JP5793972B2 - 給電装置の制御方法 - Google Patents
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例えば、電力供給源に相当する一次側コイルを給電線としてレール状に配置し、二次側コイル及び受電回路を一体化して移動体を構成すると共に、一次側コイルと二次側コイルとを対向させることにより、前記給電線に沿って移動する移動体に非接触給電することが可能である。
受電コイル120の両端は、共振コンデンサCを介して全波整流回路10の交流端子に接続されている。ここで、受電コイル120と共振コンデンサCとは、直列共振回路を構成している。
全波整流回路10は、ダイオードDu,Dv,Dx,Dyをフルブリッジ接続して構成されている。
なお、図11では、半導体スイッチSW1をスイッチングするための制御装置を省略してある。
一般に、この種の非接触給電装置では、一次側給電線110と受電コイル120との間のギャップ長の変化や両者の位置ズレにより、受電コイル120に誘起される電圧が変化し、これによって全波整流回路10の直流出力電圧が変動する。また、負荷Rの特性も、全波整流回路10の直流出力電圧が変動する原因となる。
このため、図11の従来技術では、全波整流回路10の直流出力電圧を定電圧制御回路20によって一定値に制御している。
(1)受電回路が全波整流回路10及び定電圧制御回路20によって構成されているため、回路全体が大型化し、設置スペースの増大やコストの増加を招く。
(2)全波整流回路10のダイオードDu,Dv,Dx,Dyに加え、定電圧制御回路20のリアクトルL1、半導体スイッチSW1、ダイオードD1でも損失が発生するため、これらの損失が給電効率の低下要因となっている。
図12において、310は受電回路である。この受電回路310は、フルブリッジ接続された半導体スイッチQu,Qx,Qv,Qyと、各スイッチQu,Qx,Qv,Qyにそれぞれ逆並列に接続されたダイオードDu,Dx,Dv,Dyと、下アームのスイッチQx,Qyにそれぞれ並列に接続されたコンデンサCx,Cyと、これらの素子からなるフルブリッジ回路(フルブリッジインバータ)の直流端子間に接続された平滑コンデンサC0と、を備えている。フルブリッジ回路の交流端子間には、共振コンデンサCと受電コイル120との直列回路が接続され、平滑コンデンサC0の両端には、負荷Rが接続されている。
また、200は、半導体スイッチQu,Qx,Qv,Qyをスイッチングするための駆動信号を生成する制御装置である。この制御装置200は、電流検出手段CTにより検出した受電コイル120の電流iと受電回路310の直流出力電圧Voとに基づいて、前記駆動信号を生成する。
また、受電回路310をフルブリッジ回路によって構成することで、負荷Rが回生負荷の場合でも電力を一定に保つ動作が可能である。
加えて、コンデンサCx,Cyの充放電作用により、いわゆるソフトスイッチングを行なわせ、スイッチング損失を低減して更なる高効率化を可能にしている。
図12の非接触給電装置では、半導体スイッチを4つ必要とすることから、冷却手段等を考慮に入れると、装置の大型化及びコスト増大のおそれがある。そこで、図13の非接触給電装置は、力行負荷のみに対応させて回生負荷には対応しないことで、更なる小型化、低コスト化を図っている。
この非接触給電装置では、半導体スイッチQu,Qxをデューティ比0.5の駆動信号にて制御することにより、交流電圧vは、直流出力電圧Voを波高値とする正負電圧に制御される。一次側給電線110から受電回路320への給電電力は、図14における電流iと電圧vとの積であり、制御装置200が、直流出力電圧Voの検出値に基づいて半導体スイッチQu,Qxの駆動信号の位相を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流出力電圧Voの一定制御が可能となる。
しかしながら、スイッチング周波数が数[kHz]以上になると、一般的にスイッチング損失は導通損失よりも大きくなる傾向があるため、依然としてスイッチング損失がブリッジ回路の損失の半分以上を占めており、ブリッジ回路用の冷却フィンの小型化を阻む要因となっている。
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路からなるスイッチングアームを2個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを2個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成され、前記スイッチングアーム同士の接続点と前記ダイオード同士の接続点とを前記ブリッジ回路の前記交流端子とし、前記スイッチングアーム直列回路と前記ダイオード直列回路との接続点を前記ブリッジ回路の前記直流端子としてなる給電装置を制御するための制御方法において、
