JP6047442B2 - 給電装置 - Google Patents

Description

本発明は、コイル相互間の磁気結合を利用して負荷に電力を供給する給電装置に関するものである。

電磁誘導によるコイル相互間の磁気結合を利用して負荷に電力を供給する方法として、例えば非接触給電が挙げられる。その原理は、複数のコイルを、空間を介して磁気的に結合することによっていわばトランスを形成し、前記コイル間の電磁誘導を利用して電力を授受するものである。
例えば、電力供給源に相当する一次側コイルを給電線としてレール状に配置し、二次側コイル及び受電回路を一体化して移動体を構成すると共に、一次側コイルと二次側コイルとを対向させることにより、前記給電線に沿って移動する移動体に非接触給電することが可能である。

ここで、図４１は、特許文献１に記載された非接触給電装置を示している。図４１において、高周波電源１００の両端には、コイルとしての一次側給電線１１０が接続されている。一次側給電線１１０には受電コイル１２０が磁気的に結合しており、一次側給電線１１０と受電コイル１２０とは一種のトランスを構成している。
受電コイル１２０の両端は、共振コンデンサＣを介して全波整流回路１０の一対の交流端子に接続されている。受電コイル１２０と共振コンデンサＣとは、直列共振回路を構成している。

全波整流回路１０は、ダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｙをブリッジ接続して構成されている。
全波整流回路１０の一対の直流端子には、全波整流回路１０の直流出力電圧が基準電圧値となるように制御する定電圧制御回路２０が接続されている。この定電圧制御回路２０は、例えば、リアクトルＬ_１、ダイオードＤ_１、平滑コンデンサＣ_０及び半導体スイッチＳＷ_１からなる昇圧チョッパ回路により構成されている。また、平滑コンデンサＣ_０の両端には、負荷Ｒが接続されている。
なお、図４１では、半導体スイッチＳＷ_１をスイッチングするための制御装置を省略してある。

図４１の従来技術では、高周波電源１００により一次側給電線１１０に高周波電流を流し、受電コイル１２０を介して供給された高周波電力を全波整流回路１０に入力して直流電力に変換している。
一般に、この種の非接触給電装置では、一次側給電線１１０と受電コイル１２０との間のギャップ長の変化や両者の位置ズレにより、受電コイル１２０に誘起される電圧が変化し、これによって全波整流回路１０の直流出力電圧が変動する。また、負荷Ｒの特性も、全波整流回路１０の直流出力電圧が変動する原因となる。
このため、図４１の従来技術では、全波整流回路１０の直流出力電圧を定電圧制御回路２０によって一定値に制御している。

なお、非接触給電装置では、コイルを介して供給される電流の周波数が高いほど、電力伝送を行うために必要な励磁インダクタンスは小さくてよく、コイルやその周辺に配置するコアを小型化できる。しかし、高周波電源装置や受電回路を構成する電力変換器では、回路を流れる電流の周波数が高いほど半導体スイッチのスイッチング損失が増大して給電効率が低下するため、非接触給電される電力の周波数は数［ｋＨｚ］〜数十［ｋＨｚ］に設定するのが一般的である。

特開２００２-３５４７１１号公報（段落［００２８］〜［００３１］，［００４１］〜［００４５］、図１，図６等）

図４１に示した非接触給電装置、特に、共振コンデンサＣの後段の受電回路には、以下の問題点がある。
（１）受電回路が全波整流回路１０及び定電圧制御回路２０によって構成されているため、回路全体が大型化し、設置スペースの増大やコストの増加を招く。
（２）全波整流回路１０のダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｙに加え、定電圧制御回路２０のリアクトルＬ_１、半導体スイッチＳＷ_１、ダイオードＤ_１でも損失が発生するため、これらの損失が給電効率の低下要因となっている。

上記の点に鑑み、発明者等は、特開２０１２−１２５１３８号公報（以下、先願という）に記載されているように、小型、低コスト、かつ高効率で安定した給電を可能にする非接触給電装置及びその制御方法（以下、先願発明という）を提案している。

図４２は、上記先願に係る第１の非接触給電装置を示している。
図４２において、３１０は受電回路である。この受電回路３１０は、ブリッジ接続された半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙと、各スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙと、下アームのスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙにそれぞれ並列に接続されたコンデンサＣ_ｘ，Ｃ_ｙと、これらの素子からなるブリッジ回路（フルブリッジインバータ）の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ_０と、を備えている。ブリッジ回路の交流端子間には、共振コンデンサＣと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ_０の両端には、負荷Ｒが接続されている。

２００は、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙをスイッチングするための駆動信号を生成する制御装置である。この制御装置２００は、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉと受電回路３１０の直流出力電圧（直流端子間電圧）Ｖ_ｏとに基づいて、前記駆動信号を生成する。

この非接触給電装置において、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを制御することにより、ブリッジ回路の交流電圧ｖは、直流出力電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧に制御される。一次側給電線１１０から受電回路３１０への給電電力は、受電コイル１２０の電流ｉとブリッジ回路の交流電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流出力電圧Ｖ_ｏに基づいて半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号の位相を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流出力電圧Ｖ_ｏの一定制御が可能となる。

また、受電回路３１０をスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙ及びダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙからなるブリッジ回路によって構成することで、負荷Ｒが回生負荷の場合でも電力を一定に保つ動作が可能である。
この非接触給電装置によれば、図４１の従来技術のように定電圧制御回路を用いることなく、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号の位相制御により直流出力電圧Ｖ_ｏを一定に制御することができる。また、受電回路３１０をブリッジ回路及び平滑コンデンサＣ_０のみによって構成可能であるため、回路構成の簡略化、小型化、低コスト化を図ることができると共に、構成部品数を少なくして損失を低減し、高効率で安定した非接触給電が可能である。
加えて、コンデンサＣ_ｘ，Ｃ_ｙの充放電作用により、いわゆるソフトスイッチングを行わせ、スイッチング損失を低減して更なる高効率化を可能にしている。

また、図４３は、上記先願に係る第２の非接触給電装置を示している。
図４２の非接触給電装置では、半導体スイッチが４つ必要であることから、冷却手段を考慮に入れると、装置の大型化及びコスト増大のおそれがある。そこで、図４３の非接触給電装置は、力行負荷のみに対応させて回生負荷には対応しないことで、更なる小型化、低コスト化を図っている。

図４３において、受電回路３２０は、半導体スイッチＱ_ｕにダイオードＤ_ｕを逆並列に接続したアームと、半導体スイッチＱ_ｘにダイオードＤ_ｘを逆並列に接続したアームと、を直列に接続したスイッチングアーム直列回路を有すると共に、ダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙを直列に接続したダイオード直列回路を有している。そして、これらのスイッチングアーム直列回路とダイオード直列回路とが並列に接続され、ダイオード直列回路の両端に平滑コンデンサＣ_０が接続されている。なお、受電回路３２０以外の構成は、図４２と同様である。

