JP5923120B2 - 双方向非接触給電システム - Google Patents

Description

本発明は、電気自動車などの移動体に搭載された二次電池に非接触で給電を行う非接触給電システムに関し、二次電池に蓄えられた電力が必要に応じて電力系統や家庭でも利用できるように、双方向の給電を可能にしたものである。

電気自動車やプラグインハイブリッド車に搭載された二次電池の充電方式には、車両に充電ケーブルを接続して外部電源から給電する方式と、一次コイル（送電コイル）及び二次コイル（受電コイル）間の電磁誘導を利用して非接触で送電コイルから受電コイルに電力を供給する非接触給電方式とが存在する。
図１２は、プラグインハイブリッド車の二次電池１０４に非接触給電方式で充電を行う非接触給電システムを模式的に示している。
プラグインハイブリッド車は、駆動源にエンジン１０１及びモータ１０２を具備し、モータ用の電源である二次電池１０４と、二次電池１０４の直流を交流に変換してモータ１０２に供給するインバータ１０３とを備えている。
二次電池１０４への給電を行う非接触給電システムは、地上側に、商用電源１０５の交流を直流に変換する整流器１１０と、変換された直流から高周波交流を生成するインバータ１２０と、非接触給電トランスの一方である送電コイル１３１と、送電コイル１３１に直列接続された直列コンデンサ１３３とを備えており、車両側に、非接触給電トランスの他方である受電コイル１３２と、二次電池１０４のために交流を直流に変換する整流器１４０と、受電コイル１３２と整流器１４０との間に並列接続された並列コンデンサ１３４とを備えている。
なお、この明細書では、インバータ１２０と整流器１４０との間に在って、送電コイル１３１及び受電コイル１３２から成る非接触給電トランスとコンデンサ１３３、１３４とが含まれる部分を“非接触給電装置”と呼ぶことにする。

図１３は、下記特許文献１に記載された非接触給電システムの基本回路を示している。整流器１１０は、整流素子と整流された電流を平滑化する平滑コンデンサとを備えている。インバータ１２０は、よく知られているように、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等から成る４つの主スイッチと、各主スイッチに逆並列に接続された４つの帰還ダイオードと、主スイッチのスイッチングを行う制御部（不図示）とを具備し、制御部からの制御信号による主スイッチのオン・オフ動作により、インバータ１２０から方形波やパルス幅制御により略正弦波形の交流が出力される。
一次コイル１３１、二次コイル１３２、一次側直列コンデンサ１３３及び二次側並列コンデンサ１３４は、非接触給電装置１３０を構成している。この非接触給電装置１３０におけるコンデンサ１３３、１３４の一次直列（series）・二次並列（parallel）の接続方式を“ＳＰ方式”と呼ぶ。
非接触給電装置１３０から出力された交流は、整流素子と平滑コンデンサとを備える整流器１４０で整流され、二次電池１０４に供給される。

非接触給電装置１３０におけるコンデンサの接続方式には、ＳＰ方式以外に、一次側及び二次側に直列コンデンサを接続する“ＳＳ方式”や、一次側及び二次側に並列コンデンサを接続する“ＰＰ方式”などが知られているが、ＳＰ方式の場合、下記特許文献１に記載されているように、二次側並列コンデンサ１３４の容量Ｃｐ及び一次側の直列コンデンサの容量Ｃsを次のように設定すれば理想変圧器と等価になり、高い給電効率が得られ、システム設計が容易になる。

即ち、一次コイル１３１の巻数をＮ₁、二次コイル１３２の巻数をＮ₂、巻数比ａ＝Ｎ₁／Ｎ₂とし、二次側に換算した一次側の入力電圧をＶ’_IN（＝Ｖ_IN／ａ）、入力電流をＩ’_IN（＝ａ×Ｉ_IN）、一次側コンデンサＣの容量リアクタンスをｘ’_S（＝ｘ_S／ａ²）、一次巻線の一次漏れリアクタンスをｘ’₁（＝ｘ₁／ａ²）、励磁リアクタンスをｘ’₀（＝ｘ₀／ａ²）とし、また、二次漏れリアクタンスをｘ₂、二次側コンデンサの容量リアクタンスをｘ_P、出力電圧をＶ₂、出力電流をＩ_2Lとし、さらに、高周波電源１２０の周波数をｆ₀、ω₀＝２πｆ₀とするとき、二次側並列コンデンサの容量Ｃpは次式（数１）を満たすように設定する。
１／（ω₀×Ｃp）＝ｘ_P＝ｘ’₀＋ｘ₂ （数１）
また、一次側直列コンデンサの容量Ｃs（＝ＣS’／ａ²）は次式（数２）を満たすように設定する。
１／（ω₀×Ｃs’）＝ｘ’_S
＝(ｘ’₀×ｘ’₁+ｘ’₁×ｘ₂＋ｘ₂×ｘ’₀)／（ｘ’₀＋ｘ₂） （数２）
そうすると、ＳＰ方式の非接触給電装置の等価回路は、巻数比ｂ（＝ｘ’₀ ／（ｘ’₀＋ｘ₂））の理想変圧器と等価になり、次式（数３）及び（数４）が成り立つ。
Ｖ₂＝Ｖ’_IN／ｂ （数３）
Ｉ_2L＝ｂＩ’_IN （数４）