前記コイルを流れる電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に一方の前記半導体スイッチをターンオン、他方の前記半導体スイッチをターンオフし、前記電流の半周期後のゼロクロス点から、前記電流の半周期より短い任意の遅延時間を経過した後に前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させる一連のスイッチング動作を、前記電流の周期と同期させて繰り返すことにより、前記負荷に供給される直流出力電圧を一定値に制御するものである。
前記ブリッジ回路を、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路からなるスイッチングアームを2個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を2個並列に接続してなるフルブリッジ構成とし、前記スイッチングアーム同士の接続点を前記ブリッジ回路の前記交流端子とし、前記スイッチングアーム直列回路同士の接続点を前記ブリッジ回路の前記直流端子としてなる給電装置を制御するための制御方法において、
前記スイッチングアーム直列回路のうち一方のスイッチングアーム直列回路においては、前記コイルを流れる電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に2個の前記スイッチングアームのうち何れか一方のアームの前記半導体スイッチをターンオフ、他方のアームの前記半導体スイッチをターンオンし、前記電流の半周期後のゼロクロス点と同時に、前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させ、かつ、
前記スイッチングアーム直列回路のうち他方のスイッチングアーム直列回路においては、前記電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に2個の前記スイッチングアームのうち何れか一方のアームの前記半導体スイッチをターンオン、他方のアームの前記半導体スイッチをターンオフし、前記電流の半周期後のゼロクロス点から、前記電流の半周期より短い任意の遅延時間を経過した後に前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させ、
前記各半導体スイッチの一連のスイッチング動作を、前記電流の周期と同期させて繰り返すことにより、前記負荷に供給される直流出力電圧を一定値に制御するものである。
前記コイルに対する外部からの給電が停止している期間では、全ての前記半導体スイッチをオフ状態とし、給電が開始された時には、前記コイルを流れる電流のゼロクロス点を検出した後に、各半導体スイッチのスイッチング動作を行うものである。
前記コイルに対する外部からの給電が停止している期間では、全ての前記半導体スイッチを、前記コイルに対する給電の停止により前記コイルを流れる電流がゼロになる直前のスイッチング状態に保ち、前記コイルに対する給電が開始された時には、前記コイルを流れる電流のゼロクロス点を検出した後に、各半導体スイッチのスイッチング動作を行うものである。
また、請求項3または4に記載した発明によれば、上記の効果に加えて、停電後の復電時などにコイルに対する給電が再開された場合にも、支障なく給電動作を行うことができる。
図1は、本発明に係る給電装置の第1実施形態を示す回路図であり、請求項1,3,4に係る制御方法が適用されるものである。なお、本発明の制御方法は、非接触型、接触型の給電装置の何れにも適用可能であるが、以下の各実施形態では非接触給電装置に適用した場合について説明する。
ブリッジ回路の交流端子には、共振コンデンサCと受電コイル120との直列回路が接続され、平滑コンデンサC0の両端には負荷Rが接続されている。なお、100は高周波電源、110は一次側給電線である。
図2は、本発明に係る制御方法の第1実施形態に相当するものであり、図1の受電コイル120を流れる電流iとブリッジ回路の交流端子間電圧vの動作波形、及び、スイッチQu,Qxの駆動信号を示している。図2に示すように、スイッチQu,Qxは、電流iに同期した一定周波数にてスイッチング動作を行う。
このとき、スイッチQu,Qxは、先願発明の図13,図14と異なり、図2に示すごとくデューティ比が0.5ではない駆動信号により制御される。
以下に、図2の各期間I〜IIIにおける動作を説明する。
これ以降は、期間Iのスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。
一次側給電線110から受電回路320への給電電力は、図1に示した電流iと電圧vとの積であり、制御装置200が、直流出力電圧Voの検出値に基づいてスイッチQu,Qxの駆動信号の位相を調整することで、給電電力の制御、すなわち直流出力電圧Voの一定制御が可能になる。