図４４は、図４３に示した非接触給電装置の動作説明図である。
図４３の非接触給電装置では、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘを制御することにより、交流端子間電圧ｖは、直流出力電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧に制御される。一次側給電線１１０から受電回路３２０への給電電力は、図４４における電流ｉと電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流出力電圧Ｖ_ｏに基づいて半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号の位相を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流出力電圧Ｖ_ｏを一定に制御することができる。

図４３の非接触給電装置によれば、ブリッジ回路を構成する４素子のうち２素子について半導体スイッチが不要となるため、スイッチング損失を大幅に削減できると共に、ブリッジ回路用の冷却フィンの小型化が可能となり、装置全体の一層の小型化、低コスト化を図ることができる。
従って、先願発明によれば、特許文献１に係る従来技術に比べて損失の大幅な低減、装置の小型化及び低コスト化が可能になる。

しかしながら、先願発明によると、図４４に示すように電流ｉは電圧ｖの基本波成分ｖ’に対して進み位相となるため、非接触給電装置の力率が低下するという問題があり、これが装置全体の損失の増加を招き、更なる小型化を阻む要因となっている。
そこで、本発明の解決課題は、先願発明よりも力率を向上させて装置全体の損失を抑え、小型化、低コスト化を可能とした給電装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１〜３に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成された給電装置において、
前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、を有する。
そして、請求項１では、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段を備えている。
請求項２では、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ前記出力電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段を備えている。
請求項３では、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段を備えている。

請求項４〜６に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを２個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成された給電装置において、
前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、を有する。
そして、請求項４では、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段を備えている。
請求項５では、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ前記出力電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段を備えている。
請求項６では、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段を備えている。

請求項７〜９に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとを直列に接続した直列回路を複数、並列接続して構成された給電装置において、
前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、を有する。
そして、請求項７では、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段を備えている。
請求項８では、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ前記出力電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段を備えている。
請求項９では、前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段を備えている。

請求項１０に係る発明は、請求項９に記載した給電装置において、前記制御手段は、前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含むように各半導体スイッチのオン期間を一部オーバーラップさせて各半導体スイッチをスイッチングするものである。

請求項１１に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを２個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成され、前記ブリッジ回路の一方の直流端子と前記平滑コンデンサの一端との間に前記ダイオード直列回路と同極性の別のダイオードが接続された給電装置において、
前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含むように各半導体スイッチのオン期間を一部オーバーラップさせて各半導体スイッチをスイッチングするものである。

請求項１２に係る発明は、請求項９に記載した給電装置において、前記制御手段は、前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含む一定期間にわたり各半導体スイッチを同時にオンさせるように各半導体スイッチをスイッチングするものである。

請求項１３に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを２個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成され、前記ブリッジ回路の一方の直流端子と前記平滑コンデンサの一端との間に前記ダイオード直列回路と同極性の別のダイオードが接続された給電装置において、
前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、を備え、
前記制御手段は、前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含む一定期間にわたり各半導体スイッチを同時にオンさせるように各半導体スイッチをスイッチングするものである。

請求項１４に係る発明は、請求項３に記載した給電装置において、
前記制御手段は、前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含むように各半導体スイッチのオン期間を一部オーバーラップさせて各半導体スイッチをスイッチングするものである。

請求項１５に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成され、前記ブリッジ回路の一方の直流端子と前記平滑コンデンサの一端との間に、前記スイッチングアーム直列回路内のダイオード直列回路と同極性の別のダイオードが接続された給電装置において、
前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は、前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含むように各半導体スイッチのオン期間を一部オーバーラップさせて各半導体スイッチをスイッチングするものである。

請求項１６に係る発明は、請求項３に記載した給電装置において、
前記制御手段は、前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含むように各半導体スイッチを同時にオンさせるように各半導体スイッチをスイッチングするものである。

請求項１７に係る発明は、外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成され、前記ブリッジ回路の一方の直流端子と前記平滑コンデンサの一端との間に、前記スイッチングアーム直列回路内のダイオード直列回路と同極性の別のダイオードが接続された給電装置において、
前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含む一定期間にわたり各半導体スイッチを同時にオンさせるように各半導体スイッチをスイッチングするものである。

本発明によれば、力率を向上させて装置全体の損失を抑え、小型化、低コスト化を可能とした給電装置を提供することができる。
また、入力電流のゼロクロス点に検出誤差がある場合でも、スイッチング損失の発生回数を低減して損失の増加を抑制することが可能である。

本発明に係る給電装置の第１実施例を示す回路図である。 本発明の第１実施形態の動作波形図である。 本発明の第１実施形態の動作波形図である。 本発明の第２実施形態の動作波形図である。 本発明の第２実施形態の動作波形図である。 本発明の第１実施形態における電流、電圧の波形図である。 本発明の第３実施形態の動作波形図である。 本発明の第３実施形態の動作波形図である。 本発明の第３実施形態における電流、電圧の波形図である。 本発明に係る給電装置の第２実施例を示す回路図である。 本発明の第４実施形態の動作波形図である。 本発明の第４実施形態の動作波形図である。 本発明の第５実施形態の動作波形図である。 本発明の第５実施形態の動作波形図である。 本発明の第６実施形態の動作波形図である。 本発明の第６実施形態の動作波形図である。 本発明に係る給電装置の第３実施例を示す回路図である。 本発明に係る給電装置の第４実施例を示す回路図である。 本発明の第７実施形態の動作波形図である。 本発明の第７実施形態の動作波形図である。 本発明の第８実施形態の動作波形図である。 本発明の第８実施形態の動作波形図である。 本発明の第９実施形態の動作波形図である。 本発明の第９実施形態の動作波形図である。 本発明に係る給電装置の第５実施例を示す回路図である。 図２４において電流のゼロクロス点検出誤差がある場合の動作波形図である。 図２４において電流のゼロクロス点検出誤差がある場合の動作波形図である。 本発明の第１０実施形態の動作波形図である。 本発明の第１０実施形態の動作波形図である。 本発明に係る給電装置の第６実施例を示す回路図である。 本発明の第１１実施形態の動作波形図である。 本発明の第１１実施形態の動作波形図である。 本発明に係る給電装置の第７実施例を示す回路図である。 本発明の第１２実施形態の動作波形図である。 本発明の第１３実施形態の動作波形図である。 本発明の第１４実施形態の動作波形図である。 本発明に係る給電装置の第８実施例を示す回路図である。 本発明の第１５実施形態の動作波形図である。 本発明の第１６実施形態の動作波形図である。 本発明の第１７実施形態の動作波形図である。 特許文献１に記載された従来技術の回路図である。 先願発明の回路図である。 先願発明の回路図である。 図４３に示した先願発明の動作説明図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、非接触給電装置の第１実施例を示す回路図であり、請求項１〜３に係る第１〜第３実施形態が適用されるものである。なお、本発明は非接触型、接触型の給電装置の何れにも適用可能であるが、以下の各実施形態では、本発明を非接触給電装置に適用した場合について説明する。

