタンスを意図的に大きくした特殊なトランスであれば、トランスの漏れインダクタンスで十分に代替できることを見出した。

しかしながら、本願の発明者が電気部品としてのコイル素子の実装を実際に排し、トランスの漏れインダクタンスで代替してみた結果、入力電流に大きな歪みが発生することが判明した。その原因は、トランスの漏れインダクタンスを大きくしたことにより、励磁インダクタンスが無視できないほど小さくなったことによるものである。これでは実際の製品に適用することはできないので、更なる改良が必要とされた。

したがって、本発明の目的の一つは、電気部品としてのコイル素子を実装しない場合においても、入力電流の歪みを十分に低減できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。

本発明の第１の側面による電力変換装置の制御装置は、交流電源に接続されたＡＣ／ＡＣコンバータと、直流電源に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＡＣコンバータに接続された一次側コイル、及び、前記ＡＣ／ＤＣコンバータに接続された二次側コイルを有するトランスと、を有する電力変換装置の制御装置であって、前記トランスの励磁インダクタンスに基づいて算出されたデューティ比が実現されるよう前記ＡＣ／ＡＣコンバータのスイッチングを実施するとともに、前記励磁インダクタンスに基づいて算出された位相差が実現されるよう前記ＡＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＡＣ／ＤＣコンバータそれぞれのスイッチングを実施する、制御装置である。

上記制御装置において、前記交流電源から前記ＡＣ／ＡＣコンバータに流れ込む入力電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値が所与の入力電流指令値に一致し、かつ、前記ＡＣ／ＤＣコンバータから前記直流電源に流れ込む出力直流電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値が所与の出力直流電流指令値に一致するように、前記デューティ比及び前記位相差を算出する、こととしてもよい。

上記制御装置においてさらに、前記入力電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値は、前記励磁インダクタンスに基づく前記トランスの一次側電流を用いて導出され、前記出力直流電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値は、前記励磁インダクタンスに基づく前記トランスの二次側電流を用いて導出される、こととしてもよい。

上記制御装置においてさらに、前記一次側電流は、前記トランスの巻き数比ｎ、前記トランスの一次側漏れインダクタンスＬ_１、前記トランスの二次側漏れインダクタンスｎ^２Ｌ_２、及び前記トランスの励磁インダクタンスＬ_ｍを用いて式（１）のように表されるインダクタンスＬ'と、前記ｎ^２Ｌ_２、前記Ｌ_ｍ、及び前記トランスの一次側入力電圧ｖ_１を用いて式（２）のように表される一次側入力電圧ｖ_１'とを用いて式（３）により表される電流ｉ_Ｌ１であり、前記二次側電流は、前記インダクタンスＬ'と、前記Ｌ_１、前記Ｌ_ｍ、及び前記トランスの二次側入力電圧ｖ_２を用いて式（４）のように表される二次側入力電圧ｖ_２'とを用いて式（５）により表される電流ｉ_Ｌ２である、こととしてもよい。

また、上記各制御装置においてさらに、前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、一端が前記直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記二次側コイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記二次側コイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有し、前記ＡＣ／ＡＣコンバータは、一端が三相交流である前記交流電源の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記一次側コイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記交流電源の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記交流電源の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記一次側コイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータである、こととしてもよい。

本発明によれば、入力電流に歪みが発生する原因となっていたトランスの励磁インダクタンスをスイッチングに反映できるので、電気部品としてのコイル素子を実装しない場合においても、入力電流の歪みを十分に低減することが可能になる。