図2に示すように、スイッチQu,Qxのオン・オフの切替は、期間II(スイッチQuがオン、ダイオードDvが導通)→期間III(スイッチQxがオン、ダイオードDvが導通)の移行時、及び、期間III(スイッチQxがオン、ダイオードDvが導通)→期間I(スイッチQuがオン、ダイオードDyが導通)の移行時に発生する。このとき、スイッチQu,Qxと、それぞれ逆並列接続されたダイオードDu,Dxにより構成された各スイッチングアームを流れる電流iu,ixは、図3に示すようになっている。
また、期間III→期間Iの移行時には、スイッチQuがターンオンし、スイッチQxがターンオフする。このとき、どちらもスイッチQu,Qxの電流がゼロとなる期間でスイッチングするため、ターンオン損失、ターンオフ損失ともに発生しない。
以下に、図4の各期間i〜iiiにおける動作を説明する。
(1)期間i:図2の期間Iと同様。
(2)期間ii:図2の期間IIIと同様。
(3)期間iii(スイッチQxがオン、ダイオードDyが導通):電流iは、共振コンデンサC→スイッチQx→ダイオードDy→受電コイル120の経路で流れ、電圧vは、図示のように零電圧レベルとなる。
これ以降は、期間iのスイッチングモードに遷移し、同様の動作が繰り返される。
図1の回路では、ブリッジ回路にダイオード直列回路を有することでスイッチング損失を低減している半面、回生負荷に対応することができない。そこで、図5の給電装置では、ブリッジ回路を全てスイッチングアームにより構成することで、回生負荷への対応とスイッチング損失の低減を同時に実現可能とした。
なお、2つのスイッチングアーム直列回路の内部接続点がブリッジ回路の交流端子となり、2つのスイッチングアーム直列回路の並列接続点が直流端子となっている。図1と同様に、ブリッジ回路の交流端子には共振コンデンサCと受電コイル120との直列回路が接続され、平滑コンデンサC0の両端には負荷Rが接続されている。
また、制御装置200は、直流出力電圧Voと受電コイル120を流れる電流iの検出値に基づいてスイッチQu,Qx,Qv,Qyの駆動信号を生成し、出力する。
図6は、本発明の制御方法の第3実施形態に相当するものであり、図5の受電コイル120を流れる電流iとブリッジ回路の交流端子間電圧vの動作波形、及び、スイッチQu,Qx,Qv,Qyの駆動信号を示している。図6に示すように、スイッチQu,Qxは図2のスイッチQu,Qxと同様にスイッチング動作し、スイッチQv,Qyは、電流iのゼロクロス点と同期した一定周波数にてスイッチング動作する。図6の各期間I〜IIIにおける動作は、図2の各期間I〜IIIと同様である。
図1の非接触給電装置と同様に、スイッチQu,Qx,Qv,Qyにて発生するスイッチング損失は、スイッチQuのターンオフ損失のみとなる。従って、ブリッジ回路を構成する4素子のうち1素子のターンオフ損失のみとなるため、スイッチング損失を大幅に低減することができる。
このとき、スイッチQu,Qx,Qv,Qyにおいて発生するスイッチング損失は、スイッチQxのターンオフ損失のみとなる。従って、ブリッジ回路を構成する4素子のうち1素子のターンオフ損失のみとなるため、スイッチング損失を大幅に低減することができる。
図9は、請求項3の発明に相当する第5実施形態を説明するためのものであり、図1の非接触給電装置を対象として、一次側給電線110の給電停止〜再起動における受電コイル120の電流i、ブリッジ回路の交流端子間電圧vの動作波形、及び、スイッチQu,Qxの駆動信号を示している。
通常の給電状態から図9のタイミング(1)で受電コイル120による給電が停止された場合、図1における電流検出手段CTにより電流iの消失を検出し、スイッチQu,Qxの両方をオフ状態にしてその状態を保持する。
なお、本発明を図5の非接触給電装置に適用した場合にも、同様の方法で再起動可能である。
このときのオン・オフ制御は、図2に示した期間Iまたは期間IIIに対応している。図10では、電流iが負であるため、スイッチQu,Qxが図2の期間IIIと同じスイッチング状態で保持される場合を示している。
そして、制御装置200は、図2に示した通常動作と同様のスイッチング動作を再開するように制御するため、スイッチQuがオン、スイッチQxがオフの状態に移行し、図2に示した期間IIと同様の経路で電流が流れる。
つまり、スイッチQu,Qxを電流iの消失直前と同様の制御状態としておいても、給電再開時の受電コイル120に流れる共振電流の経路を確保し、電流iのゼロクロス点を検出してスイッチング動作を再開することで、給電装置を正常に再起動可能としている。
なお、本発明を図5の非接触給電装置に適用した場合にも、同様の方法で再起動可能である。
110:一次側給電線
120:受電コイル
200:制御装置
