JP2009033800A

JP2009033800A - 双方向ｄｃ／ａｃインバータ

Info

Publication number: JP2009033800A
Application number: JP2007192423A
Authority: JP
Inventors: Hiroo Ito; 広雄伊藤; Takafumi Mizuno; 貴文水野
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2007-07-24
Filing date: 2007-07-24
Publication date: 2009-02-12
Also published as: US20090034300A1; US8085557B2

Abstract

【課題】専用の昇圧回路を設けずに系統電源より高圧のバッテリを充電することができる双方向ＤＣ／ＡＣインバータを提供する。
【解決手段】双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１０は、バッテリ１１の充電時に系統電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換し、双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１０の交流電圧出力時に入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力するＨブリッジ回路１３を備えている。Ｈブリッジ回路１３は２つのコイル２２ａ，２２ｂ及びコンデンサ２３からなる平滑フィルタ１４を介して系統電源用接続部１５に接続されている。制御装置１７は、系統電源から入力される交流電圧を、バッテリ１１を充電可能な直流電圧に変換する場合、Ｈブリッジ回路１３の各スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を２つのコイル２２ａ，２２ｂを昇圧回路のコイルとして機能するように制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、双方向ＤＣ／ＡＣインバータに係り、詳しくは系統電源より高圧のバッテリから入力される直流電圧を前記系統電源と同じ交流電圧に変換するとともに、前記系統電源から入力される交流電圧を前記バッテリを充電可能な直流電圧に変換する双方向ＤＣ／ＡＣインバータに関する。

エンジン（内燃機関）で走行する自動車として、低燃費や排気ガス削減のため、始動時や低速域ではモータで駆動輪を駆動し、中高速域ではエンジンで駆動輪を駆動する所謂ハイブリッド車が実用化されている。しかし、近年、さらなる環境負荷低減のために、家庭用電源（系統電源）でバッテリを充電可能な所謂プラグイン・ハイブリッド車が考えられている。例えば、深夜電力でバッテリを充電してモータによる電気自動車モードで走行できる距離を長くした場合、ガソリン等に対して電気を用いる比率が高まるため、一般的なハイブリッド車に比べて二酸化炭素の排出量削減や大気汚染防止への効果が期待できる。また、系統電源は個々に発電するより発電コストが低く、料金の安い深夜電力を利用して充電すれば、燃料代も低減可能となる。

系統電源は正弦波状の電圧波形及び電流波形であるが、充電器の整流回路はコンデンサインプット型のため、図５（ａ）に示すように、入力ＡＣ電流は、正弦波状の電圧波形のピーク付近だけ流れる高調波電流となる。力率改善及び高調波電流規制対策のため、充電器の入力ＡＣ電流を高調波電流から、図５（ｂ）に示すように、入力ＡＣ電圧と同位相の正弦波状の電流波形にする必要があり、これを実現するためにはＰＦＣ（Power Factor Control）回路（力率制御回路）を追加する必要がある。

従来、力率の改善効率を向上し、かつ構成が簡単な電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。特許文献１の電源装置は、図６に示すように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の開閉動作により交流電源ＡＣから電流を強制的に入力し、交流電源ＡＣからの入力電圧波形と入力電流波形とを一致させるようにする力率改善回路７１と、基準波形を示す情報を記憶した基準波形記憶部７２とを備えている。力率改善回路７１は、交流電源ＡＣから入力した電力を整流するためのダイオードＤ１〜Ｄ４と、スイッチング動作により交流電源ＡＣから強制的に入力電流を流すようにするためのリアクトルＬ及びスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、平滑された直流出力を得るための平滑コンデンサＣとからなる。また、入力電流を検出する入力電流検出回路７３と、出力電圧を検出する出力電圧検出回路７４と、交流電圧の極性が変化する時点を検出するゼロクロス検出回路７５と、力率改善回路７１を制御する制御部７６とを備えている。制御部７６は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をＰＷＭ制御する際のデューティ比を決定するデューティ比決定部７７と、デューティ比決定部７７により決定されたデューティ比に基づいてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を開閉制御するための制御信号を出力するＰＷＭ制御部７８とからなる。そして、制御部７６は、入力電流値と、出力電圧値と、ゼロクロス検出時を基準として基準波形記憶部７２から読み出した基準波形の値とに基づいて決定されるデューティ比でスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の開閉動作を制御する。

