CN114846734A - 受电装置和无线供电系统 - Google Patents

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Abstract

一种无线供电系统(1)的受电装置(10)，其从与电力源(5)连接且具有送电线圈(111)的送电电路(11)接受电力，受电装置(10)具备受电电路(12)、电力转换器(13a)、LC滤波器(14)以及开关(135a、136b)，通过控制装置(17)，基于由检测受电电路(12)的输出电压的电压检测单元(16)检测到的电压(V2)对该开关(135a、136b)进行控制，开关(135a、136b)在非供电时将受电电路(12)与电力转换器(13a)之间切断。

Description

受电装置和无线供电系统
技术领域
本申请涉及受电装置和无线供电系统。
背景技术
具有一种通过隔开空间的2个线圈间的磁场耦合来传输电力的无线供电技术。在无线供电技术中调整供电电力的方法是各种各样的，大多通过控制送电侧的电力转换器来进行。但是，无线供电技术的应用对象中的负载大多是蓄电池等蓄电要素，因此，为了根据该蓄电要素的充电状况来调整供电电力，期望通过位于负载侧(受电侧)的电力转换器来进行电力控制。根据以上的原因，针对仅通过受电侧的电力转换器进行传输电力控制的方法，报告了各种方法(例如参照专利文献1)。
专利文献1所公开的受电装置在从送电侧接受交流电力的线圈上连接有2个电力转换器，线圈侧的第1电力转换器将交流电压整流为直流电压，与第1电力转换器连接的第2电力转换器将整流后的直流电压转换成任意的直流电压或交流电压。然后，通过一方的电力转换器控制与传输侧之间的传输效率，并通过另一方的电力转换器控制受电电力，由此，仅通过受电侧的电力转换器就能够兼顾传输效率的控制和供电电力的电力控制双方。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2017-93094号公报
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献1所公开的控制方法中，包含通过第1电力转换器的动作使受电线圈短路而在第1电力转换器以后不供给电力的短路模式，因此，是能够应用于来自线圈的输出成为电流源的动作的谐振器的结构的方法。但是，当构成成为电压源的动作的谐振器时，产生过电流，可能会引起开关元件的发热和破坏。因此，在进行专利文献1所记载的方法的情况下，需要成为特定的谐振器的结构。
本申请公开了用于解决上述问题的技术，其目的在于，提供一种能够通过电路的开路而切断来自受电线圈的电力、并且能够通过受电侧的电力转换器实现电力控制的受电装置。
用于解决问题的手段
本申请公开的受电装置是无线供电系统的受电装置，具备：受电电路，其具有受电线圈，接受从送电电路输送的交流电力；电力转换器，其将由所述受电电路接受到的交流电力转换成直流电力；电压检测单元，其对所述受电电路的输出电压进行检测；至少1个开关，其切换所述受电电路与所述电力转换器之间的电路的导通和开路；以及控制装置，其基于由所述电压检测单元检测到的电压对所述开关进行控制。
发明的效果
根据本申请公开的受电装置，由于能够通过电路的开路而切断来自受电线圈的电力，因此，针对成为电压源的动作的谐振器的结构，能够使用受电侧的电力转换器进行电力控制。
附图说明
图1是示出实施方式1的无线供电系统的例子的概要结构图。
图2是示出实施方式1的受电装置的结构的概要电路图。
图3A是对图2所示的受电装置的动作进行说明的图。
图3B是对图2所示的受电装置的动作进行说明的图。
图4A是对图2所示的受电装置的动作进行说明的图。
图4B是对图2所示的受电装置的动作进行说明的图。
图5A是实施方式1的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明电力控制的基本的控制方法的图。
图5B是实施方式1的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明电力控制的基本的控制方法的图。
图5C是实施方式1的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明电力控制的基本的控制方法的图。
图6A是实施方式1的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明电力控制的控制方法的例子的图。
图6B是实施方式1的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明电力控制的控制方法的另一例的图。
图6C是实施方式1的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明电力控制的控制方法的又一例的图。
图7是示出实施方式2的受电装置的结构的概要电路图。
图8是示出图7的结构中的非供电期间的电流路径的图。
图9A是实施方式2的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明电力控制的控制方法的例子的图。
图9B是实施方式2的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明电力控制的控制方法的例子的图。
图9C是实施方式2的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明电力控制的控制方法的例子的图。
图10是示出实施方式3的受电装置的结构的概要电路图。
图11A是实施方式3的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明在电抗器电流控制中使用的驱动信号模式I的图。
图11B是实施方式3的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明在电抗器电流控制中使用的驱动信号模式II的图。
图11C是实施方式3的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明在电抗器电流控制中使用的驱动信号模式III的图。
图11D是实施方式3的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明在电抗器电流控制中使用的驱动信号模式IV的图。
图12A是实施方式3的受电装置中的进行基于电抗器电流控制的电力控制的流程图。
图12B是实施方式3的受电装置中的进行基于电抗器电流控制的电力控制的流程图。
图12C是实施方式3的受电装置中的进行基于电抗器电流控制的电力控制的流程图。
图12D是实施方式3的受电装置中的进行基于电抗器电流控制的电力控制的流程图。
图12E是实施方式3的受电装置中的进行基于电抗器电流控制的电力控制的流程图。
图13是示出实施方式4的受电装置的结构的概要电路图。
图14A是实施方式4的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明电力控制的控制方法的例子的图。
图14B是实施方式4的受电装置中的各信号的另一波形的概要图，是用于说明电力控制的控制方法的例子的图。
图14C是实施方式4的受电装置中的各信号的又一波形的概要图，是用于说明电力控制的控制方法的例子的图。
图15是控制装置的硬件结构图。
具体实施方式
以下，参照附图对本实施方式进行说明。另外，在各图中，相同的标号表示相同或相当的部分。
实施方式1.