320,330:受電回路
C:共振コンデンサ
CT:電流検出手段
Qu,Qx,Qv,Qy:半導体スイッチ
Du,Dx,Dv,Dy:ダイオード
C0:平滑コンデンサ
R:負荷
Claims (4)
- 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端がコンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ、前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路が、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路からなるスイッチングアームを2個直列に接続したスイッチングアーム直列回路と、ダイオードを2個直列に接続したダイオード直列回路と、を並列接続して構成され、前記スイッチングアーム同士の接続点と前記ダイオード同士の接続点とを前記ブリッジ回路の前記交流端子とし、前記スイッチングアーム直列回路と前記ダイオード直列回路との接続点を前記ブリッジ回路の前記直流端子としてなる給電装置を制御するための制御方法において、
前記コイルを流れる電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に一方の前記半導体スイッチをターンオン、他方の前記半導体スイッチをターンオフし、前記電流の半周期後のゼロクロス点から、前記電流の半周期より短い任意の遅延時間を経過した後に前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させる一連のスイッチング動作を、前記電流の周期と同期させて繰り返すことにより、前記負荷に供給される直流出力電圧を一定値に制御することを特徴とする給電装置の制御方法。 - 外部との磁気結合により電力を授受するコイルと、前記コイルの一端がコンデンサを介して一方の交流端子に接続され、かつ前記コイルの他端が他方の交流端子に接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、を備え、前記平滑コンデンサの両端に負荷が接続されると共に、
前記ブリッジ回路を、半導体スイッチとダイオードとの逆並列接続回路からなるスイッチングアームを2個直列に接続したスイッチングアーム直列回路を2個並列に接続してなるフルブリッジ構成とし、前記スイッチングアーム同士の接続点を前記ブリッジ回路の前記交流端子とし、前記スイッチングアーム直列回路同士の接続点を前記ブリッジ回路の前記直流端子としてなる給電装置を制御するための制御方法において、
前記スイッチングアーム直列回路のうち一方のスイッチングアーム直列回路においては、前記コイルを流れる電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に2個の前記スイッチングアームのうち何れか一方のアームの前記半導体スイッチをターンオフ、他方のアームの前記半導体スイッチをターンオンし、前記電流の半周期後のゼロクロス点と同時に、前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させ、かつ、
前記スイッチングアーム直列回路のうち他方のスイッチングアーム直列回路においては、前記電流の一周期のうち、最初のゼロクロス点と同時に2個の前記スイッチングアームのうち何れか一方のアームの前記半導体スイッチをターンオン、他方のアームの前記半導体スイッチをターンオフし、前記電流の半周期後のゼロクロス点から、前記電流の半周期より短い任意の遅延時間を経過した後に前記半導体スイッチのオン・オフ状態を反転させ、
前記各半導体スイッチの一連のスイッチング動作を、前記電流の周期と同期させて繰り返すことにより、前記負荷に供給される直流出力電圧を一定値に制御することを特徴とする給電装置の制御方法。 - 請求項1または2に記載した給電装置の制御方法において、
前記コイルに対する外部からの給電が停止している期間では、全ての前記半導体スイッチをオフ状態とし、給電が開始された時には、前記コイルを流れる電流のゼロクロス点を検出した後に、各半導体スイッチのスイッチング動作を行うことを特徴とする給電装置の制御方法。 - 請求項1または2に記載した給電装置の制御方法において、
前記コイルに対する外部からの給電が停止している期間では、全ての前記半導体スイッチを、前記コイルに対する給電の停止により前記コイルを流れる電流がゼロになる直前のスイッチング状態に保ち、前記コイルに対する給電が開始された時には、前記コイルを流れる電流のゼロクロス点を検出した後に、各半導体スイッチのスイッチング動作を行うことを特徴とする給電装置の制御方法。
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