本発明の実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。 （ａ）は、図１に示したＡＣ／ＡＣコンバータ１０の具体的な構成例を示す図であり、（ｂ）は、図１に示したＡＣ／ＤＣコンバータ３０の具体的な構成例を示す図である。 （ａ）は、電力変換装置１が力行動作を行う場合の電圧ｖ_１，ｖ_２、一次側電流ｉ_Ｌ１、及び入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖの各波形を示す図であり、図３（ｂ）は、電力変換装置１が回生動作を行う場合の電圧ｖ_１，ｖ_２、一次側電流ｉ_Ｌ１、及び入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖの各波形を示す図である。 本実施の形態において採用されるトランス２０のＴ型等価回路を示す図である。 制御装置４が本実施の形態による制御を行った場合における、（ａ）交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ及び（ｂ）入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを示す図である 本発明の実施例（実線及び黒丸）と、本発明の比較例（破線及び黒四角）とのそれぞれについて、全高調波歪み率ＴＨＤ(Total Harmonic Distortion)を測定した結果を示す図である。 本発明の背景技術による電力変換装置１００及びその制御装置１１０の構成を示す図である。 本発明の背景技術において採用される励磁インダクタンスを考慮しないトランス１０３及びコイル素子１０１，１０２を一次側に換算した等価回路を示す図である。 コイル素子１０１，１０２をトランス１０３の漏れインダクタンスで代替し、かつ、制御装置１１０が本発明の背景技術による制御を行った場合における、（ａ）交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ及び（ｂ）入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを示す図である。 トランス１０３の励磁インダクタンスが無限大であると仮定して、図９と同じ場合をシミュレートした結果を示す図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。同図に示すように、本実施の形態による電力変換装置１は、交流リアクトルＬｆと、ダンピング抵抗Ｒｆと、入力キャパシタＣｆと、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０と、トランス２０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０とを有する双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータであり、交流電源を構成する系統電源２と、直流電源を構成する負荷３との間に接続される。図１には示していないが、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０はマトリックスコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０はフルブリッジ形のコンバータであり、したがって電力変換装置１はＤＡＢ形の双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである。以下では、系統電源２は三相の交流電源であるとして説明を続ける。

トランス２０は、互いに磁気結合する一次側コイル２０ａ及び二次側コイル２０ｂを有して構成される。コイル２０ａ，２０ｂの巻き数はそれぞれＮ_Ｐ及びＮ_Ｓであり、コイル２０ａ，２０ｂの巻き数比ｎは、ｎ＝Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓとなる。図１に示したインダクタンスＬ_１，Ｌ_２はそれぞれ、トランス２０の一次側及び二次側の漏れインダクタンスを表している。以下では、コイル２０ａの一端を第１のノードｎ_１、他端を第２のノードｎ_２と称し、コイル２０ｂの一端を第３のノードｎ_３、他端を第４のノードｎ_４と称する。また、第１のノードｎ_１を通ってトランス２０に流れ込む電流を一次側電流ｉ_Ｌ１と称し、第３のノードｎ_３を通ってトランス２０から流れ出す電流を二次側電流ｉ_Ｌ２と称する。

二次側コイル２０ｂは、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０を介して負荷３に接続される。以下では、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０のコイル２０ｂ側の出力電圧（すなわち、第４のノードｎ_４に対する第３のノードｎ_３の電圧）を電圧ｖ_２と称する。電圧ｖ_２は、トランス２０の二次側入力電圧を構成する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、単相交流電圧（コイル２０ｂ側）と直流電圧（負荷３側）とを相互に変換する装置である。負荷３は、例えば蓄電池やハイブリッドカーのモーターを駆動するための電力変換器であり、電力変換装置１から供給される直流電力によって動作する（充電される）場合（力行）と、逆に電力変換装置１に対して直流電力を供給する場合（回生）とがある。負荷３の一端は第５のノードｎ_５でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、負荷３の他端は第６のノードｎ_６でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。以下では、第６のノードｎ_６の電圧に対する第５のノードｎ_５の電圧を出力直流電圧Ｖ_ｄｃと称し、第５のノードｎ_５から負荷３に向かって流れる電流を出力直流電流Ｉ_ｄｃと称する。

一次側コイル２０ａは、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０、入力キャパシタＣｆ、交流リアクトルＬｆ、及びダンピング抵抗Ｒｆを介して系統電源２に接続される。以下では、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０のコイル２０ａ側の出力電圧（すなわち、第２のノードｎ_２に対する第１のノードｎ_１の電圧）を電圧ｖ_１と称する。電圧ｖ_１は、トランス２０の一次側入力電圧を構成する。

ＡＣ／ＡＣコンバータ１０は、三相交流電圧（系統電源２側）と単相交流電圧（コイル２０ａ側）とを相互に変換する装置である。系統電源２は、互いに２π／３ずつ位相のずれた正弦波信号によって表される交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを生成する三相交流電源であり、例えば商用電源である。交流電圧ｅ_ｕは三相交流のｕ相（第１相）に対応し、交流電圧ｅ_ｖはｖ相（第２相）に対応し、交流電圧ｅ_ｗはｗ相（第３相）に対応する。交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを数式で表すと、次の式（６）となる。ただし、Ｅは入力線間電圧実効値（定数）であり、ωは入力電圧の角周波数（定数）である。以下ではｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞０＞ｅ_ｗの場合に着目して説明を続けるが、その他の場合についても同様である。