以下，对实施方式1的无线供电系统进行说明。
图1是示出本实施方式1的无线供电系统的概要结构的图。在图1中，无线供电系统1具备输送从作为主电源的交流电源5供给的电力的送电电路11、以及接受来自送电电路11的电力并向负载15输出的受电装置10。受电装置10具备受电电路12、电力转换器13以及LC滤波器14。
从交流电源5供给的电力在送电电路11与受电电路12之间以非接触的形式被输送。电力转换器13担负将由受电电路12接受的交流电力转换成直流电力并将受电电力调整为预先设定的电力的电力转换器的作用。在LC滤波器14中，使电力转换器13的输出电力所包含的交流成分衰减。从LC滤波器14输出的电力通过负载15进行消耗或蓄电等。
送电电路11是包含至少一个线圈的电路，在图1中，成为送电线圈111与送电侧电容器112串联连接而成的结构。在进行无线供电的方面，送电侧电容器112不是必须的，但在不存在送电侧电容器112的情况下，送受电线圈间的电力传输效率大幅下降。因此，期望使用送电侧电容器112进行功率因数补偿。
受电电路12是包含至少一个线圈的电路，在图1中，成为受电线圈121与受电侧电容器122并联连接而成的结构。在进行无线供电的方面，受电侧电容器122不是必须的，但在不存在受电侧电容器122的情况下，送受电线圈间的电力传输效率大幅下降。因此，期望使用受电侧电容器122进行功率因数补偿。
取决于上述的送电电路11和受电电路12的结构，受电电路12的输出成为电压源的动作或者电流源的动作。在图1所示的送电电路11和受电电路12的结构中，电源是电压源，谐振器不具有导抗转换特性，因此，受电电路12的输出成为电压源的动作。另外，图1所示的送电电路11和受电电路12的结构是一例，不限定各自的结构，但在本实施方式中，将受电电路12的输出成为电压源的动作的结构作为对象。
图2是示出实施方式1的受电装置10的结构的概要电路图。在本实施方式中，对将整流电路13a用作电力转换器13的例子进行说明。整流电路13a具备4个二极管131、132、133、134和2个半导体开关135a、136a，成为二极管132与半导体开关135a串联连接且二极管134与半导体开关136a串联连接的结构。半导体开关135a、136a例如是具有MOS-FET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：MOS型场效应晶体管)或IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)等开关与二极管反并联连接而得到的特性的电子部件。半导体开关135a以在开关断开的状态下不向二极管132流动电流的方向而与二极管132串联连接。同样，半导体开关136a以在开关断开的状态下不向二极管134流动电流的方向而与二极管134串联连接。在图2中，在作为整流电路13a的负侧的下臂的二极管132和二极管134上分别串联连接有半导体开关135a、136a，但也可以构成为在作为正侧的上臂的二极管131和二极管133上分别串联连接半导体开关135a、136a。
LC滤波器14由DC电抗器141和DC电容器142构成，具有使整流电路13a的输出电压和电流所具有的交流成分衰减的作用。
负载15是进行电力消耗的马达或蓄电用的蓄电池等。
电压检测单元16对受电电路12的输出电压(整流电路13a的输入电压)V2进行检测。
控制装置17基于由电压检测单元16检测到的电压V2的信息，生成对整流电路13a的半导体开关135a、136a的接通、断开进行控制的驱动信号。
本实施方式的受电装置10根据半导体开关135a、136a的接通、断开的状态，使受电电路12的输出成为开路状态，切断从受电电路12向负载15的电力供给。如上所述，在本实施方式的送电电路11和受电电路12的结构中，受电电路12的输出成为电压源的动作，因此，在受电电路12的输出为开路状态下，从交流电源5观察到的阻抗成为非常大的值。其结果是，交流电源5的输出电力减小。
以下，对半导体开关135a、136a的接通、断开的状态以及电路动作进行说明。
图3A、3B是用于说明半导体开关135a为断开且半导体开关136a为接通时的稳定状态下的受电装置10的电路动作的图。图中的箭头表示电流路径。
图3A图示出受电电路12的输出电压V2为正的情况下的电路动作，表示从受电电路12向负载输送电力的供电期间的动作。在受电电路12的输出电压V2为正的情况下，二极管131、二极管134以及半导体开关136a导通，从受电电路12向负载15供电。此时，整流电路13a的输出电压与输入电压V2变得相等。在LC滤波器14的DC电抗器141上施加负载电压Vout与整流电路13a的输出电压的电位差，负载电流根据该电位差和DC电抗器141的电感值而增减。