一方、停電時のインバータへの切り替えを商用交流電源（系統電源）と短絡することなく、短時間で行うことができ、また、インバータの励磁突入電流を防止することが可能な無停電電源装置が提案されている（特許文献２参照）。特許文献２には、前記インバータとして通常時にバッテリの充電を行い、商用電源の電圧低下もしくは停電時にバッテリからの出力を交流に変換して負荷側に電力の供給をおこなうことが可能な双方向インバータを使用することが開示されている。そして、充電時には、双方向インバータを構成するＨブリッジ回路の４つのスイッチング素子のうち、２つのスイッチング素子をオフ状態にして、他の２つのスイッチング素子をスイッチング制御することが開示されている。
特開平１１−３５６０５１号公報特開２００３−１４３７７２号公報

プラグイン・ハイブリッド車において使用される走行用モータは、一般に定格電圧が系統電源の電圧より高い（例えば、数百ボルト）ため、定格電圧が系統電源の電圧より高いバッテリを使用する方が、バッテリの電力を効率良く使用することができる。そのため、系統電源でバッテリを充電する際、昇圧する必要がある。しかし、昇圧回路とＰＦＣ回路の両者を別回路、別部品として設けると、昇圧回路用のリアクトル（コイル）と、ＰＦＣ回路用のコイルがそれぞれ必要になり、装置が大型化するとともに製造コストも高くなる。

特許文献１には、スイッチング素子のデューティ比を変えて力率を改善する電源装置が開示されている。また、特許文献２には無停電電源装置を構成する双方向インバータにおいて、充電時に双方向インバータを構成するＨブリッジ回路の上側アームの２つのスイッチング素子をオフ状態として、下側アームの２つのスイッチング素子をオン・オフ制御することが開示されている。しかし、特許文献２ではバッテリとして商用電源の電圧より高い電圧のバッテリを使用するとともに、充電時にインバータのスイッチング素子とフィルタのコイルで昇圧回路を構成してバッテリを充電するという思想はない。

本発明は、前記の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は専用の昇圧回路を設けずに系統電源より高圧のバッテリを充電することができる双方向ＤＣ／ＡＣインバータを提供することにある。

前記の目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、系統電源より高圧のバッテリから入力される直流電圧を前記系統電源と同じ交流電圧に変換するとともに、前記系統電源から入力される交流電圧を前記バッテリを充電可能な直流電圧に変換する双方向ＤＣ／ＡＣインバータである。そして、前記バッテリから入力される直流電圧を交流電圧に変換するとともに、前記系統電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換するＨブリッジ回路と、前記Ｈブリッジ回路に接続された系統電源用接続部と、前記Ｈブリッジ回路と前記系統電源用接続部との間に接続されるとともに、２つのコイル及びコンデンサからなる平滑フィルタとを備えている。また、前記双方向ＤＣ／ＡＣインバータが、前記系統電源から入力される交流電圧を前記バッテリを充電可能な直流電圧に変換する場合、前記２つのコイルを昇圧回路のコイルとして機能するように前記Ｈブリッジ回路の下側アームの２つのスイッチング素子を制御する制御手段を備えている。

この発明では、系統電源より高圧のバッテリから入力される直流電圧を系統電源と同じ交流電圧に変換する場合は、バッテリの直流電圧がＨブリッジ回路によって交流電圧に変換され、フィルタ回路で平滑化されて正弦波として出力される。また、系統電源から入力される交流電圧をバッテリを充電可能な直流電圧に変換する場合、つまり、系統電源で前記バッテリを充電する場合は、系統電源から入力される交流電圧が、Ｈブリッジ回路で直流電圧に変換される。その際、Ｈブリッジ回路の各スイッチング素子は、フィルタ回路のコイルが昇圧回路のコイルとして機能するように制御され、Ｈブリッジ回路からは系統電源の電圧より高い電圧に昇圧された直流電圧が出力される。したがって、専用の昇圧回路を設けずに系統電源より高圧のバッテリを充電することができる。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記平滑フィルタに入力される交流電圧の値を検出する電圧センサと、前記平滑フィルタに入力される交流電流の値を検出する電流センサとを有し、前記Ｈブリッジ回路の下側アームの２つのスイッチング素子は、前記Ｈブリッジ回路からの出力電圧と、前記電圧センサで検出された電圧値と、前記バッテリを充電可能な直流電圧を前記Ｈブリッジ回路から出力するために必要とされる前記平滑フィルタから出力される交流電流の目標値と、前記電流センサで検出された電流値と、から算出されるデューティ比で制御される。したがって、専用のＰＦＣ回路（力率制御回路）及び昇圧回路を設けずに系統電源より高圧のバッテリを効率良く充電することができる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の発明において、前記Ｈブリッジ回路と前記バッテリとの間には、前記Ｈブリッジ回路と前記バッテリの間を電気的に絶縁する絶縁伝達部を備えている。したがって、バッテリと系統電源側とが電気的絶縁状態で接続されているため、オフ状態において、系統電源より高圧のバッテリの電圧が系統電源用接続部に供給される虞がない。