図１の非接触給電装置において、受電回路３３０は、ブリッジ接続された半導体スイッチ（以下、単にスイッチともいう）Ｑ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙと、各スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙと、これらの素子からなるブリッジ回路の一対の直流端子間に接続された平滑コンデンサＣ_０と、を備えている。ブリッジ回路の一対の交流端子間には、共振コンデンサＣと受電コイル１２０との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ_０の両端には負荷Ｒが接続されている。なお、１００は高周波電源、１１０は一次側給電線である。
一方、制御装置２００は、直流出力電圧Ｖ_ｏと、電流検出手段ＣＴにより検出した受電コイル１２０の電流ｉとに基づいて、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を生成し、出力する。図示されていないが、直流出力電圧Ｖ_ｏは直流電圧検出器等の周知の電圧検出手段により検出される。

次に、請求項１に相当する本発明の第１実施形態を説明する。
図１に示した回路は、受電コイル１２０と負荷Ｒとの間で、双方向の電力供給が可能である。以下では、受電コイル１２０から負荷Ｒに電力を供給する場合と、負荷Ｒから受電コイル１２０に電力を供給する場合の二種類の動作について説明する。

始めに、受電コイル１２０から負荷Ｒに電力を供給する場合の動作を説明する。
図２は、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。図２に示すように、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。以下に、図２の各期間Ｉ〜VIにおける動作を説明する。
（１）期間I（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→スイッチＱ_ｘ→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（２）期間II（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→ダイオードＤ_ｕ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧（ブリッジ回路の直流端子間電圧）Ｖ_ｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
（３）期間III（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、期間Ｉと同様の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（４）期間IV（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→スイッチＱ_ｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（５）期間Ｖ（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｘの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
（６）期間VI（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、期間IVと同様の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
これ以降は、期間Ｉのスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。

次に、負荷Ｒから受電コイル１２０に電力を供給する場合について説明する。
図３は、図２と同様に電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。以下に、図３の各期間Ｉ’〜VI’における動作を説明する。
（１）期間Ｉ’（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→スイッチＱ_ｘ→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。なお、このときの動作は図２の期間Ｉと同様である。
（２）期間II’（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→スイッチＱ_ｘ→平滑コンデンサＣ_０→スイッチＱ_ｖ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が放電する。
（３）期間III’（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、期間Ｉ’と同様の経路で流れ、電圧ｖは図示のように零電圧レベルとなる。
（４）期間IV’（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→スイッチＱ_ｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。なお、このときの動作は、図２の期間IVと同様である。
（５）期間Ｖ’（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→スイッチＱ_ｙ→平滑コンデンサＣ_０→スイッチＱ_ｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が放電する。
（６）期間VI’（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、期間IV’と同様の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
これ以降は、期間Ｉ’のスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。

以上のように制御装置２００が半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙをスイッチング制御することで、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖは、受電コイル１２０を流れる電流ｉのゼロクロス点の前後の期間αだけ零電圧となり、その他の期間は直流出力電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧になるように制御される。一次側給電線１１０から受電回路３２０への給電電力は、図１に示した電流ｉと電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流出力電圧Ｖ_ｏの検出値に基づいてスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流出力電圧Ｖ_ｏの一定制御が可能になる。
このとき、図２，３に示すように、受電コイル１２０を流れる電流ｉと、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖの基本波成分ｖ’との位相差は０°または１８０°となるので、受電回路３３０の力率を１とすることができる。

次に、請求項２に相当する本発明の第２実施形態を説明する。
始めに、受電コイル１２０から負荷Ｒに電力を供給する場合の動作を説明する。図４は、前記同様に電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。以下に、図４の各期間ｉ〜viにおける動作を説明する。

（１）期間ｉ（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→ダイオードＤ_ｕ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
（２）期間ii（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→スイッチＱ_ｘ→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（３）期間iii（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、期間ｉと同様の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
（４）期間iv（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｘの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
（５）期間ｖ（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→スイッチＱ_ｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（６）期間vi（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、期間ivと同様の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
これ以降は、期間ｉのスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。

次に、負荷Ｒから受電コイル１２０に電力を供給する場合について説明する。
図５は、前記同様に電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。以下に、図５の各期間Ｉ’〜VI’における動作を説明する。
（１）期間ｉ’（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→スイッチＱ_ｘ→平滑コンデンサＣ_０→スイッチＱ_ｖ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が放電する。
（２）期間ii’（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→スイッチＱ_ｘ→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。なお、このときの動作は、図４の期間iiと同様である。
（３）期間iii’（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、期間ｉ’と同様の経路で流れ、電圧ｖは図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が放電する。
（４）期間iv’（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→スイッチＱ_ｙ→平滑コンデンサＣ_０→スイッチＱ_ｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が放電する。
（５）期間ｖ’（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→スイッチＱ_ｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。なお、このときの動作は、図４の期間ｖと同様である。
（６）期間vi’（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、期間iv’と同様の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が放電する。
これ以降は、期間ｉ’のスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。

以上のように制御装置２００が半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙをスイッチング制御することで、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖは、受電コイル１２０を流れる電流ｉのゼロクロス点の前後の期間αだけ直流出力電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように制御される。一次側給電線１１０から受電回路３２０への給電電力は、図１に示した電流ｉと電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流出力電圧Ｖ_ｏの検出値に基づいてスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流出力電圧Ｖ_ｏの一定制御が可能になる。
このとき、図４，図５に示すように、受電コイル１２０を流れる電流ｉと、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖの基本波成分ｖ’との位相差は０°または１８０°となるので、受電回路３３０の力率を１とすることができる。

以上のように、本発明の第１，第２実施形態によれば、受電回路３３０の力率を１として直流出力電圧Ｖ_ｏの一定制御を行うことができる。
しかしながら、これらの実施形態ではスイッチングの回数が多く、受電コイル１２０を流れる電流ｉの１周期の中でスイッチング損失が４回発生する。図６は、例として、負荷Ｒに力行負荷が接続され、給電装置として第１実施形態を適用した場合の、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを流れる電流を示している。