图3B图示出受电电路12的输出电压V2为负的情况下的电路动作，表示来自受电电路12的电力供给被切断的非供电期间的动作。在受电电路12的输出电压V2为负的情况下，二极管133、二极管134以及半导体开关136a导通，从受电电路12向负载15的供电停止。此时，整流电路13a的输出电压成为0。向负载15供给的电流是蓄积在DC电抗器141中的能量，负载电流按照由负载电压Vout和DC电抗器141的电感值决定的倾斜度而减小。
图4A、4B是用于说明半导体开关135a为接通且半导体开关136a为断开时的稳定状态下的受电装置10的电路动作的图。图中的箭头表示电流路径。
图4A图示出受电电路12的输出电压V2为正的情况下的电路动作，表示来自受电电路12的电力供给被切断的非供电期间的动作。在受电电路12的输出电压V2为正的情况下，二极管131、二极管132以及半导体开关135a导通，从受电电路12向负载15的供电停止。此时，整流电路13a的输出电压成为0。向负载15供给的电流是蓄积在DC电抗器141中的能量，负载电流按照由负载电压Vout和DC电抗器141的电感值决定的倾斜度而减小。
图4B图示出受电电路12的输出电压V2为负的情况下的电路动作，表示从受电电路12向负载输送电力的供电期间的动作。在受电电路12的输出电压V2为负的情况下，二极管133、二极管132以及半导体开关135a导通，从受电电路12向负载15供电。因此，整流电路13a的输出电压与输入电压V2相等。此时，在DC电抗器141上施加负载电压Vout与整流电路13a的输出电压的电位差，负载电流根据所述电位差和DC电抗器141的电感值而增减。
在半导体开关135a、136a均为接通的情况下，整流电路13a作为全桥二极管整流电路进行动作。即，在受电电路12的输出电压V2为正的情况下成为图3A的电路动作，在受电电路12的输出电压V2为负的情况下成为图4B的电路动作，不取决于受电电路12的输出电压V2的极性而从受电电路12向负载15供电，因此，始终成为供电期间。
另一方面，在半导体开关135a、136a均为断开的情况下，从受电电路12向负载15供电的路径消失。此外，蓄积在DC电抗器141中的能量的环流路径也消失，因此，在半导体开关135a或136a中产生过电压。过电压的产生可能导致半导体开关的破坏，因此，需要以半导体开关135a、136a均不断开的方式生成驱动信号。因此，在互补地对半导体开关135a、136a进行接通与断开的切换的情况下，期望设置双方的开关均成为接通这样的重叠时间。
图5A、5B、5C是用于说明实施方式1的受电装置10中的电力控制的基本控制方法的图，是各信号的波形的概要图。分别从上到下依次示出受电电路12的输出电压V2、整流电路13a的输入电流、半导体开关135a、136a的驱动信号的概要波形。另外，驱动信号在波形为1时表示接通的状态，在波形为0时表示断开的状态。
图5A示出来自受电装置10的输出电力成为最大时的信号波形。受电电路12的输出电压V2和输入电流分别成为正弦波和矩形波形状，两个半导体开关135a、136a是始终接通的状态。即，图5A示出持续供电的状态。
图5B示出与图5A相比将来自受电装置10的输出电力设定为较小时的信号波形。如图5B中的虚线的位置所示，在由电压检测单元16检测到的受电电路12的输出电压V2的零交点或零交点附近进行半导体开关135a、136a的接通与断开的切换。即，在受电电路12的输出电压V2的零交点或零交点附近进行上述的供电期间PS与非供电期间NPS的切换。此外，关于电力控制，通过控制规定期间内的总的供电期间与总的非供电期间的时间比率来进行。规定期间被预先设定为受电电路12的输出电压V2的半个周期的整数倍的时间，能够根据所需的电力而改变。在图5B中，将半导体开关135a、136a的驱动信号的重复周期设为与受电电路12的输出电压V2的3个周期相同的时间，将受电电路12的输出电压V2的2个周期的时间设定为供电期间PS，将剩余的1个周期的时间设定为非供电期间NPS。图5B中的整流电路13a的输出电压平均值成为图5A中的整流电路13a的输出电压平均值的2/3。因此，在负载15为电阻负载的情况下，图5B的输出电力成为图5A所示的信号波形的输出电力的4/9。
这里，输出电压V2的零交点或零交点附近表示成为与由电压检测单元16检测到的受电电路12的输出电压V2的最大值相比足够小的电压值的时间，是输出电压V2的绝对值相对于最大值大致为20％以下的时间。
图5C示出与图5A及图5B相比将来自受电装置10的输出电力设定为较小时的信号波形。在图5C中，将半导体开关135a、136a的驱动信号的重复周期设为与受电电路12的输出电压V2的2个周期相同的时间，将受电电路12的输出电压V2的1个周期的时间设定为供电期间PS，将剩余的1个周期设定为非供电期间NPS。图5C中的整流电路13a的输出电压平均值成为图5A中的整流电路13a的输出电压平均值的1/2。因此，在负载15为电阻负载的情况下，图5C的输出电力成为图5A所示的信号波形的输出电力的1/4。
如以上那样，通过调整预先设定的规定期间内的供电期间与非供电期间的比率，能够控制整流电路13a的输出电压，结果是能够控制输出电力。此外，通过在受电电路12的输出电压V2的零交点或零交点附近的定时进行全部的半导体开关的接通、断开的开关动作，能够将由半导体开关的电压与电流之积表示的开关损耗抑制为较小值。