請求項４に記載の発明は、請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の発明において、前記Ｈブリッジ回路を構成する各スイッチング素子として、ダイオードが逆並列に接続された絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用されている。したがって、この発明では、各スイッチング素子に流れる電流量が大きな場合（例えば、１００Ａ以上）でも、スイッチング素子の耐久性が向上する。

請求項５に記載の発明は、請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の発明において、前記Ｈブリッジ回路を構成する各スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴが使用されている。ＭＯＳＦＥＴは寄生ダイオードを有する。したがって、この発明では、スイッチング素子として寄生ダイオードを有しない素子を使用する場合に比較して、ダイオードを接続する手間が不要になり、構成も簡単になる。

請求項６に記載の発明は、請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載の発明において、前記制御手段は、前記系統電源から入力される交流電圧を前記バッテリを充電可能な直流電圧に変換する場合、前記Ｈブリッジ回路の上側アームの２つのスイッチング素子をオフ状態に保持するとともに、下側アームの２つのスイッチング素子をスイッチング制御する。この発明では、スイッチング素子の制御が簡単になる。

本発明によれば、専用の昇圧回路を設けずに系統電源より高圧のバッテリを充電することができる双方向ＤＣ／ＡＣインバータを提供することができる。

以下、本発明をプラグイン・ハイブリッド車の電源装置に具体化した一実施形態を図１〜図３にしたがって説明する。
図１に示すように、双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１０は、直流電源としてのバッテリ１１に接続されて電源装置１２を構成する状態で使用される。双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１０は、Ｈブリッジ回路１３と、Ｈブリッジ回路１３に平滑フィルタ１４を介して接続された系統電源用接続部１５と、バッテリ１１とＨブリッジ回路１３との間に接続された絶縁伝達部１６と、Ｈブリッジ回路１３及び絶縁伝達部１６の各スイッチング素子を制御する制御手段としての制御装置１７とを備えている。

バッテリ１１は、出力電圧が、車両の走行モータを駆動する電圧（例えば、５００Ｖ）より低く、系統電源の電圧（例えば、１００Ｖ）より高い電圧のもの、例えば、２００Ｖのものが使用されている。

絶縁伝達部１６は、トランス１８と、バッテリ１１とトランス１８の一次巻線Ｌ１との間に接続された第１のブリッジ回路１９と、トランス１８の二次巻線Ｌ２とＨブリッジ回路１３との間に接続された第２のブリッジ回路２０とを備えている。第１のブリッジ回路１９は、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４からなり、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４として絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用されている。各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のコレクタとエミッタ間には、ダイオードＤ１〜Ｄ４が、カソードがコレクタにアノードがエミッタに対応する状態で逆並列に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１は、コレクタがバッテリ１１のプラス端子に接続され、エミッタがスイッチング素子Ｓ２のコレクタに接続されている。スイッチング素子Ｓ２のエミッタはバッテリ１１のマイナス端子に接続され、スイッチング素子Ｓ１のエミッタとスイッチング素子Ｓ２のコレクタとの中点がトランス１８の一次巻線Ｌ１の第１端部に接続されている。スイッチング素子Ｓ３は、コレクタがバッテリ１１のプラス端子に接続され、エミッタがスイッチング素子Ｓ４のコレクタに接続されている。スイッチング素子Ｓ４のエミッタはバッテリ１１のマイナス端子に接続され、スイッチング素子Ｓ３のエミッタとスイッチング素子Ｓ４のコレクタとの中点がトランス１８の一次巻線Ｌ１の第２端部に接続されている。即ち、第１のブリッジ回路１９はＨブリッジ回路を構成する。なお、バッテリ１１の両端子間にはコンデンサ２１が接続されている。