図６から明らかなように、以下の期間の移行時にスイッチング損失が発生する。
（１）期間Ｉから期間II
（２）期間IIから期間III
（３）期間IVから期間Ｖ
（４）期間Ｖから期間VI
なお、以下の期間の移行時には、電流ｉが零であるため、スイッチング損失は発生しない。
（５）期間IIIから期間IV
（６）期間VIから期間Ｉ
スイッチング損失は半導体スイッチの損失の大部分を占めるため、スイッチング損失の発生回数が多いと、半導体スイッチの損失の大幅な低減を阻む要因となる。

そこで、受電回路を力率１で動作させることができ、かつスイッチング損失の発生回数を減らすことができる本発明の第３実施形態を以下に説明する。この第３実施形態は請求項３に相当するものである。

始めに、図１の受電コイル１２０から負荷Ｒに電力を供給する場合の動作を説明する。
図７は、前記同様に電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。以下に、図７の各期間（１）〜（４）における動作を説明する。
（１）期間（１）（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→ダイオードＤ_ｕ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
（２）期間（２）（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→スイッチＱ_ｘ→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（３）期間（３）（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→スイッチＱ_ｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（４）期間（４）（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｘの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が充電される。
これ以降は、期間（１）のスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。

次に、負荷Ｒから受電コイル１２０に電力を供給する場合について説明する。
図８は、前記同様に電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。以下に、図８の各期間（１）’〜（４）’における動作を説明する。
（１）期間（１）’（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→スイッチＱ_ｘ→平滑コンデンサＣ_０→スイッチＱ_ｖ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する負電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が放電する。
（２）期間（２）’（スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→スイッチＱ_ｘ→ダイオードＤ_ｙ→受電コイル１２０の経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。なお、このときの動作は、図７の期間（２）と同様である。
（３）期間（３）’（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→スイッチＱ_ｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。なお、このときの動作は、図７の期間（３）と同様である。
（４）期間（４）’（スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→スイッチＱ_ｙ→平滑コンデンサＣ_０→スイッチＱ_ｕの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように直流出力電圧Ｖ_ｏに相当する正電圧レベルとなる。この期間では、電流ｉにより平滑コンデンサＣ_０が放電する。
これ以降は、期間（１）’のスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。

以上のように制御装置２００が半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙをスイッチング制御することで、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖは、受電コイル１２０を流れる電流ｉの一方のゼロクロス点の前後の期間αだけ零電圧となり、その他の期間は直流出力電圧Ｖ_ｏを波高値とする正負電圧となるように制御される。一次側給電線１１０から受電回路３３０への給電電力は、図１に示した電流ｉと電圧ｖとの積であり、制御装置２００が、直流出力電圧Ｖ_ｏの検出値に基づいてスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流出力電圧Ｖ_ｏの一定制御が可能になる。
このとき、図７，８に示すように、受電コイル１２０を流れる電流ｉと、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖの基本波成分ｖ’との位相差は０°または１８０°になるので、受電回路３３０の力率を１とすることができる。

図９は、負荷Ｒとして力行負荷が接続され、給電装置として第３実施形態を適用した場合の、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉと、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙを流れる電流を示している。図９に示すように、以下の期間の移行時にスイッチング損失が発生する。
（１）期間（１）から期間（２）
（２）期間（３）から期間（４）
ここで、以下の期間の移行時には電流ｉが零であるため、スイッチング損失は発生しない。
（３）期間（２）から期間（３）
（４）期間（４）から期間（１）

第１，第２実施形態では、スイッチング損失の発生回数が４回であったのに対し、第３実施形態では、図９から明らかなように、スイッチング損失の発生回数は２回となる。従って、第３実施形態によれば、第１，第２実施形態と同様に受電回路３３０を力率１で動作させることができると共に、スイッチング損失の発生回数を低減することができる。
なお、図７，８では、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖが零電圧となる期間αを、受電コイル１２０の電流ｉが正から負に移行するゼロクロス点を中心とした前後の期間としたが、この電流ｉが負から正に移行するゼロクロス点を中心とした前後の期間としても、同様の効果を得ることができる。

ここで、第１〜第３実施形態に係る図１の非接触給電装置（非接触給電装置の第１実施例）では、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙをブリッジ接続して受電回路３３０を構成することにより、負荷Ｒとして力行負荷、回生負荷のどちらが接続されても直流出力電圧Ｖ_ｏを一定に制御することができる。しかし、受電回路３３０は半導体スイッチを４つ必要とすることから、冷却手段などを考慮に入れると、装置の大型化及びコスト増大の恐れがある。

また、第１〜第３実施形態では、力行負荷が接続された場合に、半導体スイッチがオンしていても逆並列接続されたダイオードにのみ電流が流れるモードがある。例えば、第１実施形態の場合には、図２，図６により、各スイッチにつき、以下の期間ではスイッチがオンしていても電流はダイオードに流れる。
（１）Ｑ_ｕ：期間II
（２）Ｑ_ｘ：期間Ｖ
（３）Ｑ_ｖ：期間IV〜VI
（４）Ｑ_ｙ：期間Ｉ〜III
上記からわかるように、スイッチＱ_ｖ，Ｑ_ｙは期間Ｉ〜VIの全期間にわたり、電流が流れない。従って、スイッチＱ_ｖ，Ｑ_ｙはスイッチングしなくてもよく、これらが設けられているアームはダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙのみによって構成してもよい。
そこで、力行負荷にのみ対応して回生負荷には対応しない場合には、図１の非接触給電装置を対象とする第１〜第３実施形態と同じ効果が得られ、かつ、装置の小型化・低コスト化を図るために、第１〜第３実施形態を図１０に示す非接触給電装置の第２実施例に適用してもよい。

図１０に示す非接触給電装置の受電回路３２０は、前述した図４３の受電回路と同一の構成である。すなわち、図１０に示す受電回路３２０内のブリッジ回路は、半導体スイッチＱ_ｕにダイオードＤ_ｕを逆並列接続したスイッチングアームと、半導体スイッチＱ_ｘにダイオードＤ_ｘを逆並列接続したスイッチングアームとを直列に接続したスイッチングアーム直列回路を有すると共に、ダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙを直列接続したダイオード直列回路を有し、これらの直列回路を並列接続して構成されている。その他の部分は、図１と同様である。

次に、本発明に係る第４実施形態について、図１１により説明する。この第４実施形態は請求項４に相当しており、図１０に示した非接触給電装置に、第１実施形態と同様の考え方を適用したものである。
図１１は、受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。
図１１の期間Ｉ〜VIの動作は、図２の期間I〜VIの動作と同様である。従って、図１０の非接触給電装置に第１実施形態を適用したものに相当する第４実施形態においても、図２と同様の動作及び効果を得ることができる。なお、半導体スイッチがオンしていてもダイオードにのみ電流が流れる期間II，ＶにおいてスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘをオフとする図１２のような駆動信号を用いた場合にも、同様の効果が得られる。