図１に示すように、ｕ相に対応する系統電源２の出力端は第７のノードｎ_７で電力変換装置１に接続され、ｖ相に対応する系統電源２の出力端は第８のノードｎ_８で電力変換装置１に接続され、ｗ相に対応する系統電源２の出力端は第９のノードｎ_９で電力変換装置１に接続される。以下では、第７乃至第９のノードｎ_７〜ｎ_９を流れる電流をそれぞれ入力電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗと称する。

第７乃至第９のノードｎ_７〜ｎ_９はそれぞれ、入力キャパシタＣｆ、交流リアクトルＬｆ、及びダンピング抵抗Ｒｆを介して、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０の出力端である第１０乃至第１２のノードｎ_１０〜ｎ_１２に接続される。交流リアクトルＬｆは、第７のノードｎ_７と第１０のノードｎ_１０の間に挿入されたインダクタと、第８のノードｎ_８と第１１のノードｎ_１１の間に挿入されたインダクタと、第９のノードｎ_９と第１２のノードｎ_１２の間に挿入されたインダクタとによって構成される。ダンピング抵抗Ｒｆは、これらのインダクタのそれぞれと並列に接続された３つの抵抗素子によって構成される。入力キャパシタＣｆは、デルタ結線又はスター結線によって互いに接続された３つのキャパシタによって構成されており、その３つの接続点はそれぞれ第１０乃至第１２のノードｎ_１０〜ｎ_１２に接続される。以下では、第１０乃至第１２のノードｎ_１０〜ｎ_１２を流れる電流をそれぞれ入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗと称する。

図２（ａ）は、図１に示したＡＣ／ＡＣコンバータ１０の具体的な構成例を示す図である。同図に示すように、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０は例えば、一端が第７のノードｎ_７に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｕｐ、一端が第８のノードｎ_８に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｖｐ、一端が第９のノードｎ_９に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｗｐ、一端が第７のノードｎ_７に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｕｎ、一端が第８のノードｎ_８に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｖｎ、及び、一端が第９のノードｎ_９に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｗｎを有するマトリックスコンバータによって構成され得る。

スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎはそれぞれ、直列に接続された２つのスイッチ素子を含んで構成される双方向スイッチ（第１〜第６の双方向スイッチ素子）である。具体的に説明すると、スイッチ素子Ｓ_ｕｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成される。同様に、スイッチ素子Ｓ_ｖｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｗｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｕｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｖｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｗｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成される。なお、各スナバキャパシタは、半導体素子の寄生容量であってもよいし、独立した容量素子であってもよい。この点は、後述する他のスナバキャパシタについても同様である。

スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎはそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐは、第１のノードｎ_１と第１０のノードｎ_１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐは、第１のノードｎ_１と第１１のノードｎ_１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐは、第１のノードｎ_１と第１２のノードｎ_１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎは、第２のノードｎ_２と第１０のノードｎ_１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎは、第２のノードｎ_２と第１１のノードｎ_１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎは、第２のノードｎ_２と第１２のノードｎ_１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。なお、双方向スイッチを構成する２つのスイッチ素子の接続について、ここではそれぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続されるとしたが、それぞれのダイオードのカソードが相互に接続される向きで接続されることとしてもよい。

図２には示していないが、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０には、転流失敗時の一次側電流ｉ_Ｌ１を吸収するための保護回路を設けることとしてもよい。この保護回路は、フルブリッジ接続された４つのダイオードからなる整流回路と、この整流回路と並列に接続された平滑コンデンサ及び負荷とによって構成され得る。整流回路の２つの入力端はそれぞれ、第１のノードｎ_１及び第２のノードｎ_２に接続される。

図２（ｂ）は、図１に示したＡＣ／ＤＣコンバータ３０の具体的な構成例を示す図である。同図に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は例えば、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第３のノードｎ_３に接続されたスイッチ素子Ｇ_１、一端が第６のノードｎ_６に接続され、他端が第３のノードｎ_３に接続されたスイッチ素子Ｇ_２、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第４のノードｎ_４に接続されたスイッチ素子Ｇ_３、及び、一端が第６のノードｎ_６に接続され、他端が第４のノードｎ_４に接続されたスイッチ素子Ｇ_４と、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第６のノードｎ_６に接続されたキャパシタＣ１とを有して構成され得る。