ところで、近年、電気自動車（ＥＶ）の二次電池で蓄えた余剰電力を家庭や配電網で利用する“Ｖ２Ｈ”（Vehicle to Home：車両から家へ）や“Ｖ２Ｇ”（Vehicle to Grid：車両から配電網へ）に対する関心が高まっている。
下記非特許文献１には、こうした動きに呼応して、非接触給電システムにおける双方向化が検討されている。図１４は、非特許文献１で提案されている双方向非接触給電システムを示している。このシステムでは、非接触給電装置の一次側回路及び二次側回路のそれぞれにＥＶ用インバータ２０１、２０２が接続している。
一次側から二次側への給電時には、ＥＶ用インバータ２０１が直流電源の直流を交流に変換する。また、ＥＶ用インバータ２０２は、全ての主スイッチがオフにされ、帰還ダイオードが形成する整流ブリッジで二次側回路から出力される交流を整流し、負荷に供給する。逆に、二次側から一次側への給電時には、ＥＶ用インバータ２０２が、負荷から出力される直流を交流に変換し、全ての主スイッチがオフにされたＥＶ用インバータ２０１が、一次側回路から出力される交流を整流して直流電源に供給する。

非接触給電装置は、一次側から二次側に給電する場合も、その逆の場合も、ＳＰ方式のコンデンサ配置が採れるように、一次側回路及び二次側回路の双方が、直列コンデンサと、その直列コンデンサの両端を短絡するスイッチと、並列コンデンサと、その並列コンデンサの接続をオン・オフするスイッチとを備えており、給電方向が一次側から二次側の場合は、一次側回路の直列コンデンサと二次側回路の並列コンデンサとが機能し、給電方向が二次側から一次側の場合は、二次側回路の直列コンデンサと一次側回路の並列コンデンサとが機能するようにスイッチの切り替えが行われる。

特開２０１１−４５１９５号公報

名雪、福島、宜保、根本、池谷「双方向非接触給電システムの提案と基本性能の実証」電力中央研究所報告、H10007(2011)

しかし、回路を切り替えて非接触給電システムを双方向化する方式は、非接触給電装置に切り替え制御機構の導入が必要であり、また、非接触給電装置の部品点数が増加するため、コストアップが避けられない。また送電方向（Ｇ２ＶかＶ２Ｇか）に依らず、送電側の電圧と受電側の電圧をほぼ同じレベルにするためには、インバータ等で大幅な電圧制御が必要となり、これもコストアップにつながる。
非接触給電システムの双方向化に当たっては、非接触給電装置のコストアップをできるだけ抑える必要がある。
そのためには、単方向の非接触給電システムで用いられている非接触給電装置の変更を最小限に止め、ＣやＬの数を減らし、電源や非接触給電トランスの仕様を単方向の場合と共通化することが求められる。
また、非接触給電システムの双方向化に当たっては、双方向の給電効率が共に最大効率を維持できるように構成することが求められる。
また、非接触給電システムの双方向化に当たっては、いずれの方向に給電する場合でも、受電側の電圧及び電流を簡単に制御できることが望ましい。

本発明は、こうした事情を考慮して創案したものであり、双方向の給電効率が高く、受電側の電圧及び電流の制御が簡単で、低コスト化が可能な双方向非接触給電システムを提供することを目的としている。

本発明の双方向非接触給電システムは、第１のコイルと、第１のコイルから空隙を隔てて置かれた第２のコイルとを含む非接触給電装置を具備し、第１のコイルを含む一次側回路から第２のコイルを含む二次側回路に、及び、二次側回路から一次側回路に、電磁誘導作用で電力が給電される双方向非接触給電システムであって、非接触給電装置の一次側回路は、直流を交流に変換する機能と交流を直流に変換する機能とを備える第１の電力変換器に接続し、第１の電力変換器は、直流を交流に変換する機能と交流を直流に変換する機能とを備える第２の電力変換器に接続し、第２の電力変換器は、さらに商用電源に接続し、非接触給電装置の二次側回路は、直流を交流に変換する機能と交流を直流に変換する機能とを備える第３の電力変換器に接続し、第３の電力変換器は、さらに二次電池等の移動体直流電源に接続し、非接触給電装置の一次側回路から二次側回路に給電するときは、第２の電力変換器が商用電源の交流を直流に変換し、第１の電力変換器が、直流を交流に変換して一次側回路に供給し、第３の電力変換器が二次側回路から出力された交流を直流に変換して移動体直流電源に供給し、非接触給電装置の二次側回路から一次側回路に給電するときは、第３の電力変換器が移動体直流電源から出力された直流を交流に変換して二次側回路に供給し、第１の電力変換器が一次側回路から出力された交流を直流に変換し、第２の電力変換器が直流を交流に変換して商用電源に供給し、第１の電力変換器及び第３の電力変換器の少なくとも一方は、スイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとから成るスイッチングユニットが二つ直列に接続されたスイッチングユニットアームと、コンデンサが二つ直列に接続され、スイッチングユニットアームと並列に接続されたコンデンサアームと、を有し、スイッチングユニットアームの二つのスイッチングユニットの接続点、及び、コンデンサアームの二つのコンデンサの接続点に、一次側回路または二次側回路が接続され、直流を交流に変換するときはハーフブリッジインバータとして動作し、交流を直流に変換するときは倍電圧整流回路として動作し、第１の電力変換器、第２の電力変換器及び第３の電力変換器の動作を切り替えるだけで双方向の給電が行われることを特徴とする。
この双方向非接触給電システムでは、第１、第２、第３の電力変換器の動作を切り替えるだけでＧ２Ｖ（Grid to Vehicle：配電網から車両へ）及びＶ２Ｇが実行できる。また、こうすることで、電力変換器の部品点数を減らすことができ、また、消費電力を減らして給電効率を高めることが可能である。

また、本発明の双方向非接触給電システムでは、前記非接触給電装置が、第１のコイルに直列に接続された第１の直列コンデンサと、第２のコイルに並列に接続された第１の並列コンデンサと、第２のコイルに直列に接続された第１のインダクタと、を備えることを特徴とする。
この双方向非接触給電システムでは、ＳＰ方式の非接触給電装置の二次側に直列インダクタを加えるだけで、双方向の給電効率を高めている。