第２のブリッジ回路２０は４つのスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８からなり、各スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８として絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用されている。各スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のコレクタとエミッタ間には、ダイオードＤ５〜Ｄ８が、カソードがコレクタにアノードがエミッタに対応する状態で逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｓ５，Ｓ７はコレクタ同士が接続されており、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ８はエミッタ同士が接続されている。スイッチング素子Ｓ５のエミッタとスイッチング素子Ｓ６のコレクタの中点はトランス１８の二次巻線Ｌ２の第１端部に接続され、スイッチング素子Ｓ７のエミッタとスイッチング素子Ｓ８のコレクタの中点はトランス１８の二次巻線Ｌ２の第２端部に接続されている。即ち、第２のブリッジ回路２０もＨブリッジ回路を構成する。

Ｈブリッジ回路１３は４つのスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２からなり、各スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２として絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用されている。各スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２のコレクタとエミッタ間には、ダイオードＤ９〜Ｄ１２が、カソードがコレクタにアノードがエミッタに対応する状態で逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１１はコレクタ同士が接続されるとともに、第２のブリッジ回路２０のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ７のコレクタに接続されている。スイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１２はエミッタ同士が接続されるとともに、第２のブリッジ回路２０のスイッチング素子Ｓ６，Ｓ８のエミッタに接続されている。また、スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１１のエミッタと、スイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１２のコレクタとがそれぞれ接続されている。

スイッチング素子Ｓ９のエミッタとスイッチング素子Ｓ１０のコレクタの中点は、平滑フィルタ１４を構成するコイル２２ａの第１端部に接続され、コイル２２ａの第２端部はコンデンサ２３の第１端部に接続されている。スイッチング素子Ｓ１１のエミッタとスイッチング素子Ｓ１２のコレクタの中点はコイル２２ｂの第１端部に接続され、コイル２２ｂの第２端部はコンデンサ２３の第２端部に接続されている。なお、スイッチング素子Ｓ９のコレクタと、スイッチング素子Ｓ１０のエミッタとの間には電解コンデンサ２４が接続されている。

系統電源用接続部１５は、系統電源のコンセントに接続可能なプラグ２５及び家電製品のプラグを接続可能なアダプタとしてのコンセント２６を備えている。プラグ２５及びコンセント２６は、配線２７，２８を介して平滑フィルタ１４のコンデンサ２３に接続されている。配線２７，２８の途中にはスイッチ２９，３０が設けられている。スイッチ２９，３０はそれぞれリレーのｃ接点で構成されており、リレーのオン状態でスイッチ２９，３０はプラグ２５を平滑フィルタ１４と通電可能な状態に保持され、リレーのオフ状態でコンセント２６を平滑フィルタ１４と通電可能な状態に保持されるように構成されている。

制御装置１７は、図示しないマイクロコンピュータ（マイコン）を備え、マイコンのメモリに記憶されたプログラムメモリに基づいて、Ｈブリッジ回路１３及び絶縁伝達部１６の両ブリッジ回路１９，２０の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２を制御する。制御装置１７は、バッテリ１１の充電時に図示しない系統電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換し、かつ２つのコイル２２ａ，２２ｂを昇圧回路のコイルとして機能するようにＨブリッジ回路１３の上側アームの２つのスイッチング素子Ｓ９，Ｓ１１をオフ状態に保持するとともに、下側アームの２つのスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１２を制御する。また、制御装置１７は、双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１０の交流電圧出力時に絶縁伝達部１６から入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力するようにＨブリッジ回路１３の各スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を制御する。制御装置１７は、スイッチ２９，３０の接続状態を制御する制御信号を出力する。

制御装置１７は、バッテリ１１の充電時、交流電流の位相を交流電圧の位相と同位相になるようにＨブリッジ回路１３のスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１２を制御する。
なお、バッテリ１１には車両の走行に必要な図示しない負荷（走行用モータ、補機）が接続されており、負荷で電力が使用されるようになっている。