次に、本発明の第５実施形態について、図１３により説明する。この第５実施形態は請求項５に相当しており、図１０に示した非接触給電装置に第２実施形態と同様の考え方を適用したものである。
図１３は、図１１と同様に電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。
図１３の期間ｉ〜viの動作は、図４の期間ｉ〜viの動作と同様である。従って、図１０の非接触給電装置に第２実施形態を適用したものに相当する第５実施形態においても、図４と同様の動作及び効果を得ることができる。なお、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘがオンしていてもダイオードにのみ電流が流れる期間ｉ，iii，iv，viにおいてスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘをオフとする図１４のような駆動信号を用いた場合にも、同様の効果が得られる。

次に、本発明の第６実施形態について、図１５により説明する。この第６実施形態は請求項６に相当しており、図１０に示した非接触給電装置に、第３実施形態と同様の考え方を適用したものである。
図１５は、図１１と同様に電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。
図１５の期間（１）〜（４）の動作は、図７の期間（１）〜（４）の動作と同様である。従って、図１０の非接触給電装置に第３実施形態を適用したものに相当する第６実施形態によっても、図７と同様の動作及び効果を得ることができる。なお、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘがオンしていてもダイオードにのみ電流が流れる期間（１），（４）においてスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘをオフとする図１６のような駆動信号を用いた場合にも、同様の効果が得られる。

また、同様の考え方で、図１７に示す非接触給電装置の第３実施例に上述した第４〜第６実施形態を適用しても、同様の動作及び効果を得ることができる。
図１７に示す非接触給電装置において、受電回路３４０内のブリッジ回路は、半導体スイッチＱ_ｖにダイオードＤ_ｖを逆並列接続したスイッチングアームと、半導体スイッチＱ_ｙにダイオードＤ_ｙを逆並列接続したスイッチングアームとを直列に接続したスイッチングアーム直列回路を有すると共に、ダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘを直列接続したダイオード直列回路を有し、これらの直列回路を並列接続して構成されている。その他の部分は、図１と同様である。
また、図１に示した非接触給電装置において、図１０におけるダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙまたは図１７におけるダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘと同じ位置にある半導体スイッチを全期間オフとして第４〜第６実施形態を適用しても、同様の効果を得ることができる。

更に、第４〜第６実施形態と同様に力行負荷のみに対応させて回生負荷に対応しない場合に、第１〜第３実施形態を図１８に示す非接触給電装置の第４実施例に適用しても同様の効果を得ることができる。
図１８に示す非接触給電装置の受電回路３５０において、ブリッジ回路は、半導体スイッチＱ_ｘにダイオードＤ_ｘを逆並列接続したスイッチングアームとダイオードＤ_ｕとを直列に接続した直列回路と、半導体スイッチＱ_ｙにダイオードＤ_ｙを逆並列接続したスイッチングアームとダイオードＤ_ｖとを直列に接続した直列回路とを有すると共に、これらの直列回路を並列接続して構成されている。その他の部分は、図１と同様である。

次に、本発明の第７実施形態について、図１９により説明する。この第７実施形態は請求項７に相当しており、図１８に示した非接触給電装置に、第１実施形態と同様の考え方を適用したものである。
図１９は、受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。

以下に、図１９の各期間Ｉ”〜VI”における動作を説明する。なお、以下の（１）〜（６）の説明において、「同様」とは電流ｉ、電圧ｖ、基本波成分ｖ’、電流ｉの経路についてであり、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙのオン・オフ動作については図２と一部、異なっている。
（１）期間Ｉ”（ スイッチＱ_ｘをオン）：図２の期間Ｉと同様
（２）期間II”（ スイッチＱ_ｙをオン）：図２の期間IIと同様
（３）期間III”（ スイッチＱ_ｘをオン）：図２の期間IIIと同様
（４）期間IV”（ スイッチＱ_ｙをオン）：電流ｉは、図１８の共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→スイッチＱ_ｙ→ダイオードＤ_ｘの経路で流れ、電圧ｖは、図１９に示すように零電圧レベルとなる。
（５）期間Ｖ” （ スイッチＱ_ｘをオン）：図２の期間Ｖと同様
（６）期間VI” （ スイッチＱ_ｙをオン）：期間IV”と同様
これ以降は、期間Ｉ”のスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。
従って、図１８の非接触給電装置に第１実施形態を適用したものに相当する第７実施形態においても、図２と同様の動作及び効果を得ることができる。なお、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙがオンしていてもダイオードにのみ電流が流れる期間II”，Ｖ”においてスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオフとし、図２０のような駆動信号を用いた場合にも、同様の効果が得られる。

次に、本発明の第８実施形態について、図２１により説明する。この第８実施形態は請求項８に相当しており、図１８に示した非接触給電装置に、第２実施形態と同様の考え方を適用したものである。
図２１は、図１９と同様に電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。

以下に、図２１の各期間ｉ”〜vi”における動作を説明する。なお、以下の（１）〜（６）の説明において、「同様」とは電流ｉ、電圧ｖ、基本波成分ｖ’ 、電流ｉの経路についてであり、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙのオン・オフ動作については図４と一部、異なっている。
（１）期間ｉ” （ スイッチＱ_ｙをオン）：図４の期間ｉと同様
（２）期間ii” （ スイッチＱ_ｘをオン）：図４の期間iiと同様
（３）期間iii” （ スイッチＱ_ｙをオン）：図４の期間iiiと同様
（４）期間iv” （ スイッチＱ_ｘをオン）：図４の期間ivと同様
（５）期間ｖ” （ スイッチＱ_ｙをオン）：電流ｉは共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→スイッチＱ_ｙ→ダイオードＤ_ｘの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（６）期間vi” （ スイッチＱ_ｘをオン）：図４の期間viと同様
これ以降は、期間ｉ”のスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。
従って、図１８の非接触給電装置に第２実施形態を適用したものに相当する第８実施形態においても、図４と同様の動作及び効果を得ることができる。なお、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙがオンしていてもダイオードにのみ電流が流れる期間ｉ”，iii”，iv”，vi”においてスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオフとし、図２２のような駆動信号にした場合にも、同様の効果が得られる。

次に、本発明の第９実施形態について、図２３により説明する。この第９実施形態は請求項９に相当しており、図１８に示した非接触給電装置に、第３実施形態と同様の考え方を適用したものである。
図２３は、図１９と同様に電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号を示しており、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。