また、本発明の双方向非接触給電システムでは、前記非接触給電装置の一次側と二次側のコンデンサ及びインダクタを入れ替えて、第１のコイルに並列に接続された第２の並列コンデンサと、第１のコイルに直列に接続された第２のインダクタと、第２のコイルに直列に接続された第２の直列コンデンサと、を備えるようにしても良い（以下、これを変形例と言う）。
給電が双方向で行われるため、一次側と二次側との入れ替えが可能である。

また、本発明の双方向非接触給電システムでは、前記非接触給電装置の一次側回路から二次側回路に給電するときの第１の電力変換器が生成する交流の周波数、及び、前記非接触給電装置の二次側回路から一次側回路に給電するときの第３の電力変換器が生成する交流の周波数をｆ０、第１（変形例では第２）の直列コンデンサが接続されるコイルの自己インダクタンスをＬ１、第１（変形例では第２）の並列コンデンサが接続されるコイルの自己インダクタンスをＬ２とするとき、
第１（変形例では第２）の直列コンデンサの値Ｃｓを、
Ｃｓ≒１／｛（２πｆ０）²×Ｌ１｝
第１（変形例では第２）の並列コンデンサの値Ｃｐを、
Ｃｐ≒１／｛（２πｆ０）²×Ｌ２｝
第１（変形例では第２）の直列インダクタの値Ｌｓを、
Ｌｓ≒Ｌ２
に設定されていることが望ましい。
こうすることで、双方向共に高効率での給電が可能になる。

また、この場合、
Ｃｓ０＝１／｛（２πｆ０）²×Ｌ１｝
Ｃｐ０＝１／｛（２πｆ０）²×Ｌ２｝
とするとき、
第１（変形例では第２）の直列コンデンサの値Ｃｓが、
Ｃｓ０×０．７≦Ｃｓ≦Ｃｓ０×１．３
かつ、第１（変形例では第２）の並列コンデンサの値Ｃｐが、
Ｃｐ０×０．７≦Ｃｐ≦Ｃｐ０×１．３
かつ、第１（変形例では第２）の直列インダクタの値Ｌｓが、
Ｌ２×０．７≦Ｌｓ≦Ｌ２×１．３
の範囲内に設定されていることが望ましい。
この範囲にＣｓ、Ｃｐ、Ｌｓを設定すると、ＳＰ方式の非接触給電装置を備える単方向非接触給電システムと殆ど変わらない高い給電効率で双方向の給電が可能になる。

また、本発明の双方向非接触給電システムでは、非接触給電装置が、第１のコイルに直列に接続された第３の直列コンデンサと、第２のコイルに直列に接続された第４の直列コンデンサと、非接触給電装置の系統側に挿入された、Ｔ−ＬＣＬ形のイミタンス変換器、または、Ｔ−ＣＬＣ形のイミタンス変換器とを備えるものであっても良い。
こうすることで、理想変圧器特性を得ることが可能である。

また、本発明の双方向非接触給電システムでは、前記第３の電力変換器を三相電圧形インバータとし、三相電圧形インバータの直流側が移動体直流電源に接続し、三相交流側が切換スイッチを介して三相電動機と非接触給電装置の二次側回路とに接続するように構成することができる。
電気自動車に本来備わっている電動機駆動用の三相電圧形インバータを利用して双方向非接触給電を行うことができる。

また、本発明の双方向非接触給電システムでは、この三相電圧形インバータが、切換スイッチにより三相電動機に接続されている時は三相電圧形ＰＷＭインバータとして動作し、切換スイッチにより非接触給電装置の二次側回路に接続されている時は単相方形波を出力する単相方形波インバータとして動作する。

本発明の双方向非接触給電システムは、単方向給電を行う非接触給電装置の構成を大きく変えずに、高い効率の双方向給電を行うことが可能であり、双方向化に伴うコストアップを低く抑えることができる。

本発明の第１の実施形態に係る双方向非接触給電システムの回路図 実証実験のパラメータを示す図 実証実験結果を示す図 抵抗負荷と給電効率との関係を示す図 入出力波形の位相を示す図 図１の変形回路図 本発明の第２の実施形態に係る双方向非接触給電システムの回路図 図７の変形回路図 本発明の第３の実施形態に係る双方向非接触給電システムの回路図 図９の回路での電圧形インバータのＵＶ端子間出力電圧波形 図９の変形回路図 車両への非接触給電システムを示す図 図１２の非接触給電システムの基本回路図 従来の双方向非接触給電システムを示す図

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る双方向非接触給電システムの回路構成を示している。このシステムは、商用電源１に接続する高力率コンバータ部（請求の範囲で言う“第２の電力変換器”）１０と、一次側のインバータ部（請求の範囲で言う“第１の電力変換器”）２０と、高力率コンバータ部１０及びインバータ部２０間に並列接続された平滑コンデンサ２と、インバータ部２０が一次側に接続する非接触給電装置３０と、非接触給電装置３０の二次側に接続するインバータ部（請求の範囲で言う“第３の電力変換器”）４０と、電気を蓄積する二次電池４と、インバータ部４０及び二次電池４間に並列接続された平滑コンデンサ３とを備え、また、図示していないが、高力率コンバータ部１０及びインバータ部２０、４０のスイッチングを行う制御部を備えている。