另外，在图5A、5B、5C中，示出了以半导体开关135a、136a的接通与断开的切换成为互补的方式进行驱动的例子，但在供电期间内，即便是将两个半导体开关均设为接通状态，电路动作也是同样的。
接着，针对通过不同的电力控制从受电装置10得到相同的输出电力的方法进行说明。
图6A、6B、6C是用于说明实施方式1的受电装置10的基于不同的电力控制的控制方法的图。图6A、6B、6C与图5A、5B、5C同样，分别从上到下依次示出整流电路13a的输入电压V2、整流电路13a的输入电流、半导体开关135a、136a的驱动信号的概要波形。而且，图6A、6B、6C所示的3个例子均是在将驱动信号的重复周期设为与受电电路12的输出电压V2的3个周期相同的时间时，在受电电路12的输出电压V2的3个周期中仅将1个周期设置为供电期间，以输出电压的平均值成为最大状态(两个开关为始终接通的状态)的1/3的方式设定了半导体开关135a、136a的驱动信号。
在图6A的信号波形中，与图5A、5B、5C的例子同样地是将受电电路12的输出电压V2的频率的1个周期设为一个单位而设定了供电期间PS的情况下的信号波形。在将输出电力的平均值设定为最大状态的M/N的情况下，当将驱动信号的重复周期设为N(这里N＝3)并将供电期间PS设为M个周期(这里M＝1)时，成为重复M个周期的供电期间PS和(N-M)个周期(这里N-M＝2)的非供电期间NPS的模式。
在图6B的信号波形中，与图6A所示的信号波形不同，将受电电路12的输出电压V2的频率的半个周期设为一个单位而设定供电期间PS，并且间歇地设置该一个单位的供电期间PS，将在驱动信号的重复周期内与受电电路12的输出电压V2的1个周期相同的时间设为总的供电期间。
在图6C的信号波形中，示出根据受电电路12的输出电压V2的极性而设定供电期间和非供电期间的方法的例子。即，在图6C中，将受电电路12的输出电压V2的最初的2个正的期间设定为供电期间PS，将负的期间始终设定为非供电期间NPS。而且，与图6B同样，将受电电路12的输出电压V2的频率的半个周期设为一个单位而设定供电期间PS，间歇地设置该一个单位的供电期间PS，将在驱动信号的重复周期内与受电电路12的输出电压V2的1个周期相同的时间设为总的供电期间。
关于图6A、6B、6C，均是输出电压的平均值成为最大状态(两个开关始终接通的状态)的1/3，但是，作为半导体开关135a、136a的驱动信号，使用不同的波形来实现它们。由于该驱动信号的波形的不同而使整流电路的输出电流所包含的纹波电流的大小不同。例如，在图6A的驱动信号的波形中，非供电期间是受电电路12的输出电压V2的2个周期的时间，但在图6B的驱动信号的波形中，在驱动信号的重复周期内，非供电期间为2次，每1次的非供电期间成为受电电路12的输出电压V2的1个周期的时间。当非供电期间的时间变短时，整流电路13a的输入电流的纹波电流变小，因此，图6B与图6A的驱动信号的波形的情况相比，纹波电流变小。由于最终需要通过LC滤波器14而使作为交流成分的纹波电流衰减，因此，如果纹波电流较小，则能够实现LC滤波器14的小型化。
同样，在图6C的驱动信号的波形中，在驱动信号的重复周期内，非供电期间为2次，无论哪一个非供电期间都比图6A中的非供电期间的时间短，因此，与图6A的驱动信号的波形的情况相比，能够减小纹波电流。
根据图5A、5B、5C和图6A、6B、6C所示的驱动信号的波形可知，通过改变半导体开关135a、136a的驱动信号的波形，能够进行电力控制，并且通过在受电电路12的输出电压V2的零交点或零交点附近的定时进行半导体开关135a、136a的接通、断开的开关动作，能够抑制开关损耗。
如以上那样，根据实施方式1的无线供电系统的受电装置10，受电装置10至少具备：接受来自送电电路11的电力的受电电路12；对受电电路12的输出电压V2进行检测的电压检测单元16；具有半导体开关135a、136a且将由受电电路12接受的交流电力转换成直流电力的电力转换器13(整流电路13a)；以及基于由电压检测单元16检测到的受电电路12的输出电压V2来控制半导体开关135a、136a的控制装置，通过半导体开关135a、136a的动作来切换与受电电路12之间的导通状态及切断状态，因此，在成为电压源的动作的谐振器的结构中，能够在受电电路与电力转换器之间不通过短路而通过开路来形成切断状态，消除了过电流对构成电力转换器的元件的破坏等的可能性。
此外，在预先设定的规定期间内，通过调整作为电力转换器13与受电电路12的导通状态的供电期间和作为电力转换器13与受电电路12的切断状态的非供电期间的比率，能够控制电力转换器13的输出电压，其结果是，能够控制输出电力。此外，通过在受电电路12的输出电压V2的零交点或零交点附近的定时进行全部的半导体开关的接通、断开的开关动作，能够抑制开关损耗，能够实现高效的电力控制。
实施方式2.