スイッチ素子Ｇ_１〜Ｇ_４はそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオード及びスナバキャパシタとを含んで構成される片方向スイッチ（第１〜第４の片方向スイッチ素子）である。スイッチ素子Ｇ_１は、ダイオードのアノードが第３のノードｎ_３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_２は、ダイオードのカソードが第３のノードｎ_３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_３は、ダイオードのアノードが第４のノードｎ_４に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_４は、ダイオードのカソードが第４のノードｎ_４に接続されるように回路に組み込まれる。

図１に戻る。制御装置４は、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施する装置である。具体的には、図示しない外部装置から出力直流電流Ｉ_ｄｃの指令値Ｉ_ｄｃ ^＊及び入力電流ｉ_ｅｖの指令値ｉ_ｅｖ ^＊の入力を受け付けるとともに、交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ及び出力直流電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック入力を受け付け、これらに基づいてＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施するよう構成される。制御装置４がこのような制御動作を行うことにより、系統電源２から負荷３に対し（力行の場合）、又は、負荷３から系統電源２に対し（回生の場合）、指令値Ｉ_ｄｃ ^＊，ｉ_ｅｖ ^＊に応じた電力を伝送することが実現される。

ＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０がそれぞれ図２（ａ）（ｂ）に示した構成を有する場合について言えば、制御装置４は、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ，Ｇ_１〜Ｇ_４のそれぞれを構成する各半導体素子の制御電極に対して個別に制御信号（ハイ又はローいずれかの値を取る信号）を供給することによってこれらのスイッチ素子のオンオフ状態を個別に制御し、それによってＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施するよう構成される。

図３（ａ）は、電力変換装置１が力行動作を行う場合の電圧ｖ_１，ｖ_２、一次側電流ｉ_Ｌ１、及び入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖの各波形を示す図であり、図３（ｂ）は、電力変換装置１が回生動作を行う場合の電圧ｖ_１，ｖ_２、一次側電流ｉ_Ｌ１、及び入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖの各波形を示す図である。ｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞０＞ｅ_ｗである場合、図３（ａ）（ｂ）に示した電圧ｅ_Ｈ，ｅ_ｈはそれぞれ、次の式（７）（８）で表される電圧となる。

制御装置４は、力行時及び回生時のいずれにおいても、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを所定のスイッチング周波数ｆで実施するよう構成される。したがって、図３にも示すように、電圧ｖ_１，ｖ_２の波形は、周期１／ｆで同じ波形の繰り返しとなる。ただし、制御装置４は、力行時には、所定時間δ／２πｆだけＡＣ／ＡＣコンバータ１０に遅れてＡＣ／ＤＣコンバータ３０の制御を行うよう構成され、回生時には、所定時間δ／２πｆだけＡＣ／ＤＣコンバータ３０に遅れてＡＣ／ＡＣコンバータ１０の制御を行うよう構成されている。その結果、図３にも示すように、力行時には電圧ｖ_１の位相が電圧ｖ_２の位相に対してδだけ進んでおり、回生時には電圧ｖ_１の位相が電圧ｖ_２の位相に対してδだけ遅れている。したがってδは、電圧ｖ_１と電圧ｖ_２の間の位相差を表している。

力行時及び回生時それぞれの各周期における制御装置４の制御内容は次のとおりである。すなわち、まず力行時のＡＣ／ＡＣコンバータ１０に関して、制御装置４は、初めに時間（１−ｄ_ｈ）／２ｆにわたり、電圧ｖ_１を電圧ｅ_Ｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｗｎのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎのそれぞれをオフとする制御である。ｄ_ｈは０＜ｄ_ｈ＜１／２ｆを満たす値であり、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０の制御のデューティ比を表している。

次に制御装置４は、時間ｄ_ｈ／２ｆにわたり、電圧ｖ_１を電圧ｅ_ｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｎのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎのそれぞれをオフとする制御である。続いて制御装置４は、時間（１−ｄ_ｈ）／２ｆにわたり、電圧ｖ_１を電圧−ｅ_Ｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｗｐのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎのそれぞれをオフとする制御である。最後に制御装置４は、時間ｄ_ｈ／２ｆにわたり、電圧ｖ_１を電圧−ｅ_ｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｐのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｗｎのそれぞれをオフとする制御である。

次に力行時のＡＣ／ＤＣコンバータ３０に関して、制御装置４は、初めに時間１／２ｆにわたり、電圧ｖ_２を電圧Ｖ_ｄｃに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｇ_１，Ｇ_４のそれぞれをオン、スイッチ素子Ｇ_２，Ｇ_３のそれぞれをオフとする制御である。次いで制御装置４は、時間１／２ｆにわたり、電圧ｖ_２を電圧−Ｖ_ｄｃに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｇ_２，Ｇ_３のそれぞれをオン、スイッチ素子Ｇ_１，Ｇ_４のそれぞれをオフとする制御である。

次に回生時のＡＣ／ＡＣコンバータ１０に関して、制御装置４は、初めに時間ｄ_ｈ／２ｆにわたり、電圧ｖ_１を電圧ｅ_ｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｎのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎのそれぞれをオフとする制御である。次に制御装置４は、時間（１−ｄ_ｈ）／２ｆにわたり、電圧ｖ_１を電圧ｅ_Ｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｗｎのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎのそれぞれをオフとする制御である。続いて制御装置４は、時間ｄ_ｈ／２ｆにわたり、電圧ｖ_１を電圧−ｅ_ｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｐのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｗｎのそれぞれをオフとする制御である。最後に制御装置４は、時間（１−ｄ_ｈ）／２ｆにわたり、電圧ｖ_１を電圧−ｅ_Ｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｗｐのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎのそれぞれをオフとする制御である。

最後に回生時のＡＣ／ＤＣコンバータ３０に関して、制御装置４は、初めに時間１／２ｆにわたり、電圧ｖ_２を電圧Ｖ_ｄｃに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｇ_１，Ｇ_４のそれぞれをオン、スイッチ素子Ｇ_２，Ｇ_３のそれぞれをオフとする制御である。次いで制御装置４は、時間１／２ｆにわたり、電圧ｖ_２を電圧−Ｖ_ｄｃに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｇ_２，Ｇ_３のそれぞれをオン、スイッチ素子Ｇ_１，Ｇ_４のそれぞれをオフとする制御である。

制御装置４が以上の制御を行うことにより、図３（ａ）（ｂ）に示した波形の一次側電流ｉ_Ｌ１及び入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖが得られる。こうして各電流が流れることにより、電力の伝送が実現される。

ここで、本発明の背景技術を参照しながら、本発明の課題について、再度より詳しく説明する。

図７は、本発明の背景技術による電力変換装置１００及びその制御装置１１０の構成を示す図である。同図と図１とを比較すると理解されるように、電力変換装置１００は、第１のノードｎ_１とＡＣ／ＡＣコンバータ１０との間に電気部品であるコイル素子１０１が実装され、第３のノードｎ_３とＡＣ／ＤＣコンバータ３０との間に電気部品であるコイル素子１０２が実装され、トランス２０がトランス１０３に置き換わっている点で、電力変換装置１と異なっている。図７に示したインダクタンスＬ_１，Ｌ_２は、それぞれコイル素子１０１，１０２のインダクタンスを表している。トランス１０３は、互いに磁気結合する一次側コイル１０３ａ及び二次側コイル１０３ｂを有して構成される。コイル１０３ａ，１０３ｂの巻き数はそれぞれ、図１に示したトランス２０の一次側コイル２０ａ及び二次側コイル２０ｂと同じＮ_Ｐ及びＮ_Ｓである。トランス２０と同様、トランス１０３にも漏れインダクタンスが存在するが、コイル素子１０１，１０２のインダクタンスＬ_１，Ｌ_２がこの漏れインダクタンスに比べて非常に大きな値に設定されることから、背景技術においては無視される。

図８は、本発明の背景技術において採用される励磁インダクタンスを考慮しないトランス１０３及びコイル素子１０１，１０２を一次側に換算した等価回路を示す図である。同図に示すように、本発明の背景技術において、トランス１０３は、励磁インダクタンス（後述する図４に示す励磁インダクタンスＬ_ｍ）が十分に大きいとして無視した理想トランスとみなされる。これは、励磁インダクタンスが十分に大きい場合には、励磁インダクタンスに流れる電流が小さくなり無視できるためである。