高力率コンバータ部１０及びインバータ部２０、４０は、それぞれ、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子と、スイッチング素子に逆並列に接続された帰還ダイオードとから成るスイッチングユニットを４個（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）ずつ有しており、Ｑ１とＱ２とが直列に接続されたスイッチングユニットアームと、Ｑ３とＱ４とが直列に接続されたスイッチングユニットアームとが並列に接続されている。高力率コンバータ部１０では、一方のスイッチングユニットアームのＱ１とＱ２との接続点がインダクタ１１を介して商用電源１に接続し、他方のスイッチングユニットアームのＱ３とＱ４との接続点が商用電源１に直接接続している。インバータ部２０では、一方のスイッチングユニットアームのＱ１とＱ２との接続点、及び、他方のスイッチングユニットアームのＱ３とＱ４との接続点が、それぞれ、非接触給電装置３０の一次側回路に接続している。また、インバータ部４０では、一方のスイッチングユニットアームのＱ１とＱ２との接続点、及び、他方のスイッチングユニットアームのＱ３とＱ４との接続点が、それぞれ、非接触給電装置３０の二次側回路に接続している。

非接触給電装置３０は、非接触給電トランスを構成する一次側コイル３１及び二次側コイル３２と、一次側コイル３１に直列に接続された直列コンデンサ３３と、二次側コイル３２に並列に接続された並列コンデンサ３４と、並列コンデンサ３４よりもインバータ部４０に近い側で二次側コイル３２に直列に接続されたインダクタ３５とを備えている。

高力率コンバータ部１０及びインバータ部２０、４０のスイッチングユニット（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）を構成するスイッチング素子のオン・オフ動作は、制御部（不図示）により制御される。
Ｇ２Ｖの場合は、高力率コンバータ部１０では、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチング素子を制御部からＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）することにより商用電源１の交流から平滑コンデンサ２に可変電圧の直流を供給する。このときＰＷＭ制御を適切に行うことにより、商用電源１の力率を１にし、商用電源１から供給する電流も高調波の極めて少ない正弦波電流にすることができる。高力率コンバータの動作には商用電源１と高力率コンバータ１０のスイッチングユニットとの間にインダクタ１１が必要となる。
平滑コンデンサ２から直流が入力するインバータ部２０では、Ｑ１及びＱ４の組のスイッチング素子と、Ｑ２及びＱ３の組のスイッチング素子とが、制御部からの制御信号に応じて、周波数ｆ０の周期で交互にオン・オフ動作を行い、インバータ部２０から周波数ｆ０の交流が出力される。
非接触給電装置３０の特性については後述する。
非接触給電装置３０から高周波の交流が入力するインバータ部４０では、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチング素子がオフとなるように制御される。そのため、インバータ部４０では、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の帰還ダイオードのみが機能し、交流の全波整流が行われる。インバータ部４０から出力された直流は、平滑コンデンサ３で平滑化されて二次電池４に入力する。

逆に、Ｖ２Ｇの場合は、インバータ部４０のＱ１及びＱ４の組のスイッチング素子と、Ｑ２及びＱ３の組のスイッチング素子とが、制御部からの制御信号に応じて、周波数ｆ０の周期で交互にオン・オフ動作を行い、インバータ部４０から非接触給電装置３０に周波数ｆ０の交流が出力される。非接触給電装置３０から高周波の交流が入力するインバータ部２０では、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチング素子がオフとなるように制御され、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の帰還ダイオードのみが機能して交流を全波整流する。インバータ部２０から出力された直流は、平滑コンデンサ２で平滑化されて高力率コンバータ部１０に入力する。
直流が入力する高力率コンバータ部１０では、Ｑ１、Ｑ２，Ｑ３、Ｑ４のスイッチング素子を制御部からＰＷＭ制御することにより、商用電源１に力率−１の高調波成分の少ない正弦波電流を供給する。また、高力率コンバータ部１０では入力の直流電圧が適切な範囲内であれば商用電源１に一定電圧の交流を供給することができる。

次に、ＳＰ方式のコンデンサ３３、３４に二次側直列インダクタ３５が追加された非接触給電装置３０の特性について説明する。
ここで、二次側並列コンデンサ３４の値をＣｐ、二次側直列インダクタ３５の値をＬｓ、一次側直列コンデンサ３３の値をＣｓとして、Ｃｐ、Ｌｓ、Ｃｓを次のように定める。
１／（ω₀×Ｃp）＝ω₀×Ｌ₂＝ω₀×Ｌｓ＝ｘ_P＝ｘ’₀＋ｘ₂ （数５）
Ｌｓ＝Ｌ₂ （数６）
１／（ω₀×Ｃs’）＝ω₀×Ｌ’₁＝ｘ’_S＝ｘ’₀＋ｘ’₁ （数７）
但し、Ｌ₁は一次コイル３１の自己インダクタンス、Ｌ₂は二次コイル３２の自己インダクタンスである。また、ω₀、ｘ_P、ｘ’₀、ｘ₂、ｘ’_S、ｘ’₁は、（数１）（数２）において定義したものと同じである。
Ｃｐの値は、ＳＰ方式の（数１）の値と同じであるが、Ｃｓの値は、ＳＰ方式の（数２）の値と異なる。

このＣｐ、Ｌｓ、Ｃｓの値は、Ｇ２Ｖにおいてインバータ部２０が生成する交流の周波数、及び、Ｖ２Ｇにおいてインバータ部４０が生成する交流の周波数をｆ０（＝ω₀／２π）とするとき、
Ｃｐ＝１／｛（２πｆ０）²×Ｌ２｝ （数８）
Ｌｓ＝Ｌ２ （数９）
Ｃｓ＝１／｛（２πｆ０）²×Ｌ１｝ （数１０）
と表すことができる。

このようにＣｐ、Ｌｓ、Ｃｓの値を設定すると、一次コイル３１と二次コイル３２との巻数比ａとｂ＝ｘ’₀ ／（ｘ’₀＋ｘ₂）とを用いて、
Ｖ₂＝Ｖ_IN／(ａｂ) （数１１）
Ｉ_2L＝ａｂＩ_IN （数１２）
のように表すことができる。ここで、
Ｖ_IN, Ｉ_IN：インバータ部２０と非接触給電装置３０との接続部の電圧と電流であり、
Ｖ₂, Ｉ_2L：インバータ部４０と非接触給電装置３０との接続部の電圧と電流である。
ｂは結合係数ｋの値に略等しい。そのため、結合係数ｋに応じて巻数比ａを調節することにより、電圧比を任意に設定することができる。