以下，对实施方式2的无线供电系统的受电装置进行说明。本实施方式2的受电装置也应用于实施方式1的图1所示的无线供电系统。
图7是示出本实施方式2的受电装置的结构的概要电路图。另外，针对与图2相同或相当的部分标注相同的标号，省略其说明。在实施方式2中，整流电路13b中的两个半导体开关135b、136b的配置与实施方式1不同，分别与二极管133和二极管134串联连接。另外，在图7中，半导体开关135b、136b的配置是一例，也可以与二极管131和二极管132串联连接。即，与构成整流电路13b的左右2个支线中的任意一个支线侧的二极管串联连接即可。
与实施方式1的动作差异在于，在非供电期间内，蓄积于DC电抗器141的能量的环流路径不被半导体开关135b、136b的状态影响。图8示出图7的结构中的非供电期间的一个电流路径。蓄积于DC电抗器141的能量能够经由负载15、二极管132以及二极管131进行环流，在环流路径中不包含半导体开关。但是，实施方式1中的非供电期间在图3B、图4A中示出，但在DC电抗器141的能量的环流路径中包含半导体开关。在蓄积于DC电抗器141的能量的环流时，在半导体开关发生损伤或进行了误动作的情况下，环流路径被断开，由于蓄积于DC电抗器141的能量而在电路中产生过电压，装置整体可能丧失功能。但是，在本实施方式2的结构中，在蓄积于DC电抗器141的能量的环流路径中不存在半导体开关，不会受到半导体开关135b、136b的状态的影响。
图9A、9B、9C是用于说明实施方式2的受电装置的电力控制的控制方法的例子的图，是受电装置的各信号的波形的概要图。分别从上到下依次示出受电电路12的输出电压V2、整流电路13b的输入电流、半导体开关135b、136b的驱动信号的概要波形。图9A、9B、9C所示的3个例子均是以来自受电装置的输出电压的平均值成为最大状态(两个开关始终接通的状态)的1/3的方式设定了半导体开关135b、136b的驱动信号。
在图9A的信号波形中，示出将受电电路12的输出电压V2的1个周期设为一个单位而驱动半导体开关的电力控制方法，在图9B的信号波形中，示出将受电电路12的输出电压V2的半个周期设为一个单位而驱动半导体开关的电力控制方法，此外，在图9C的信号波形中，示出根据受电电路12的输出电压V2的极性而设定供电期间PS与非供电期间NPS的电力控制方法。
根据图9A、9B、9C可知，在实施方式2中，如果将两个半导体开关135b、136b设为接通则成为供电期间PS，如果将两个半导体开关135b、136b设为断开则能够成为非供电期间NPS。因此，能够以共同的驱动信号使两个半导体开关135b、136b进行动作。
在图9B的信号波形中，将受电电路12的输出电压V2的半个周期设为供电期间PS的一个单位，驱动信号的重复周期成为受电电路12的输出电压V2的1.5个周期的时间，成为图9A和图9C的一半的时间。
另外，在供电期间PS内，两个半导体开关中的仅一方成为电流路径，因此，另一方的半导体开关的状态也可以为接通和断开中的任意一方。例如，在图7中，即便在半导体开关135b、136b双方为接通的状态下，也是在受电电路12的输出电压V2为正的情况下，半导体开关136b侧成为电流路径，而在受电电路12的输出电压V2为负的情况下，半导体开关135b侧成为电流路径。因此，在图9A、9B、9C的半导体开关135b、136b的驱动信号中，分别以接通(ON)表示(信号为1)的时间即斜线所示的时间是既可以接通也可以断开的期间。
此外，在图9C中，将半导体开关135b的驱动信号切换为接通和断开，但即便在始终断开的状态下，电路动作也是相同的。
如以上那样，实施方式2的受电装置起到与实施方式1同样的效果。此外，根据实施方式2，在构成作为电力转换器13的整流电路13b的左右2个支线中的任意的支线侧的二极管上分别串联连接有半导体开关135b、136b，因此，能够将两个半导体开关135b、136b同时设为断开的状态而设置非供电期间。由此，能够抑制在非供电期间内在蓄积于DC电抗器141的能量的环流路径中由半导体开关的状态引起的过大电压的产生。此外，能够通过1个驱动信号来控制两个半导体开关135b、136b，因此，与实施方式1相比，具有能够简化控制装置的效果。
实施方式3.