図８の等価回路によれば、コイル素子１０１，１０２は、第１のノードｎ_１と第３のノードｎ_３の間に接続された１つのインダクタＬとみなされる。インダクタＬのインダクタンスは、図示するようにＬ_１＋ｎＬ_２となる。これに従えば、コイル素子１０１，１０２には、次の式（９）で表される電流ｉ_Ｌが共通に流れることになる。

式（９）と、図３に示した波形とに基づき、出力直流電流Ｉ_ｄｃ及び入力電流ｉ_ｖそれぞれの１周期における平均値Ｉ_{ｄｃ＿ａｖｅ}，ｉ_{ｖ＿ａｖｅ}を求めると、それぞれ次の式（１０）（１１）のようになる。

こうして得られた平均値Ｉ_{ｄｃ＿ａｖｅ}，ｉ_{ｖ＿ａｖｅ}がそれぞれ電流Ｉ_ｄｃ，ｉ_ｖの指令値Ｉ_ｄｃ ^＊，ｉ_ｅｖ ^＊に一致すると仮定すると、次の式（１２）が得られる。制御装置１１０は、外部から入力された出力直流電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊及び入力電流指令値ｉ_ｅｖ ^＊と、交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ及び出力直流電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック結果とを式（１２）に代入し、その結果として得られる２つの式をｄ_ｈ，δの２元連立２次方程式とみなして数値的に解くことにより、デューティ比ｄ_ｈ及び位相差δを算出するよう構成される。そして、算出したデューティ比ｄ_ｈが実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０のスイッチングを実施するとともに、位相差δが実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施するよう構成される。

制御装置１１０が以上の制御を行うことにより、図３に示した波形が実現され、系統電源２から負荷３に対し（力行の場合）、又は、負荷３から系統電源２に対し（回生の場合）、電流指令値Ｉ_ｄｃ ^＊，ｉ_ｅｖ ^＊に応じた電力を伝送することが実現される。しかしながら、以上の制御方法によれば、もし仮に電気部品としてのコイル素子１０１，１０２の実装を排し、これらをトランス１０３の漏れインダクタンスで代替したとすると、入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗに大きな歪みが発生することになる。以下、この点について詳しく説明する。

図９は、コイル素子１０１，１０２をトランス１０３の漏れインダクタンスで代替し、かつ、制御装置１１０が上記制御を行った場合における、（ａ）交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ及び（ｂ）入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを示す図である。同図に示すように、この場合の入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは、大きな歪みを含むものとなる。

図１０は、トランス１０３の励磁インダクタンスが無限大であると仮定して、図９と同じ場合をシミュレートした結果を示す図である。同図と図９を比較すると理解されるように、トランス１０３の励磁インダクタンスが無限大であると仮定すると、入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの歪みは大幅に改善される。このことは、トランス１０３の励磁電流が入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの歪みに大きく影響していることを示唆している。すなわち、コイル素子１０１，１０２をトランス１０３の漏れインダクタンスで代替する場合、トランス１０３として励磁インダクタンスの小さな特殊なトランスを用いることになるため、励磁インダクタンスに流れる電流（励磁電流）が大きくなる。一方、励磁インダクタンスが無限大である理想的な場合、励磁電流は０になる。そして、前者の場合には大きな歪みが生じ、後者の場合にはその歪みが大幅に改善されるのであるから、励磁電流が入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの歪みに大きく影響していると言える。励磁インダクタンスの大きさを変えることはできないので、本願の発明者は逆転の発想で、励磁電流の無視を止め、励磁電流を考慮して制御を行えば、入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの歪みを低減できるのではないかと考えた。本実施の形態は、このような考え方に基づいて発明されたもので、制御装置４は、励磁インダクタンスに基づいてデューティ比ｄ_ｈ及び位相差δを算出することにより、励磁電流を考慮した制御を行うよう構成される。以下、本実施の形態による制御装置４が行う制御の詳細と、その制御によって実際に入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの歪みを低減できることとについて、詳しく説明する。