以下に、図２３の各期間（１）”〜（４）”における動作を説明する。なお、以下の（１）〜（４）の説明において、「同様」とは電流ｉ、電圧ｖ、基本波成分ｖ’ 、電流ｉの経路についてであり、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙのオン・オフ動作については図７と一部、異なっている。
（１）期間（１）” （ スイッチＱ_ｙをオン）：図７の期間（１）と同様
（２）期間（２）” （ スイッチＱ_ｘをオン）：図７の期間（２）と同様
（３）期間（３）” （ スイッチＱ_ｙをオン）：電流ｉは、共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→スイッチＱ_ｙ→ダイオードＤ_ｘの経路で流れ、電圧ｖは、図示のように零電圧レベルとなる。
（４）期間（４）” （ スイッチＱ_ｘをオン）：図７の期間（４）と同様
これ以降は、期間（１）”のスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。
従って、図１８の非接触給電装置に第３実施形態を適用したものに相当する第９実施形態においても、図７と同様の効果を得ることができる。なお、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙがオンしていてもダイオードにのみ電流が流れる期間（１）”，（４）”においてスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙをオフとし、図２４のような駆動信号としても同様の効果が得られる。

また、同様の考え方で、図２５に示す非接触給電装置の第５実施例に第１〜第３実施形態を適用しても同様の効果を得ることができる。
図２５に示す非接触給電装置において、受電回路３６０内のブリッジ回路は、半導体スイッチＱ_ｕにダイオードＤ_ｕを逆並列接続したスイッチングアームとダイオードＤ_ｘとを直列接続すると共に、半導体スイッチＱ_ｖにダイオードＤ_ｖを逆並列接続したスイッチングアームとダイオードＤ_ｘとを直列接続し、これらの直列回路を並列接続して構成されている。その他の部分は、図１と同様である。
また、図１に示した非接触給電装置において、図１８におけるダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｖまたは図２５におけるダイオードＤ_ｘ，Ｄ_ｙと同じ位置にある半導体スイッチを全期間オフとして第１〜第３実施形態を適用しても、同様の効果を得ることができる。

さて、第１〜第９実施形態では、いずれも、受電コイル１２０を流れる電流ｉのゼロクロス点を電流検出手段ＣＴ及び制御装置２００により検出し、このゼロクロス点に基づいて半導体スイッチの駆動信号を決定している。しかしながら、検出器の誤差などの影響があるため、電流ｉのゼロクロス点を正確に検出することは難しく、検出誤差を生じる場合がある。

前述した図２４において、受電コイル１２０の電流ｉのゼロクロス点に検出誤差が生じた場合の動作波形を図２６に示し、また、このときの交流端子間電圧ｖ、電流ｉ、及び、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙを流れる電流を図２７に示す。なお、図２６において、Ｐ_０は電流ｉの本来のゼロクロス点であり、Ｐ_１は検出器の誤差などにより誤って検出されたゼロクロス点を示している。
また、図２６、図２７の各期間（１）”〜（４）”における電圧ｖ、及び電流ｉの経路は、図２３の各期間（１）”〜（４）”と同様であり、図２６、図２７の期間（５）” において、電流ｉは共振コンデンサＣ→受電コイル１２０→ダイオードＤ_ｖ→平滑コンデンサＣ_０→ダイオードＤ_ｘの経路で流れ、電圧ｖは期間（４）” における電圧ｖのレベルと同様である。

図２７から明らかなように、以下の期間の移行時にスイッチング損失が発生する。
（１）期間（１）”から期間（２）”
（２）期間（５）”から期間（３）”
（３）期間（３）”から期間（４）”
なお、以下の期間の移行時には、電流ｉが零であるため、スイッチング損失は発生しない。
（４）期間（２）”から期間（５）”
（５）期間（４）”から期間（１）”
上記のように、電流ｉのゼロクロス点の検出誤差が生じた場合のスイッチング損失発生回数は３回となる。一方、ゼロクロス点の検出誤差が生じていない図２４では図７と同様の動作になるので、図９に示したようにスイッチング損失発生回数は２回である。つまり、電流ｉのゼロクロス点の検出誤差が生じると、第３，第６，第９実施形態のように力率を良くし、かつスイッチング損失発生回数を減らすようにしたにもかかわらず、実際にはスイッチング損失発生回数が増えてしまう。また、期間（５）”から期間（３）”のスイッチングは、電流ｉのゼロクロス点近傍におけるスイッチングであるため、放射ノイズが増大する要因にもなる。

そこで、電流ｉのゼロクロス点に検出誤差が生じてもスイッチング損失発生回数を増加させない例として、以下の第１０〜第１７実施形態を説明する。
まず、請求項１０に相当する本発明の第１０実施形態を説明する。図２８は、図１８に示す非接触給電装置を対象とした第１０実施形態の動作波形であり、前記同様に受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ、その基本波成分ｖ’、及び、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。
ここで、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号のオン期間は、電流ｉのゼロクロス点Ｐ_１を含む網掛け部分のように、一部オーバーラップさせる。図２９は、このときの電流ｉ、及び、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙを流れる電流を示している。

図２８，図２９の各期間（１）”〜（４）”における電圧ｖ、及び電流ｉの経路は、図２３の各期間（１）”〜（４）”と同様である。
図２９では、以下の期間の移行時にスイッチング損失が発生する。
（１）期間（１）”から期間（２）”
（２）期間（３）”から期間（４）”
なお、以下の期間の移行時には、電流ｉが零であるため、スイッチング損失は発生しない。
（３）期間（２）”から期間（３）”
（４）期間（４）”から期間（１）”
すなわち、スイッチング損失発生回数は２回であり、図９の場合と同じ回数となる。従って、第１０実施形態によれば、受電コイル１２０を流れる電流ｉのゼロクロス点に検出誤差が生じても、スイッチング損失の発生回数が増加するのを防ぐことができる。
なお、同様の考え方で、この第１０実施形態を図２５に示した非接触給電装置の第５実施例に適用しても、同様の効果が得られる。
また、図１に示した非接触給電装置において、図１８におけるダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｖまたは図２５におけるダイオードＤ_ｘ，Ｄ_ｙと同じ位置にある半導体スイッチを全期間オフとして第１０実施形態を適用しても、同様の効果を得ることができる。

次に、本発明の第１１実施形態について説明する。この第１１実施形態は請求項１１に相当しており、第１０実施形態と同様の考え方を、図３０に示す非接触給電装置の第６実施例に適用したものである。
図３０に示す非接触給電装置の受電回路３７０において、ブリッジ回路は、半導体スイッチＱ_ｕにダイオードＤ_ｕを逆並列接続したスイッチングアームと、半導体スイッチＱ_ｘにダイオードＤ_ｘを逆並列接続したスイッチングアームとを直列に接続したスイッチングアーム直列回路を有すると共に、ダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙを直列接続したダイオード直列回路を有し、これらのスイッチングアーム直列回路とダイオード直列回路とを並列接続して構成されている。ブリッジ回路の一方の直流端子（正側直流端子）と平滑コンデンサＣ_０の一端との間には、ダイオードＤ_０がダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙの直列回路（Ｄ_ｕ，Ｄ_ｘの直列回路）と同じ極性で接続されている。その他の部分は、図１と同様である。