また、二次電池４の抵抗負荷をＲ_Lとすると、Ｇ２Ｖでは、
Ｒ_L＝｛（ｘ’₀＋ｘ₂）²／ｘ’₀｝（ｒ’₁／ｒ₂）^1/2 （数１３）
のときに最大効率で給電が行われる。また、Ｖ２Ｇでは、
Ｒ’_L＝ｘ’₀×（ｒ’₁／ｒ₂）^1/2 （数１４）
のときに最大効率で給電が行われる。

このシステムの特性を検証するために行った実験結果について説明する。
この実験では、図２の表に示すトランス定数の非接触給電装置を用いて、図１に示す回路で双方向給電を行った。抵抗負荷Ｒ_Lは、Ｇ２Ｖでは（数１３）より求めた値１０Ωに設定し、Ｖ２Ｇでは（数１４）より求めた値１７．５Ωに設定した。
また、二次側直列インダクタを持たないＳＰ方式の非接触給電装置を用いて単方向給電を併せて行い、その結果を比較した。
図３には、Ｇ２Ｖ、Ｖ２Ｇ及びＳＰの場合の測定結果を示している。また、図４のグラフには、抵抗負荷Ｒ_Lと給電効率ηとの関係を示す計算値及び実測値を、Ｇ２Ｖ、Ｖ２Ｇ及びＳＰのそれぞれについて示している。
また、図５（ａ）には、Ｇ２Ｖでの非接触給電装置の入出力電圧・電流波形を示し、図５（ｂ）には、Ｖ２Ｇでの非接触給電装置の入出力電圧・電流波形を示している。
図３及び図４から、この双方向非接触給電システムでは、ＳＰ方式の単方向給電と殆ど変わらない高効率の双方向給電が行われていることが確認できる。
また、図５から、入出力電圧の位相が一致しており、理想変圧器特性を有していることが確認できる。

なお、（数８）（数９）（数１０）で示すＣｐ、Ｌｓ、Ｃｓの値は、理想変圧器特性を得るための理論値であるが、実際の装置では、この理論値から多少外れていても高効率の双方向給電が実行できる。
（数８）の理論値をＣｐ０、（数１０）の理論値をＣｓ０とするとき、実際の装置のＣｓ、Ｃｐ、Ｌｓの値が、
Ｃｓ０×０．７≦Ｃｓ≦Ｃｓ０×１．３
Ｃｐ０×０．７≦Ｃｐ≦Ｃｐ０×１．３
Ｌ２×０．７≦Ｌｓ≦Ｌ２×１．３
の範囲内にあれば、高効率の双方向給電が実行できると考えられる。

このように、この双方向非接触給電システムでは、単方向給電に用いられていた非接触給電装置の構成を僅かに変更するだけで、高効率の双方向給電が可能である。
また、非接触給電装置が理想変圧器特性を有しているため、いずれの方向に給電する場合でも、受電側の電圧及び電流の制御が容易である。
なお、この双方向非接触給電システムでは、高効率の双方向給電が可能であるため、非接触給電装置の一次側と二次側のコンデンサ及びインダクタを入れ替えて、図６に示すように、非接触給電装置３００の一次側に直列インダクタ３５０及び並列コンデンサ３４０を配置し、二次側に直列コンデンサ３３０を配置しても良い。

（第２の実施形態）
図７は、本発明の第２の実施形態に係る双方向非接触給電システムの回路構成を示している。このシステムは、第１の実施形態（図１）と比べて、非接触給電装置３０に接続するインバータ部２００及びインバータ部４００の構成だけが相違している。高力率コンバータ部１０及び非接触給電装置３０の構成及び動作は、第１の実施形態と変わりがない。

インバータ部２００及びインバータ部４００は、それぞれ、二つのスイッチングユニット（Ｑ１、Ｑ２）と分圧コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）とを有しており、Ｑ１とＱ２とが直列に接続されたスイッチングユニットアームと、Ｃ１とＣ２とが直列に接続されたコンデンサアームとが並列に接続されている。インバータ部２００では、スイッチングユニットアームのＱ１とＱ２との接続点、及び、コンデンサアームのＣ１とＣ２との接続点が、それぞれ、非接触給電装置３０の一次側回路に接続し、インバータ部４００では、スイッチングユニットアームのＱ１とＱ２との接続点、及び、コンデンサアームのＣ１とＣ２との接続点が、それぞれ、非接触給電装置３０の二次側回路に接続している。

インバータ部２００及びインバータ部４００のスイッチングユニット（Ｑ１、Ｑ２）を構成するスイッチング素子のオン・オフ動作は、制御部（不図示）により制御される。
Ｇ２Ｖの場合、インバータ部２００では、Ｑ１のスイッチング素子とＱ２のスイッチング素子とが、制御部からのＰＷＭ制御信号に応じて、周波数ｆ０の周期で交互にオン・オフを行い、インバータ部２００は、ハーフブリッジインバータとして動作する。
このとき、コンデンサＣ１及びＣ２のそれぞれには、高力率コンバータ部１０の直流出力電圧の二分された電圧が印加されて充電される。Ｑ１、Ｑ２のスイッチング素子が交互にオン・オフ動作を行うと、コンデンサＣ１及びＣ２に蓄積された電力が交互に放電され、インバータ部２００から非接触給電装置３０の一次側回路に周波数ｆ０の交流が出力される。