以下，对实施方式3的无线供电系统的受电装置进行说明。本实施方式3的受电装置也应用于实施方式1的图1所示的无线供电系统。
图10是示出本实施方式3的受电装置的结构的概要电路图。另外，针对与图7相同或相当的部分标注相同的标号，省略其说明。在实施方式3的受电装置中，还具备对流过DC电抗器141的电流ILdc进行检测的电流检测单元18和对负载15的电压Vout进行检测的电压检测单元19。由电流检测单元18和电压检测单元19检测到的电流和电压信息被输入到控制装置17。在实施方式1和2中，控制装置17是如下的例子：以来自受电装置的输出成为预先设定的规定的输出电力的方式设定输出电力指令值Pout*，通过生成半导体开关的驱动信号来控制半导体开关，进行电力控制。在本实施方式3中，控制装置17使用如下的电流控制来控制输出电力：将输出电力指令值Pout*除以由电压检测单元19检测到的负载电压Vout，计算DC电抗器141的电流指令值ILdc*，进行半导体开关的控制，使得由电流检测单元18检测到的DC电抗器141的电流ILdc成为电流指令值ILdc*。
以下，说明通过半导体开关135b、136b对DC电抗器141的电流进行控制而进行输出电力控制的方法。
图11A、11B、11C、11D是实施方式3的受电装置中的各信号的波形的概要图，是用于说明在电抗器电流控制中使用的驱动信号模式的图。在本实施方式中，在以相对于整流电路13b的输出电压平均值的最大电压而成为以下4个电压的方式控制半导体开关135b、136b的驱动信号模式的基础上添加作为非供电状态的驱动信号模式，设定5个驱动信号模式。
驱动信号模式I：输出电压平均值成为最大电压的模式，
驱动信号模式II：输出电压平均值成为最大电压的3/4的模式，
驱动信号模式III：输出电压平均值成为最大电压的1/2的模式，
驱动信号模式IV：输出电压平均值成为最大电压的1/4的模式，
驱动信号模式V：作为非供电状态的模式。
控制装置17保持并执行这些驱动信号模式。
图11A是示出驱动信号模式I的图，示出供电状态正在持续。图11B是示出驱动信号模式II的图，当着眼于受电电路12的输出电压V2的2个周期量时，1.5个周期的期间是供电期间PS，半个周期的期间是非供电期间NPS，是整流电路13b的输出电压平均值成为最大电压的3/4的模式。图11C是示出驱动信号模式III的图，当着眼于受电电路12的输出电压V2的2个周期量时，重复半个周期量的供电期间PS和半个周期量的非供电期间NPS，是整流电路13b的输出电压平均值成为最大电压的1/2的模式。图11D是示出驱动信号模式IV的图，当着眼于受电电路12的输出电压V2的2个周期量时，半个周期的期间是供电期间PS，1.5周期的期间是非供电期间NPS，是整流电路13b的输出电压平均值成为最大电压的1/4的模式。驱动信号模式V未图示，是半导体开关135b、136b双方断开(驱动信号为0)的非供电状态。
接着，按照图12A至图12E的流程图，来说明通过使用5个驱动信号模式对DC电抗器141的电流进行控制而进行输出电力控制的方法。
在图12A中，首先，步骤S101的初始状态是非供电状态，相当于执行驱动信号模式V。当开始供电时，在控制装置17中，将设定的输出电力指令值Pout*除以由电压检测单元19检测到的负载电压Vout，计算DC电抗器141的电流指令值ILdc*。此外，由电流检测单元18检测到的DC电抗器141的电流ILdc被输入到控制装置17。
在供电开始的步骤S102中执行驱动信号模式IV时，DC电抗器141的电流ILdc增加。在步骤S103中，判定检测到的DC电抗器141的电流ILdc是否成为电流指令值ILdc*以上，在成为电流指令值ILdc*以上的情况下(是)，进入图12B的流程图所示的步骤S201。在步骤S103中，在检测到的DC电抗器141的电流ILdc未达到电流指令值ILdc*的情况(否)下，在步骤S104中，执行驱动信号模式III。
在步骤S104中执行驱动信号模式III时，DC电抗器141的电流ILdc进一步增加。在步骤S105中，判定检测到的DC电抗器141的电流ILdc是否成为电流指令值ILdc*以上，在成为电流指令值ILdc*以上的情况下(是)，进入图12C的流程图所示的步骤S301。在步骤S105中，在检测到的DC电抗器141的电流ILdc未达到电流指令值ILdc*的情况下(否)，在步骤S106中，执行驱动信号模式II。
在步骤S106中执行驱动信号模式II时，DC电抗器141的电流ILdc进一步增加。在步骤S107中，判定检测到的DC电抗器141的电流ILdc是否成为电流指令值ILdc*以上，在成为电流指令值ILdc*以上的情况下(是)，进入图12D的流程图所示的步骤S401。在步骤S107中，在检测到的DC电抗器141的电流ILdc未达到电流指令值ILdc*的情况下(否)，在步骤S108中，执行驱动信号模式I。
在步骤S108中执行驱动信号模式I时，DC电抗器141的电流ILdc进一步增加。在步骤S109中，判定检测到的DC电抗器141的电流ILdc是否成为电流指令值ILdc*以上，在成为电流指令值ILdc*以上的情况下(是)，进入图12E的流程图所示的步骤S501。在步骤S109中，在检测到的DC电抗器141的电流ILdc未达到电流指令值ILdc*的情况下(否)，担心在电流指令值ILdc*的设定中存在问题等，因此，在步骤S110中，设为不可控制而停止供电。
另外，在步骤S103、S105、S107、S109中，如下那样判定检测到的DC电抗器141的电流ILdc是否未达到电流指令值ILdc*或者是否成为电流指令值ILdc*以上。例如，在检测到的DC电抗器141的电流ILdc在一定期间内不变动且未达到电流指令值ILdc*的情况下，判定为未达到电流指令值ILdc*。或者，在即便经过了驱动信号的重复周期的3倍的时间也未达到电流指令值ILdc*的情况下，判定为未达到电流指令值ILdc*。这里，能够任意地进行经过时间的设定。这样，根据检测到的DC电抗器141的电流ILdc的饱和状况或者推移来进行判定。