次に前記のように構成された双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１０の作用を説明する。
バッテリ１１から入力される直流電圧を系統電源と同じ交流電圧に変換する場合は、スイッチ２９，３０が、コンセント２６を平滑フィルタ１４と通電可能な状態に保持され、バッテリ１１から第１のブリッジ回路１９に直流電圧が供給される。第１のブリッジ回路１９のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御装置１７からの制御信号により、供給された直流電圧を交流電圧に変換するようにスイッチング制御され、変換された交流電圧がトランス１８の一次巻線Ｌ１に供給される。具体的には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が交互にオン、オフ制御されて一次巻線Ｌ１に交流電圧が供給されるとともに、二次巻線Ｌ２に交流電圧が誘起される。

一方、二次巻線Ｌ２に接続された第２のブリッジ回路２０のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は、二次巻線Ｌ２に誘起された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御され、変換された直流電圧がＨブリッジ回路１３に供給される。Ｈブリッジ回路１３の各スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２は、コンセント２６から所定電圧、所定周波数（例えば、１００Ｖ、６０Ｈｚ）の交流電圧が得られるように、制御装置１７からの制御信号によってスイッチング制御される。具体的には、スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１２とスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１１が交互にオン、オフ制御される。スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１２がオン状態、スイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１１がオフ状態では、図２に二点鎖線で示すように、コイル２２ａにＨブリッジ回路１３側の端子からコンセント２６側の端子へ電流が流れる。これにより、第２のブリッジ回路２０から入力される直流電圧が正の方形波となり、平滑フィルタ１４を介すことで正の正弦波が出力される。

一方、スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１２がオフ状態、スイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１１がオン状態では、図２に実線で示すように、コイル２２ａにコンセント２６側の端子からＨブリッジ回路１３側の端子へ電流が流れる。これにより、第２のブリッジ回路２０から入力される直流電圧が負の方形波となり、平滑フィルタ１４を介すことで負の正弦波が出力される。

以上のようにバッテリ１１から入力される直流電圧が交流電圧に変換され、コンセント２６に供給される。
一方、系統電源から入力される交流電圧をバッテリを充電可能な直流電圧に変換する場合、即ち、系統電源でバッテリ１１を充電する場合は、プラグ２５を系統電源のコンセント（例えば、家庭の１００Ｖのコンセント）に接続する。そして、スイッチ２９，３０が、プラグ２５を平滑フィルタ１４と通電可能な状態に保持されて、系統電源からプラグ２５及び平滑フィルタ１４を介してＨブリッジ回路１３に交流電圧が供給される。Ｈブリッジ回路１３の各スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２は、制御装置１７からの制御信号により、供給された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御され、変換された直流電圧が第２のブリッジ回路２０に供給される。その際、各スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２は、平滑フィルタ１４を構成する２つのコイル２２ａ，２２ｂを昇圧回路のコイルとして機能するように制御されるとともに、供給された交流電流の位相が交流電圧の位相と同じになるように制御される。

具体的には、Ｈブリッジ回路１３の上側アームの２つのスイッチング素子Ｓ９，Ｓ１１はオフ状態に保持され、下側アームの２つのスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１２が交互にオン・オフ制御される。詳述すると、平滑フィルタ１４に入力される交流電圧及び交流電流が正のときには、スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１１，Ｓ１２がオフ状態に維持され、スイッチング素子Ｓ１０がオン、オフ制御される。スイッチング素子Ｓ１０がオンになると、図３（ａ）に示すように、コイル２２ａ→スイッチング素子Ｓ１０→ダイオードＤ１２→コイル２２ｂ→となるように電流が流れ、コイル２２ａ，２２ｂに電気エネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｓ１０がオフすると、図３（ｂ）に示すように、コイル２２ａ，２２ｂに蓄積されたエネルギーが加えられた状態で、コイル２２ａ→ダイオードＤ９→電解コンデンサ２４→ダイオードＤ１２→コイル２２ｂ→となるように電流が流れる。

スイッチング素子Ｓ１０は、Ｈブリッジ回路１３からの出力電圧と、電圧センサ３１で検出された電圧値と、バッテリ１１を充電可能な直流電圧をＨブリッジ回路１３から出力するために必要とされる平滑フィルタ１４から出力される交流電流の目標値と、電流センサ３２で検出された電流値と、から算出されるデューティ比で補正することにより、生成されるデューティ比で制御される。

以上のように算出されたデューティ比に基づいてスイッチング素子Ｓ１０を制御することにより、交流電流の位相を交流電圧の位相と同位相にして力率を上げることができるとともに、平滑フィルタ１４に入力される正の交流電圧を昇圧した直流電圧をＨブリッジ回路１３から出力させることができる。