一方、インバータ部４００では、Ｇ２Ｖの場合、Ｑ１、Ｑ２のスイッチング素子がオフとなるように制御される。そのため、Ｑ１、Ｑ２の帰還ダイオードのみが機能し、インバータ部４００は、倍電圧整流器として動作する。
このとき、Ｑ１の帰還ダイオードを通過する電流によりＣ１の充電が行われ、Ｑ２の帰還ダイオードを通過する電流によりＣ２の充電が行われる。インバータ部４００から二次電池４には、Ｃ１とＣ２との充電電圧を直列に加えた直流電圧が印加される。

逆に、Ｖ２Ｇの場合は、インバータ部４００のＱ１のスイッチング素子とＱ２のスイッチング素子とが、制御部からのＰＷＭ制御信号に応じて、周波数ｆ０の周期で交互にオン・オフを行い、インバータ部４００がハーフブリッジインバータとして動作する。
また、インバータ部２００は、Ｑ１、Ｑ２のスイッチング素子がオフとなるように制御され、倍電圧整流器として動作する。

このように、この双方向非接触給電システムでは、インバータ部２００、４００の一方がハーフブリッジインバータとして動作するため、その交流出力電圧がフルブリッジインバータの出力の半分に下がるが、他方が倍電圧整流器として動作するため、出力電圧が全波整流器の出力の２倍に上昇し、結局、双方向の給電電圧は、第１の実施形態のシステムと同じになる。
このインバータ部２００、４００で使用されているスイッチングユニットの数は、フルブリッジインバータの使用数の半分である。そのため、この双方向非接触給電システムは、低コストで実現できる。

また、フルブリッジインバータでは、常に二つのスイッチングユニットに電流が流れるが、この双方向非接触給電システムでは、インバータ部２００、４００の二つのスイッチングユニットに交互に電流が流れるため、電流が流れているスイッチングユニットは常に１個である。そのため、この双方向非接触給電システムでは、消費電力を少なくすることができ、その分、給電効率を高めることができる。

なお、図７では、非接触給電装置３０が、第１の実施形態と同様に、一次直列コンデンサ、二次並列コンデンサ及び二次直列インダクタを備える場合について示しているが、このインバータ部２００、４００を備える双方向非接触給電システムは、他の方式の非接触給電装置を用いる場合にも、消費電力の低減による給電効率の向上や低コスト化が可能である。

図８は、このインバータ部２００、４００を備える双方向非接触給電システムに、改良型ＳＳ方式の非接触給電装置３１０を配置した例を示している。
この非接触給電装置３１０は、一次側直列コンデンサ３１１及び二次側直列コンデンサ３１２の他に、Ｔ−ＬＣＬ形のイミタンス変換器を構成する二つのインダクタ３１３、３１４と一つのコンデンサ３１５とを備えている。このイミタンス変換器は、理想変圧器特性を得るために、ＳＳ方式の非接触給電装置の系統側に挿入されている。
イミタンス変換器としては、二つのコンデンサの中間に一つのインダクタをＴ形に接続したＴ−ＣＬＣ形のイミタンス変換器を用いても良い。

また、非接触給電装置の一次側に接続する第１の電力変換器として第２の実施形態のインバータ部２００を使用し、非接触給電装置の二次側に接続する第３の電力変換器として第１の実施形態のインバータ部４０を使用することも可能である。あるいは、第１の電力変換器として第１の実施形態のインバータ部２０を使用し、第３の電力変換器として第２の実施形態のインバータ部４００を使用しても良い。

（第３の実施形態）
図９は、本発明の第３の実施形態に係る双方向非接触給電システムの回路構成を示している。このシステムは、第１の実施形態（図１）と比べて、非接触給電装置３０の二次側に接続する第３の電力変換器に、電気自動車に本来備わっている電動機駆動用の三相電圧形インバータ５０を利用している点が相違している。

この三相電圧形インバータ５０は、Ｑ１とＱ２とが直列に接続されたスイッチングユニットアームと、Ｑ３とＱ４とが直列に接続されたスイッチングユニットアームと、Ｑ５とＱ６とが直列に接続されたスイッチングユニットアームとを有し、三つのスイッチングユニットアームの両端が並列接続されている。Ｑ５及びＱ６が直列接続したスイッチングユニットアームの中間点は電動機８０のＷ相への出力端子となり、Ｑ３及びＱ４が直列接続したスイッチングユニットアームの中間点は電動機８０のＶ相への出力端子となり、Ｑ１及びＱ２が直列接続したスイッチングユニットアームの中間点は電動機８０のＵ相への出力端子となる。三相電圧形インバータ５０のＷ相出力端子は、電動機８０に直接接続し、Ｖ相出力端子及びＵ相出力端子は、切換スイッチ７０を介して、電動機８０または非接触給電装置３０の二次側回路に接続する。
また、三相電圧形インバータ５０と二次電池４との間には、平滑コンデンサ６１と昇降圧チョッパ回路を含むコンバータ６０とが介在する。
三相電圧形インバータ５０及びコンバータ６０のスイッチングユニットを構成するスイッチング素子のオン・オフ動作は、制御部（不図示）により制御される。

このシステムでは、車両に搭載された二次電池４を充電する場合、三相電圧形インバータ５０のＶ相出力端子及びＵ相出力端子が非接触給電装置３０の二次側に接続するように切換スイッチ７０が切り替えられる。そして、非接触給電装置３０から高周波の交流が入力する三相電圧形インバータ５０では、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６の全てのスイッチング素子がオフとなるように制御される。
そのため、三相電圧形インバータ５０では、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の帰還ダイオードのみが機能し、交流の全波整流が行われる。三相電圧形インバータ５０から出力された直流は、平滑コンデンサ６１で平滑化され、コンバータ６０で降圧されて二次電池４に入力する。