図４は、本実施の形態において採用されるトランス２０のＴ型等価回路を示す図である。同図に示したインダクンタスＬ_ｍは、トランス２０の励磁インダクタンスである。本実施の形態による制御装置４は、この励磁インダクタンスＬ_ｍに基づいてデューティ比ｄ_ｈ及び位相差δを算出し、算出したデューティ比ｄ_ｈが実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０のスイッチングを実施するとともに、算出した位相差δが実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施する。以下、本実施の形態によるデューティ比ｄ_ｈ及び位相差δの具体的な算出方法について、説明する。

初めに、図４の等価回路に基づくと、上述した一次側電流ｉ_Ｌ１及び二次側電流ｉ_Ｌ２が次の式（１３）のように表される。

式（１３）を解くことにより、一次側電流ｉ_Ｌ１及び二次側電流ｉ_Ｌ２が次の式（１４）（１５）のように求められる。なお、これらの式中のインダクタンスＬ'は、トランス２０の巻き数比ｎ、並びにトランス２０の漏れインダクタンスＬ_１，Ｌ_２及び励磁インダクタンスＬ_ｍを用いて、式（１６）のように表されるインダクタンスである。また、電圧ｖ_１'は、トランス２０の巻き数比ｎ、トランス２０の漏れインダクタンスＬ_２及び励磁インダクタンスＬ_ｍ、並びに電圧ｖ_１を用いて、式（１７）のように表される電圧であり、電圧ｖ_２'は、トランス２０の漏れインダクタンスＬ_１及び励磁インダクタンスＬ_ｍ、並びに電圧ｖ_２を用いて、式（１８）のように表される電圧である。したがって、式（１４）（１５）に示される一次側電流ｉ_Ｌ１及び二次側電流ｉ_Ｌ２はそれぞれ、トランス２０の励磁インダクタンスＬ_ｍに基づくものとなっている。

式（１４）（１５）はそれぞれ、式（９）と同じ形を有している。したがって、式（１０）に式（５）を用い、式（１１）に式（３）を用いることにより、出力直流電流Ｉ_ｄｃ及び入力電流ｉ_ｖそれぞれの平均値Ｉ_{ｄｃ＿ａｖｅ}，ｉ_{ｖ＿ａｖｅ}を次の式（１９）（２０）のように表すことができる。ただし、式（２０）内のｅ_Ｈ'は、式（１７）右辺のｖ_１にｅ_Ｈを代入することによって得られる値である。式（１９）（２０）から明らかなように、こうして導出される平均値Ｉ_{ｄｃ＿ａｖｅ}，ｉ_{ｖ＿ａｖｅ}はともに、トランス２０の励磁インダクタンスＬ_ｍに基づくものとなっている。

制御装置４は、上述した式（１２）の第１式の右辺に式（１９）を、第２式の右辺に式（２０）をそれぞれ適用し、制御装置１１０と同様にｄ_ｈ，δの２元連立２次方程式とみなして数値的に解くことにより、デューティ比ｄ_ｈ及び位相差δを算出する。本実施の形態によるデューティ比ｄ_ｈ及び位相差δは、以上のようにして算出される。

図５は、制御装置４が上記制御を行った場合における、（ａ）交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ及び（ｂ）入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを示す図である。同図と図９とを比較すると理解されるように、本実施の形態によれば、電気部品としてのコイル素子１０１，１０２（図７を参照）を実装しないにも関わらず、入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの歪みが大幅に改善されている。この結果は、励磁電流を考慮して制御を行えば入力電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの歪みを低減できる、という当初の考え方が正しかったことを示している。

図６は、本発明の実施例（実線及び黒丸）と、本発明の比較例（破線及び黒四角）とのそれぞれについて、全高調波歪み率ＴＨＤ(Total Harmonic Distortion)を測定した結果を示す図である。なお、実施例は、制御装置４が式（１９）（２０）に基づいて算出されたデューティ比ｄ_ｈ及び位相差δに基づく制御を実施した場合を示しており、比較例は、制御装置４が式（１０）（１１）に基づいて算出されたデューティ比ｄ_ｈ及び位相差δに基づく制御を実施した場合を示している。また、図６の測定は、次の表１に示す各物理量を有する電力変換装置１、系統電源２、及び負荷３を用いて行った。