在步骤S103中，在检测到的DC电抗器141的电流ILdc成为电流指令值ILdc*以上的情况下，进入图12B的步骤S201，执行驱动信号模式V。即，设为非供电状态。这样，DC电抗器141的电流ILdc减小，因此，进入步骤S202，判定DC电抗器141的电流ILdc是否为电流指令值ILdc*以上。如果DC电抗器141的电流ILdc持续为电流指令值ILdc*以上(是)，则持续步骤S201的非供电状态。在步骤S202中，在DC电抗器141的电流ILdc低于电流指令值ILdc*的情况下，在步骤S203中执行驱动信号模式IV，DC电抗器141的电流ILdc增加。
以后，执行驱动信号模式V和驱动信号模式IV，以DC电抗器141的电流ILdc接近电流指令值ILdc*的方式进行控制，直至存在供电停止的指令。
同样，在步骤S105中，在检测到的DC电抗器141的电流ILdc成为电流指令值ILdc*以上的情况下，进入图12C的步骤S301，执行驱动信号模式IV。这样，DC电抗器141的电流ILdc减小，因此进入步骤S302，判定DC电抗器141的电流ILdc是否为电流指令值ILdc*以上。如果DC电抗器141的电流ILdc持续为电流指令值ILdc*以上(是)，则持续步骤S301的驱动信号模式IV的执行。在步骤S302中，在DC电抗器141的电流ILdc低于电流指令值ILdc*的情况下，在步骤S303中执行驱动信号模式III，DC电抗器141的电流ILdc增加。
以后，执行驱动信号模式IV和驱动信号模式III，以DC电抗器141的电流ILdc接近电流指令值ILdc*的方式进行控制，直至存在供电停止的指令。
同样，在步骤S107中，在检测到的DC电抗器141的电流ILdc成为电流指令值ILdc*以上的情况下，进入图12D的步骤S401，执行驱动信号模式III。这样，DC电抗器141的电流ILdc减小，因此，进入步骤S402，判定DC电抗器141的电流ILdc是否为电流指令值ILdc*以上。如果DC电抗器141的电流ILdc持续为电流指令值ILdc*以上(是)，则持续步骤S401的驱动信号模式III的执行。在步骤S402中，在DC电抗器141的电流ILdc低于电流指令值ILdc*的情况下，在步骤S403中执行驱动信号模式II，DC电抗器141的电流ILdc增加。
以后，执行驱动信号模式III和驱动信号模式II，以DC电抗器141的电流ILdc接近电流指令值ILdc*的方式进行控制，直至存在供电停止的指令。
同样，在步骤S109中，在检测到的DC电抗器141的电流ILdc成为电流指令值ILdc*以上的情况下，进入图12E的步骤S501，执行驱动信号模式II。这样，DC电抗器141的电流ILdc减小，因此进入步骤S502，判定DC电抗器141的电流ILdc是否为电流指令值ILdc*以上。如果DC电抗器141的电流ILdc持续为电流指令值ILdc*以上(是)，则持续步骤S501的驱动信号模式II的执行。在步骤S502中，在DC电抗器141的电流ILdc低于电流指令值ILdc*的情况下，在步骤S503中执行驱动信号模式I，DC电抗器141的电流ILdc增加。
以后，执行驱动信号模式II和驱动信号模式I，以DC电抗器141的电流ILdc接近电流指令值ILdc*的方式进行控制，直至存在供电停止的指令。
如以上那样，通过逐步地提高整流电路13b的输出电压平均值，并选择能够控制为电流指令值ILdc*的两个驱动信号模式，从而能够以接近负载电压Vout的电压进行电流控制。
另外，如上所述，在步骤S109中即便执行驱动信号模式I、DC电抗器141的电流ILdc也无法成为电流指令值ILdc*以上的情况下，在步骤S110中，设为不可控制而停止供电，但除了在电流指令值ILdc*的设定中存在问题等之外，也可能是在原理上无法进行电流控制的状态。因此，需要变更试验条件或电路常数。
此外，通过应用本电流控制，能够使向DC电抗器141的施加电压和施加电压的变动量成为最小限度，能够降低整流电路13b的输出电流纹波。此外，在将电流纹波设为固定值的情况下，相比于仅通过成为最大电压的驱动信号模式I和非供电的状态的驱动信号模式V使受电装置进行动作，应用本实施方式3的电流控制方法能够将DC电抗器141所需要的电感值设计为较小，因此能够实现小型化。
以上所示的驱动信号模式和控制方法是实施方式3的一例，例如，也能够使驱动信号模式的数量多于或少于5个来实施，或者将驱动方法的种类变更为不同的种类。控制装置17至少具有3个驱动信号模式，基于由电流检测单元18检测到的电流ILdc，使用多个驱动信号模式中的供电期间与非供电期间的比率接近的2个驱动信号模式，以逐步地成为预先设定的输出电力指令值Pout*的方式对半导体开关进行控制即可。
如以上那样，根据实施方式3的受电装置，起到与实施方式2同样的效果。此外，具备对流过DC电抗器141的电流ILdc进行检测的电流检测单元18和对负载15的电压Vout进行检测的电压检测单元19，使用如下的电流控制来控制输出电力，在该电流控制中，以由电流检测单元18检测到的DC电抗器141的电流ILdc成为电流指令值ILdc*的方式进行半导体开关的控制，因此，通过逐步地提高整流电路13b的输出电压平均值，并以接近负载电压Vout的电压进行电流控制，从而能够抑制针对DC电抗器141的施加电压和施加电压的变动量，能够降低整流电路13b的输出电流纹波。
另外，在上述实施方式3中，示出了在实施方式2的图7中具备对流过DC电抗器141的电流ILdc进行检测的电流检测单元18和对负载15的电压Vout进行检测的电压检测单元19的例子，但在实施方式1的图2中，也可以具备对流过DC电抗器141的电流ILdc进行检测的电流检测单元18和对负载15的电压Vout进行检测的电压检测单元19。在实施方式1中，也能够生成逐步地提高整流电路13a的输出电压平均值的驱动信号模式，通过逐步地提高整流电路13a的输出电压平均值并以接近负载电压Vout的电压进行电流控制，从而能够抑制针对DC电抗器141的施加电压和施加电压的变动量，能够降低整流电路13a的输出电流纹波。
实施方式4.