また、平滑フィルタ１４に入力される交流電圧及び交流電流が負のときには、スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１０，Ｓ１１がオフ状態に維持され、スイッチング素子Ｓ１２がオン、オフ制御される。

スイッチング素子Ｓ１２がオンになると、コイル２２ｂ→スイッチング素子Ｓ１２→ダイオードＤ１０→コイル２２ａ→となるように電流が流れ、コイル２２ａ，２２ｂに電気エネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｓ１２がオフになると、コイル２２ａ，２２ｂに蓄積されたエネルギーが加えられた状態で、コイル２２ｂ→ダイオードＤ１１→電解コンデンサ２４→ダイオードＤ１０→コイル２２ａ→となるように電流が流れる。

スイッチング素子Ｓ１２は、Ｈブリッジ回路１３からの出力電圧と、電圧センサ３１で検出された電圧値と、バッテリ１１を充電可能な直流電圧をＨブリッジ回路１３から出力するために必要とされる平滑フィルタ１４から出力される交流電流の目標値と、電流センサ３２で検出された電流値と、から算出されるデューティ比で補正することにより、生成されるデューティ比で制御される。

以上のように算出されたデューティ比に基づいてスイッチング素子Ｓ１２を制御することにより、交流電流の位相を交流電圧の位相と同位相にして力率を上げることができるとともに、平滑フィルタ１４に入力される負の交流電圧を昇圧した直流電圧をＨブリッジ回路１３から出力させることができる。

第２のブリッジ回路２０の各スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は、Ｈブリッジ回路１３から供給される直流電圧を交流電圧に変換するように、制御装置１７からの制御信号によってスイッチング制御される。そして、変換された交流電圧がトランス１８の二次巻線Ｌ２に供給されて、トランス１８の一次巻線Ｌ１に交流電圧が誘起される。また、第１のブリッジ回路１９の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御されることにより、一次巻線Ｌ１に誘起された交流電圧が直流電圧に変換されてバッテリ１１に充電される。

具体的には、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はオフ状態を維持するよう制御される。
そして、一次巻線Ｌ１に図１における下側から上側に向かうように流れる電流が誘起されるときは、一次巻線Ｌ１→ダイオードＤ１→バッテリ１１，コンデンサ２１→ダイオードＤ４→一次巻線Ｌ１→となるように電流が流れてバッテリ１１に充電される。一次巻線Ｌ１に図１における上側から下側に向かうように流れる電流が誘起されるときは、一次巻線Ｌ１→ダイオードＤ３→バッテリ１１，コンデンサ２１→ダイオードＤ２→一次巻線Ｌ１→となるように電流が流れてバッテリ１１に充電される。

この実施形態によれば、以下に示す効果を得ることができる。
（１）双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１０は、バッテリ１１の充電時に系統電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換し、双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１０の交流電圧出力時に入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力するＨブリッジ回路１３を備えている。Ｈブリッジ回路１３は２つのコイル２２ａ，２２ｂ及びコンデンサ２３からなる平滑フィルタ１４を介して系統電源用接続部１５に接続されている。そして、制御装置１７は、Ｈブリッジ回路１３の各スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２及び絶縁伝達部１６の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８を制御するとともに、バッテリ１１の充電時に２つのコイル２２ａ，２２ｂを昇圧回路のコイルとして機能するようにＨブリッジ回路１３のスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を制御する。したがって、専用の昇圧回路を設けずに系統電源の電圧より高圧のバッテリ１１を充電することができる。

（２）スイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１２は、Ｈブリッジ回路１３からの出力電圧と、電圧センサ３１で検出された電圧値と、バッテリ１１を充電可能な直流電圧をＨブリッジ回路１３から出力するために必要とされる平滑フィルタ１４から出力される交流電流の目標値と、電流センサ３２で検出された電流値と、から算出されるデューティ比で補正することにより、生成されるデューティ比で制御される。したがって、交流電流の位相を交流電圧の位相と同位相にして力率を上げることができるとともに、Ｈブリッジ回路１３に入力された交流電圧を昇圧することができる。つまり、専用のＰＦＣ回路（力率制御回路）及び昇圧回路を設けずに系統電源より高圧のバッテリを効率良く充電することができる。