また、二次電池４により電動機８０を駆動するときは、三相電圧形インバータ５０のＶ相出力端子及びＵ相出力端子が電動機８０に接続するように切換スイッチ７０が切り替えられる。
このとき、二次電池４の出力は、コンバータ６０で電動機駆動電圧に昇圧され、平滑コンデンサ６１で平滑化されて三相電圧形インバータ５０に入力する。
三相電圧形インバータ５０の各スイッチングユニットアームを構成する二つのスイッチングユニットのスイッチング素子は、制御部のＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）により図１０（ａ）に示すＰＷＭ波形のオン・オフ動作を交互に行い、点線で示すＵ，Ｖ，Ｗ各相の交流を生成する。三相電圧形インバータ５０で生成された三相交流は電動機８０に入力し、電動機８０は駆動される。

また、Ｖ２Ｇの場合は、三相電圧形インバータ５０のＶ相出力端子及びＵ相出力端子が非接触給電装置３０の二次側回路に接続するように切換スイッチ７０が切り替えられる。そして、三相電圧形インバータ５０のＱ１及びＱ４の組のスイッチング素子と、Ｑ２及びＱ３の組のスイッチング素子とが、制御部からの制御信号に応じて、図１０（ｂ）に示す単相方形波波形のオン・オフ動作を交互に行う。
そのため、コンバータ６０で昇圧された二次電池４の出力は、三相電圧形インバータ５０で高周波の交流に変換されて非接触給電装置３０に入力し、さらに、インバータ部２０及び高力率コンバータ部１０を経て、商用電源１に供給される。このときのインバータ部２０及び高力率コンバータ部１０の動作は、第１の実施形態（図１）と変わりがない。

このように、このシステムでは、車両に搭載された三相電圧形インバータ５０が、三相電動機に接続されているときには、三相電圧形ＰＷＭインバータとして動作する。また、二次電池の電力を家庭や配電網で利用するときは、三相電圧形インバータ５０が、切換スイッチにより非接触給電装置の二次側回路に接続され、単相方形波を出力する単相方形波インバータとして動作する。

図１１は、第３の実施形態の変形例を示しており、このシステムでは、車両に搭載された三相電圧形インバータ５１を双方向非接触給電に利用するために、第２の実施形態（図７）の回路を用いている。
そのため、非接触給電装置３０の一次側回路には、二つのスイッチングユニットが直列接続されたスイッチングユニットアームと、分圧コンデンサを構成する二つのコンデンサが直列接続されたコンデンサアームとを有するインバータ部２００が接続している。このインバータ部２００は、前述するように、直流を交流に変換するときはハーフブリッジインバータとして動作し、交流を直流に変換するときは倍電圧整流回路として動作する。

三相電圧形インバータ５１のＷ相出力端子及びＶ相出力端子は、電動機８０に直接接続し、Ｕ相出力端子は、切換スイッチ７１を介して、電動機８０または非接触給電装置３０の二次側回路に接続する。
また、三相電圧形インバータ５１とコンバータ６０との間には、分圧コンデンサを構成する二つのコンデンサが直列接続されたコンデンサアーム６２が接続し、コンデンサアーム６２の中間点は、非接触給電装置３０の二次側回路に接続している。

この回路では、三相電圧形インバータ５１のＵ相出力端子を非接触給電装置３０の二次側回路に接続し、三相電圧形インバータ５１のＱ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６のスイッチング素子をオフにすれば、三相電圧形インバータ５１のＱ１、Ｑ２とコンデンサアーム６２とで、第２の実施形態（図７）のインバータ部４００と同一回路が構成され、Ｑ１、Ｑ２のスイッチング素子を制御することにより、直流を交流に変換するときはハーフブリッジインバータとして動作し、交流を直流に変換するときは倍電圧整流回路として動作することができる。そのため、第２の実施形態と同様に双方向非接触給電が可能になる。
また、切換スイッチ７１を切り替えて三相電圧形インバータ５１のＵ相出力端子を電動機８０に接続すれば、二次電池４により電動機８０を駆動することができる。

本発明の双方向非接触給電システムは、高い給電効率で双方向の給電が可能であり、自動車や搬送車や移動ロボットなどの移動体に広く利用することができる。

１ 商用電源
２ 平滑コンデンサ
３ 平滑コンデンサ
４ 二次電池
１０ 高力率コンバータ部
１１ インダクタ
２０ インバータ部
３０ 非接触給電装置
３１ 一次側コイル
３２ 二次側コイル
３３ 直列コンデンサ
３４ 並列コンデンサ
３５ インダクタ
４０ インバータ部
５０ 三相電圧形インバータ
５１ 三相電圧形インバータ
６０ コンバータ
６１ 平滑コンデンサ
６２ 分圧コンデンサ
７０ 切換スイッチ
７１ 切換スイッチ
８０ 電動機
１０１ エンジン
１０２ モータ
１０３ インバータ
１０４ 二次電池
１０５ 商用電源
１１０ 整流器
１２０ インバータ
１３１ 送電コイル
１３２ 受電コイル
１３３ 直列コンデンサ
１３４ 並列コンデンサ
１４０ 整流器
２００ インバータ部
２０１ ＥＶ用インバータ
２０２ ＥＶ用インバータ
３００ 非接触給電装置
３１０ 非接触給電装置
３１１ 一次側直列コンデンサ
３１２ 二次側直列コンデンサ
３１３ インダクタ
３１４ インダクタ
３１５ コンデンサ
３３０ 直列コンデンサ
３４０ 並列コンデンサ
３５０ 直列インダクタ
４００ インバータ部

Claims (8)