図３１は、図３０に示す非接触給電装置を対象とした第１１実施形態の動作波形であり、図３０の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号を示している。スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。また、Ｐ_０は電流ｉの本来のゼロクロス点であり、Ｐ_１は検出器の誤差などにより誤って検出されたゼロクロス点を示している。

ここで、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号のオン期間は、電流ｉのゼロクロス点Ｐ_１を含む網掛け部分のように、一部オーバーラップさせる。図３２は、このときの電流ｉ、及び、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘを流れる電流を示している。
図３１，図３２の各期間（１）〜（４）における電圧ｖ、及び電流ｉの経路は、図１５の期間（１）〜（４）と同様である。
図３２では、以下の期間の移行時にスイッチング損失が発生する。
（１）期間（１）から期間（２）
（２）期間（３）から期間（４）
なお、以下の期間の移行時には、電流ｉが零であるため、スイッチング損失は発生しない。
（３）期間（２）から期間（３）
（４）期間（４）から期間（１）
すなわち、スイッチング損失発生回数は２回となり、電流ｉのゼロクロス点の検出に誤差が生じた場合、第１１実施形態によりスイッチング損失の発生回数が増加するのを防ぐことができる。
なお、同様の考え方で、第１１実施形態を図３３の非接触給電装置の第７実施例に適用しても同様の効果が得られる。
また、図１に示した非接触給電装置において、ブリッジ回路の一方の直流端子（正側直流端子）と平滑コンデンサＣ_０の一端との間に、ダイオードＤ_０をダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙの直列回路（Ｄ_ｕ，Ｄ_ｘの直列回路）と同じ極性で接続し、図３０のダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙまたは図３３のダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘと同じ位置にある半導体スイッチを全期間オフとして第１１実施形態を適用しても、同様の効果を得ることができる。

次に、請求項１２に相当する本発明の第１２実施形態について説明する。
図３４は、図１８に示す非接触給電装置を対象とした第１２実施形態の動作波形であり、図１８の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。また、Ｐ_０は電流ｉの本来のゼロクロス点であり、Ｐ_１は検出器の誤差などにより誤って検出されたゼロクロス点を示している。

ここで、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号のオン期間は、電流ｉのゼロクロス点Ｐ_１を中心とした前後にほぼ等しい期間αとし、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号は同一のものとする。図３４の各期間（１）”〜（４）”における電圧ｖ、及び電流ｉの経路は、図２３の各期間（１）”〜（４）”と同様である。このときの受電コイル１２０を流れる電流ｉ及びスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙを流れる電流は、図２９と同様である。従って、第１２実施形態によれば、単一の駆動信号を用いて第１０実施形態と同様の効果を得ることができる。
なお、同様の考え方で、第１２実施形態を図２５の非接触給電装置に適用しても、同様の効果が得られる。また、図１に示した非接触給電装置において、図１８におけるダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｖまたは図２５におけるダイオードＤ_ｘ，Ｄ_ｙと同じ位置にあるスイッチを全期間オフとして第１２実施形態を適用しても、同様の効果が得られる。

次に、請求項１３に相当する本発明の第１３実施形態について説明する。
図３５は、図３０に示す非接触給電装置を対象とした第１３実施形態の動作波形であり、図３０の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号を示している。スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。また、Ｐ_０は電流ｉの本来のゼロクロス点であり、Ｐ_１は検出器の誤差などにより誤って検出されたゼロクロス点を示している。

ここで、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号のオン期間は、電流ｉのゼロクロス点Ｐ_１を中心とした前後にほぼ等しい期間αとし、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号は同一のものとする。図３５の各期間（１）〜（４）における電圧ｖ、及び電流ｉの経路は、図１５の各期間（１）〜（４）と同様である。このとき受電コイル１２０を流れる電流ｉ及びスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘを流れる電流は、図３２と同様である。従って、第１３実施形態によれば、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘに対して単一の駆動信号を用いて、第１１実施形態と同様の効果を得ることができる。
なお、同様の考え方で、第１３実施形態を図３３の非接触給電装置に適用しても、同様の効果が得られる。
また、図１に示した非接触給電装置において、ブリッジ回路の一方の直流端子（正側直流端子）と平滑コンデンサＣ_０の一端との間に、ダイオードＤ_０をダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙの直列回路（Ｄ_ｕ，Ｄ_ｘの直列回路）と同じ極性で接続し、図３０のダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙまたは図３３のダイオードＤ_ｕ，Ｄ_ｘと同じ位置にある半導体スイッチを全期間オフとして第１３実施形態を適用しても、同様の効果を得ることができる。

次に、請求項１４に相当する本発明の第１４実施形態について説明する。この第１４実施形態は、第１０実施形態と同様の考え方を、図１に示した非接触給電装置に適用したものである。
図３６は、第１４実施形態の動作波形であり、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。
スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。また、Ｐ_０は電流ｉの本来のゼロクロス点であり、Ｐ_１は検出器の誤差などにより誤って検出されたゼロクロス点である。
ここで、図３６に示すごとく、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号のオン期間は、電流ｉのゼロクロス点Ｐ_１を含む網掛け部分のように、一部オーバーラップさせるように制御する。このとき、図３６の各期間（１）”〜（４）”における電圧ｖ、及び電流ｉの経路は、図２３の各期間（１）”〜（４）”と同様である。
また、受電コイル１２０を流れる電流ｉ及びスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙを流れる電流は、図２９と同様である。このため、スイッチング損失発生回数は２回となり、電流ｉのゼロクロス点に検出誤差が生じても、スイッチング損失の発生回数が増加するのを防ぐことができる。

次いで、請求項１５に相当する本発明の第１５実施形態について説明する。この第１５実施形態は、第１４実施形態と同様の考え方を、図３７に示す非接触給電装置に適用したものである。
図３７は、本発明に係る給電装置の第８実施例を示す回路図であり、図１との相違点は、受電回路３９０において、ブリッジ回路の一方の直流端子（正側直流端子）と平滑コンデンサＣ_０の一端との間に、ダイオードＤ_ｖ，Ｄ_ｙの直列回路（Ｄ_ｕ，Ｄ_ｘの直列回路）と同じ極性で別のダイオードＤ_０を接続した点である。