（３）Ｈブリッジ回路１３を構成する各スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２及び絶縁伝達部１６を構成する各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８として、ダイオードＤ９〜Ｄ１２、Ｄ１〜Ｄ８が逆並列に接続された絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用されている。したがって、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２に流れる電流量が大きな場合（例えば、１００Ａ以上）でも、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２の耐久性が向上する。

（４）制御装置１７は、バッテリ１１の充電時にＨブリッジ回路１３の上側アームの２つのスイッチング素子Ｓ９，Ｓ１１をオフ状態に保持するとともに、下側アームの２つのスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ１２をスイッチング制御する。したがって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御が簡単になる。

（５）絶縁伝達部１６は、トランス１８を介して第１のブリッジ回路１９及び第２のブリッジ回路２０が接続されているため、バッテリ１１側と系統電源側とがトランス１８を介して電気的絶縁状態で接続されている。したがって、オフ状態において、系統電源より高圧のバッテリ１１の電圧が系統電源用接続部１５に供給される虞がない。

（６）電源装置１２は車載用の電源装置である。したがって、災害時に系統電源が使用不能になった地域で車両のバッテリ１１を電源として家電製品を使用することができる。また、一般的なハイブリッド車に比べて二酸化炭素の排出量削減や大気汚染防止への効果が期待できるとともに、バッテリ１１を深夜電力で充電することにより、ハイブリッド車の燃費を低減することが可能になる。

（７）電源装置１２は、系統電源のコンセントに接続可能なプラグ２５と、家電製品のプラグを接続可能なアダプタ（コンセント２６）を備えている。したがって、バッテリ１１を深夜電力で充電し、その電力を昼に使用することにより、電力費用を低減することができる。

実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ Ｈブリッジ回路１３を構成する各スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２として、図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴを使用してもよい。ＭＯＳＦＥＴは寄生ダイオードを有するため、スイッチング素子として寄生ダイオードを有しないＩＧＢＴを使用した場合と異なり、ダイオードを接続する手間が不要になり、構成も簡単になる。また、系統電源でバッテリ１１を充電する際、スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１１をオフ状態に保持するとともに、Ｓ１０，Ｓ１２をオン・オフ制御する代わりに、スイッチング素子Ｓ１０及びスイッチング素子Ｓ１１を同時にオン状態とし、スイッチング素子Ｓ９及びスイッチング素子Ｓ１２を同時にオン状態になるように制御を行ってもよい。ダイオードのオン電圧は１Ｖ程度あるが、ＭＯＳＦＥＴをオン状態にしてダイオードの向きに電流を流す場合は、ＭＯＳＦＥＴをオフ状態にしてダイオードを介して電流を流す場合より消費電力が少なくなり、損失低減が可能となる。

○ 絶縁伝達部１６の第１のブリッジ回路１９及び第２のブリッジ回路２０で使用されるスイッチング素子としてＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴを使用してもよい。
○ ハイブリッド車では、走行用モータとしてモータジェネレータが使用され、図示しないモータジェネレータが発電機として機能した場合に発電された電力をバッテリ１１に充電する構成になっている。双方向ＤＣ／ＡＣインバータ１０を、モータジェネレータで発電された電力をバッテリ１１に充電せずに直接、系統電源用接続部１５から出力可能な構成としてもよい。

○ 絶縁伝達部１６を構成するトランス１８の一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２の巻線比は、１：１であっても、それ以外であってもよい。一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２の巻線比が１：１の場合、トランス１８は系統電源用接続部１５側とバッテリ１１側との絶縁を確保する機能を果たすだけであるが、巻線比を１：１以外にして、トランス１８に変圧機能を持たせてもよい。例えば、トランス１８の前記巻線比を、バッテリの電圧を系統電源用接続部１５から出力する電圧に降圧可能な巻線比に設定してもよい。

○ 絶縁伝達部１６は、バッテリ１１と系統電源側が電気的に絶縁できる構成であればよい。例えば、トランス１８の代わりにフォトカプラを備える構成であってもよい。
○ 車両はハイブリッド車に限らず、バッテリを電源とした電気自動車や燃料電池及びバッテリを電源とした電気自動車であってもよい。

○ バッテリ１１の電圧は２００Ｖに限らず、系統電源の電圧より高い電圧であれば、２００Ｖより高くてもあるいは低くてもよい。
○ コンセント２６に供給される交流電圧は、家電製品の仕様電圧及び周波数であればよく、１００Ｖ、６０Ｈｚに限らず、例えば、１００Ｖ、５０Ｈｚや２００Ｖ、５０Ｈｚや２００Ｖ、６０Ｈｚであってもよい。また、外国で使用する場合は、その国の系統電源の規格に合わせた電圧及び周波数にするのが望ましい。