1. 第１のコイルと、該第１のコイルから空隙を隔てて置かれた第２のコイルとを含む非接触給電装置を具備し、前記第１のコイルを含む一次側回路から前記第２のコイルを含む二次側回路に、及び、前記二次側回路から前記一次側回路に、電磁誘導作用で電力が給電される双方向非接触給電システムであって、
   前記非接触給電装置の一次側回路は、直流を交流に変換する機能と交流を直流に変換する機能とを備える第１の電力変換器に接続し、
   前記第１の電力変換器は、直流を交流に変換する機能と交流を直流に変換する機能とを備える第２の電力変換器に接続し、前記第２の電力変換器は、さらに商用電源に接続し、
   前記非接触給電装置の二次側回路は、直流を交流に変換する機能と交流を直流に変換する機能とを備える第３の電力変換器に接続し、前記第３の電力変換器は、さらに二次電池等の移動体直流電源に接続し、
   前記非接触給電装置の一次側回路から二次側回路に給電するときは、前記第２の電力変換器が商用電源の交流を直流に変換し、前記第１の電力変換器が、前記直流を交流に変換して前記一次側回路に供給し、前記第３の電力変換器が前記二次側回路から出力された交流を直流に変換して前記移動体直流電源に供給し、
   前記非接触給電装置の二次側回路から一次側回路に給電するときは、前記第３の電力変換器が前記移動体直流電源から出力された直流を交流に変換して前記二次側回路に供給し、前記第１の電力変換器が前記一次側回路から出力された交流を直流に変換し、前記第２の電力変換器が前記直流を交流に変換して前記商用電源に供給し、
   前記第１の電力変換器及び第３の電力変換器の少なくとも一方は、
   スイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとから成るスイッチングユニットが二つ直列に接続されたスイッチングユニットアームと、
   コンデンサが二つ直列に接続され、前記スイッチングユニットアームと並列に接続されたコンデンサアームと、
   を有し、前記スイッチングユニットアームの二つのスイッチングユニットの接続点、及び、前記コンデンサアームの二つのコンデンサの接続点に、前記一次側回路または二次側回路が接続され、直流を交流に変換するときはハーフブリッジインバータとして動作し、交流を直流に変換するときは倍電圧整流回路として動作し、
   前記第１の電力変換器、第２の電力変換器及び第３の電力変換器の動作を切り替えるだけで双方向の給電が行われることを特徴とする双方向非接触給電システム。
2. 請求項１に記載の双方向非接触給電システムであって、前記非接触給電装置が、前記第１のコイルに直列に接続された第１の直列コンデンサと、前記第２のコイルに並列に接続された第１の並列コンデンサと、前記第２のコイルに直列に接続された第１のインダクタと、を備えることを特徴とする双方向非接触給電システム。
3. 請求項１に記載の双方向非接触給電システムであって、前記非接触給電装置が、前記第１のコイルに並列に接続された第２の並列コンデンサと、前記第１のコイルに直列に接続された第２のインダクタと、前記第２のコイルに直列に接続された第２の直列コンデンサと、を備えることを特徴とする双方向非接触給電システム。
4. 請求項２または請求項３に記載の双方向非接触給電システムであって、前記非接触給電装置の一次側回路から二次側回路に給電するときの前記第１の電力変換器が生成する交流の周波数、及び、前記非接触給電装置の二次側回路から一次側回路に給電するときの前記第３の電力変換器が生成する交流の周波数をｆ０、前記第１または第２の直列コンデンサが接続されるコイルの自己インダクタンスをＬ１、前記第１または第２の並列コンデンサが接続されるコイルの自己インダクタンスをＬ２とするとき、
   前記第１または第２の直列コンデンサの値Ｃｓが、
   Ｃｓ≒１／｛（２πｆ０）2×Ｌ１｝
   前記第１または第２の並列コンデンサの値Ｃｐが、
   Ｃｐ≒１／｛（２πｆ０）2×Ｌ２｝
   前記第１または第２の直列インダクタの値Ｌｓが、
   Ｌｓ≒Ｌ２
   に設定されていることを特徴とする双方向非接触給電システム。
5. 請求項４に記載の双方向非接触給電システムであって、
   Ｃｓ０＝１／｛（２πｆ０）2×Ｌ１｝
   Ｃｐ０＝１／｛（２πｆ０）2×Ｌ２｝
   とするとき、
   前記第１または第２の直列コンデンサの値Ｃｓが、
   Ｃｓ０×０．７≦Ｃｓ≦Ｃｓ０×１．３
   かつ、前記第１または第２の並列コンデンサの値Ｃｐが、
   Ｃｐ０×０．７≦Ｃｐ≦Ｃｐ０×１．３
   かつ、前記第１または第２の直列インダクタの値Ｌｓが、
   Ｌ２×０．７≦Ｌｓ≦Ｌ２×１．３
   の範囲内に設定されていることを特徴とする双方向非接触給電システム。
6. 請求項１に記載の双方向非接触給電システムであって、前記非接触給電装置が、前記第１のコイルに直列に接続された第３の直列コンデンサと、前記第２のコイルに直列に接続された第４の直列コンデンサと、前記非接触給電装置の系統側に挿入された、Ｔ−ＬＣＬ形のイミタンス変換器、または、Ｔ−ＣＬＣ形のイミタンス変換器とを備えることを特徴とする双方向非接触給電システム。
7. 請求項１から６のいずれかに記載の双方向非接触給電システムであって、前記第３の電力変換器は三相電圧形インバータであり、前記三相電圧形インバータの直流側は前記移動体直流電源に接続され、三相交流側は切換スイッチを介して三相電動機と前記非接触給電装置の二次側回路とに接続されていることを特徴とする双方向非接触給電システム。
8. 請求項７に記載の双方向非接触給電システムであって、前記三相電圧形インバータは、前記切換スイッチにより前記三相電動機に接続されている時は三相電圧形ＰＷＭインバータとして動作し、前記切換スイッチにより前記非接触給電装置の二次側回路に接続されている時は単相方形波を出力する単相方形波インバータとして動作することを特徴とする双方向非接触給電システム。

Images