図３８は、図３７に示した非接触給電装置を対象とした第１５実施形態の動作波形であり、図３７の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。
スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。また、Ｐ_０は電流ｉの本来のゼロクロス点であり、Ｐ_１は検出器の誤差などにより誤って検出されたゼロクロス点である。
ここで、図３８に示すごとく、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号のオン期間は、電流ｉのゼロクロス点Ｐ_１を含む網掛け部分のように、一部オーバーラップさせるように制御する。このとき、図３８の各期間（１）〜（４）における電圧ｖ、及び電流ｉの経路は、図１５の各期間（１）〜（４）と同様である。
また、受電コイル１２０を流れる電流ｉ及びスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘを流れる電流は、図３２と同様である。このため、スイッチング損失発生回数は２回となり、電流ｉのゼロクロス点に検出誤差が生じても、スイッチング損失の発生回数が増加するのを防ぐことができる。

次に、請求項１６に相当する本発明の第１６実施形態について説明する。この第１６実施形態は、第１２実施形態と同様の考え方を、図１に示した非接触給電装置に適用したものである。
図３９は、図１に示した非接触給電装置を対象とした第１６実施形態の動作波形であり、図１の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。
スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。また、Ｐ_０は電流ｉの本来のゼロクロス点であり、Ｐ_１は検出器の誤差などにより誤って検出されたゼロクロス点である。
ここで、スイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号のオン期間は、電流ｉのゼロクロス点Ｐ_１を中心として前後にほぼ等しい期間αとし、これらのスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙの駆動信号は同一のものとする。このとき、図３９の各期間（１）”〜（４）”における電圧ｖ、及び電流ｉの経路は、図２３の各期間（１）”〜（４）”と同様である。
また、受電コイル１２０を流れる電流ｉ及びスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙを流れる電流は、図２９と同様である。従って、この第１６実施形態においても、第１４実施形態と同様の効果を得ることができる。

次いで、請求項１７に相当する本発明の第１７実施形態について説明する。この第１７実施形態は、第１３実施形態と同様の考え方を、図３７に示した非接触給電装置に適用したものである。
図４０は、図３７に示した非接触給電装置を対象とした第１７実施形態の動作波形であり、図３７の受電コイル１２０を流れる電流ｉ、ブリッジ回路の交流端子間電圧ｖ及びその基本波成分ｖ’、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙの駆動信号を示している。
スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙは、電流ｉに同期した一定周波数にてスイッチング動作する。また、Ｐ_０は電流ｉの本来のゼロクロス点であり、Ｐ_１は検出器の誤差などにより誤って検出されたゼロクロス点である。
ここで、スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号のオン期間は、電流ｉのゼロクロス点Ｐ_１を中心として前後にほぼ等しい期間αとし、これらのスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの駆動信号は同一のものとする。このとき、図４０の各期間（１）〜（４）における電圧ｖ、及び電流ｉの経路は、図１５の各期間（１）〜（４）と同様である。
また、受電コイル１２０を流れる電流ｉ及びスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘを流れる電流は、図３２と同様である。従って、この第１７実施形態においても、第１５実施形態と同様の効果を得ることができる。

１００：高周波電源
１１０：一次側給電線
１２０：受電コイル
２００：制御装置
３２０，３３０，３４０，３５０，３６０，３７０，３８０，３９０：受電回路
Ｑ_ｕ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｙ：半導体スイッチ
Ｄ_ｕ，Ｄ_ｘ，Ｄ_ｖ，Ｄ_ｙ，Ｄ_０：ダイオード
Ｃ_０：平滑コンデンサ
Ｃ：共振コンデンサ
ＣＴ：電流検出手段
Ｒ：負荷

Claims (17)

1. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成された給電装置において、
   前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
   前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
2. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成された給電装置において、
   前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
   前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ前記出力電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
3. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成された給電装置において、
   前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
   前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
4. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを２個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成された給電装置において、
   前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
   前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
5. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを２個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成された給電装置において、
   前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
   前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ前記出力電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
6. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを２個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成された給電装置において、
   前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
   前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
7. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードとを直列に接続した直列回路を複数、並列接続して構成された給電装置において、
   前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
   前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
8. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードと、の直列回路を複数、並列接続して構成された給電装置において、
   前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
   前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ前記出力電圧を波高値とする正負電圧となり、その他の期間は零電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
9. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路と、ダイオードと、の直列回路を複数、並列接続して構成された給電装置において、
   前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
   前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
   前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
   を備えたことを特徴とする給電装置。
10. 請求項９に記載した給電装置において、
    前記制御手段は、
    前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含むように各半導体スイッチのオン期間を一部オーバーラップさせて各半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
11. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを２個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成され、前記ブリッジ回路の一方の直流端子と前記平滑コンデンサの一端との間に前記ダイオード直列回路と同極性の別のダイオードが接続された給電装置において、
    前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
    前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
    前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は、前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、
    前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含むように各半導体スイッチのオン期間を一部オーバーラップさせて各半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
12. 請求項９に記載した給電装置において、
    前記制御手段は、
    前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含む一定期間にわたり各半導体スイッチを同時にオンさせるように各半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
13. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを２個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成され、前記ブリッジ回路の一方の直流端子と前記平滑コンデンサの一端との間に前記ダイオード直列回路と同極性の別のダイオードが接続された給電装置において、
    前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
    前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
    前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、
    前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含む一定期間にわたり各半導体スイッチを同時にオンさせるように各半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
14. 請求項３に記載した給電装置において、
    前記制御手段は、
    前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含むように各半導体スイッチのオン期間を一部オーバーラップさせて各半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
15. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成され、前記ブリッジ回路の一方の直流端子と前記平滑コンデンサの一端との間に、前記スイッチングアーム直列回路内のダイオード直列回路と同極性の別のダイオードが接続された給電装置において、
    前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
    前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
    前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は、前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、
    前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含むように各半導体スイッチのオン期間を一部オーバーラップさせて各半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
16. 請求項３に記載した給電装置において、
    前記制御手段は、
    前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含むように各半導体スイッチを同時にオンさせるように各半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。
17. 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端が共振コンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路を２個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を複数、並列接続して構成され、前記ブリッジ回路の一方の直流端子と前記平滑コンデンサの一端との間に、前記スイッチングアーム直列回路内のダイオード直列回路と同極性の別のダイオードが接続された給電装置において、
    前記コイルを流れる電流を入力電流として検出する電流検出手段と、
    前記直流端子間の電圧を出力電圧として検出する電圧検出手段と、
    前記ブリッジ回路の交流端子間電圧が、前記入力電流の１周期内の２つのゼロクロス点のうち一方のゼロクロス点を中心とする前後一定期間だけ零電圧になり、その他の期間は前記出力電圧を波高値とする正負電圧になるように、前記半導体スイッチを一定周期でスイッチングする制御手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、
    前記一方のゼロクロス点と本来のゼロクロス点との間に検出誤差がある場合に、前記一方のゼロクロス点を含む一定期間にわたり各半導体スイッチを同時にオンさせるように各半導体スイッチをスイッチングすることを特徴とする給電装置。

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