○ スイッチ２９，３０は、リレーの接点に限らず、手動操作で切り換えられる構成であってもよい。
○ 電源装置１２は車載用に限らない。例えば、工場や事務所あるいは家庭の電源装置として用い、深夜電力をバッテリ１１に充電し、昼にその電力を使用するようにしてもよい。

以下の技術的思想（発明）は前記実施形態から把握できる。
（１）請求項３に記載の発明において、前記絶縁伝達部はトランスを備え、バッテリ側とＨブリッジ回路側とが電気的絶縁状態で接続されている。

（２）前記技術的思想（１）に記載の発明において、前記トランスの一次巻線及び二次巻線にそれぞれＨブリッジ回路が接続されている。

一実施形態における電源装置の回路図。作用を説明する部分回路図。（ａ），（ｂ）は作用を説明するＨブリッジ回路における電流経路を示す回路図。別の実施形態におけるＨブリッジ回路の回路図。（ａ）はＰＦＣ回路がない場合の電圧波形と電流波形を示す線図、（ｂ）はＰＦＣ回路が有る場合の電圧波形と電流波形を示す線図。従来技術の電源装置の回路図。

符号の説明

Ｄ１〜Ｄ１２…ダイオード、Ｓ１〜Ｓ１２…スイッチング素子、１０…双方向ＤＣ／ＡＣインバータ、１１…バッテリ、１３…Ｈブリッジ回路、１４…平滑フィルタ、１５…系統電源用接続部、１６…絶縁伝達部、２１，２３…コンデンサ、２２ａ，２２ｂ…コイル、３１…電圧センサ、３２…電流センサ。

Claims

系統電源より高圧のバッテリから入力される直流電圧を前記系統電源と同じ交流電圧に変換するとともに、前記系統電源から入力される交流電圧を前記バッテリを充電可能な直流電圧に変換する双方向ＤＣ／ＡＣインバータであって、
前記バッテリから入力される直流電圧を交流電圧に変換するとともに、前記系統電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換するＨブリッジ回路と、
前記Ｈブリッジ回路に接続された系統電源用接続部と、
前記Ｈブリッジ回路と前記系統電源用接続部との間に接続されるとともに、２つのコイル及びコンデンサからなる平滑フィルタと、
前記双方向ＤＣ／ＡＣインバータが、前記系統電源から入力される交流電圧を前記バッテリを充電可能な直流電圧に変換する場合、前記２つのコイルを昇圧回路のコイルとして機能するように前記Ｈブリッジ回路の下側アームの２つのスイッチング素子を制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ／ＡＣインバータ。
前記平滑フィルタに入力される交流電圧の値を検出する電圧センサと、前記平滑フィルタに入力される交流電流の値を検出する電流センサとを有し、
前記Ｈブリッジ回路の下側アームの２つのスイッチング素子は、前記Ｈブリッジ回路からの出力電圧と、前記電圧センサで検出された電圧値と、前記バッテリを充電可能な直流電圧を前記Ｈブリッジ回路から出力するために必要とされる前記平滑フィルタから出力される交流電流の目標値と、前記電流センサで検出された電流値と、から算出されるデューティ比で制御される請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＡＣインバータ。
前記Ｈブリッジ回路と前記バッテリとの間には、前記Ｈブリッジ回路と前記バッテリの間を電気的に絶縁する絶縁伝達部を備えている請求項１又は請求項２に記載の双方向ＤＣ／ＡＣインバータ。
前記Ｈブリッジ回路を構成する各スイッチング素子として、ダイオードが逆並列に接続された絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタが使用されている請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の双方向ＤＣ／ＡＣインバータ。
前記Ｈブリッジ回路を構成する各スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴが使用されている請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の双方向ＤＣ／ＡＣインバータ。
前記制御手段は、前記系統電源から入力される交流電圧を前記バッテリを充電可能な直流電圧に変換する場合、前記Ｈブリッジ回路の上側アームの２つのスイッチング素子をオフ状態に保持するとともに、下側アームの２つのスイッチング素子をスイッチング制御する請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載の双方向ＤＣ／ＡＣインバータ。