図６に示すように、出力直流電流Ｉ_ｄｃが負である場合（Ｉ_ｄｃ＜０。回生時）、実施例では、ＴＨＤが良好なＴＨＤの基準である５％を下回る領域が比較例に比べて大幅に増えていることが理解される。一方、出力直流電流Ｉ_ｄｃが正である場合（Ｉ_ｄｃ＞０。力行時）には、実施例によるＴＨＤが比較例によるＴＨＤに比べて全体的に大きくなっているが、これは、デッドタイムやオン電圧降下の影響が顕在化したことによるものであると考えられる。すなわち、比較例では、励磁電流の影響と、デッドタイムやオン電圧降下の影響とが相殺しているが、実施例では、このうち励磁電流の影響のみが低下したため、デッドタイムやオン電圧降下の影響が大きく現れることとなったと考えられる。したがって、ＴＨＤが大きくなってはいるものの、励磁電流の影響によって生ずる歪みを低減する効果は得られているものと考えられる。以上の結果から、本実施の形態によれば、力行時及び回生時のいずれについても、励磁電流の影響によって生ずる入力電流の歪みを低減できると言える。

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。

例えば、上記実施の形態ではｅ_ｕ＞ｅ_ｖ＞０＞ｅ_ｗの場合に着目して説明したが、本発明は、これらが他の大小関係を有する場合についても同様に適用可能である。

１ 電力変換装置
２ 系統電源
３ 負荷
４ 制御装置
１０ ＡＣ／ＡＣコンバータ
２０ トランス
２０ａ，２０ｂ コイル
３０ ＡＣ／ＤＣコンバータ
Ｃ１ キャパシタ
Ｃｆ 入力キャパシタ
Ｇ_１〜Ｇ_４ 片方向スイッチ素子
Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ 片方向スイッチ素子
Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ 片方向スイッチ素子
Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ 双方向スイッチ素子
Ｌｆ 交流リアクトル
Ｒｆ ダンピング抵抗

Claims (5)

1. 交流電源に接続されたＡＣ／ＡＣコンバータと、
   直流電源に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＡＣ／ＡＣコンバータに接続された一次側コイル、及び、前記ＡＣ／ＤＣコンバータに接続された二次側コイルを有するトランスと、
   を有する電力変換装置の制御装置であって、
   前記トランスの励磁インダクタンスに基づいて算出されたデューティ比が実現されるよう前記ＡＣ／ＡＣコンバータのスイッチングを実施するとともに、前記励磁インダクタンスに基づいて算出された位相差が実現されるよう前記ＡＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＡＣ／ＤＣコンバータそれぞれのスイッチングを実施する、
   制御装置。
2. 前記交流電源から前記ＡＣ／ＡＣコンバータに流れ込む入力電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値が所与の入力電流指令値に一致し、かつ、前記ＡＣ／ＤＣコンバータから前記直流電源に流れ込む出力直流電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値が所与の出力直流電流指令値に一致するように、前記デューティ比及び前記位相差を算出する、
   請求項１に記載の制御装置。
3. 前記入力電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値は、前記励磁インダクタンスに基づく前記トランスの一次側電流を用いて導出され、
   前記出力直流電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値は、前記励磁インダクタンスに基づく前記トランスの二次側電流を用いて導出される、
   請求項２に記載の制御装置。
4. 前記一次側電流は、前記トランスの巻き数比ｎ、前記トランスの一次側漏れインダクタンスＬ_１、前記トランスの二次側漏れインダクタンスｎ^２Ｌ_２、及び前記トランスの励磁インダクタンスＬ_ｍを用いて式（１）のように表されるインダクタンスＬ'と、前記ｎ^２Ｌ_２、前記Ｌ_ｍ、及び前記トランスの一次側入力電圧ｖ_１を用いて式（２）のように表される一次側入力電圧ｖ_１'とを用いて式（３）により表される電流ｉ_Ｌ１であり、
   前記二次側電流は、前記インダクタンスＬ'と、前記Ｌ_１、前記Ｌ_ｍ、及び前記トランスの二次側入力電圧ｖ_２を用いて式（４）のように表される二次側入力電圧ｖ_２'とを用いて式（５）により表される電流ｉ_Ｌ２である、
   

   

   請求項３に記載の制御装置。
5. 前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、一端が前記直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記二次側コイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記二次側コイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有し、
   前記ＡＣ／ＡＣコンバータは、一端が三相交流である前記交流電源の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記一次側コイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記交流電源の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記交流電源の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記一次側コイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータである、
   請求項１乃至４のいずれか一項に記載の制御装置。

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