以下，对实施方式4的无线供电系统的受电装置进行说明。本实施方式4的受电装置也应用于实施方式1的图1所示的无线供电系统。
图13是示出本实施方式4的受电装置的结构的概要电路图。另外，针对与图1、7、10相同或相当的部分标注相同的标号，省略其说明。在实施方式4的受电装置中，在受电电路12与整流电路13c之间连接有双向开关20。此外，作为电力转换器的整流电路13c仅由4个二极管构成。
本实施方式4的受电装置通过双向开关20进行输出电力控制，在双向开关20为接通时成为供电期间，在双向开关20为断开时成为非供电期间。在成为电压源的动作的无线供电系统的谐振器的结构中，在双向开关20为断开时，受电电路与电力转换器之间不成为短路而成为开路并被切断，因此，过电流对构成电力转换器的元件即二极管等的破坏等的可能性消失。双向开关20的接通与断开的切换的定时在整流电路13c的输入电压V2的零交点或零交点附近的时间进行。由此，与上述的实施方式1至3同样地能够抑制双向开关20的开关损耗。
此外，能够利用双向开关为接通的时间控制输出电力，并且能够与整流电路13c的输入电压V2的极性无关地控制输出电力。因此，起到能够简化控制装置的程序并能够降低控制装置的运算负载的效果。此外，由于整流电路13c成为全桥二极管整流电路，因此能够应用模块化的部件，也得到能够简化电路安装的效果。
图14A、14B、14C是用于说明实施方式4的受电装置的基于电力控制的控制方法的图。图14A、14B、14C分别从上到小依次示出整流电路13c的输入电压V2、整流电路13c的输入电流、双向开关20的驱动信号的概要波形。而且，在图14A和图14C中，在将驱动信号的重复周期设为与受电电路12的输出电压V2的3个周期相同的时间时，在受电电路12的输出电压V2的3个周期中仅设置1个周期的供电期间，以输出电压的平均值成为最大状态(双向开关始终为接通的状态)的1/3的方式设定了双向开关20的驱动信号。图14A和图14C分别相当于实施方式1的图6A和图6C的输出电力控制。这样，在使用双向开关20的实施方式4中也能够进行与实施方式1同样的输出电力控制。
此外，在图14B中，在将受电电路12的输出电压V2的半个周期设为供电期间PS的一个单位，并且驱动信号的重复周期为受电电路12的输出电压V2的1.5个周期的时间的例子中，以输出电压的平均值成为最大状态(双向开关始终为接通的状态)的1/3的方式设定了双向开关20的驱动信号。图14B相当于实施方式2的图9B的输出电力控制。这样，即便在使用了双向开关20的实施方式4中，也能够进行与实施方式1同样的输出电力控制。
另外，在图13中，示出仅具备对受电电路12的输出电压V2进行检测的电压检测单元16作为检测电流或电压的单元的结构，但也能够通过追加负载15的电压检测单元和LC滤波器14所包含的DC电抗器141的电流检测单元，来实施在实施方式3中示出的基于电抗器电流控制的电力控制。
如以上那样，根据本实施方式4的受电装置，在受电电路12与作为电力转换器的整流电路13c之间设置了双向开关20来切换供电期间、非供电期间，因此，不仅起到实施方式1至3的效果，还得到能够简化装置结构且小型化及低成本化的效果。
另外，如图15所示，作为硬件的一例，控制装置17由处理器170和存储装置171构成。存储装置具备随机存取存储器等易失性存储装置和闪存等非易失性的辅助存储装置，对此未图示。此外，代替闪存，也可以具备硬盘的辅助存储装置。处理器170执行从存储装置171输入的程序。在该情况下，从辅助存储装置经由易失性存储装置向处理器170输入程序。此外，处理器170也可以将运算结果等数据向存储装置171的易失性存储装置输出，还可以经由易失性存储装置向辅助存储装置保存数据。
本公开记载了各种例示的实施方式和实施例，但记载于1个或多个实施方式的各种特征、形态以及功能不限于应用在特定的实施方式中，能够单独地或者通过各种组合而应用于实施方式。
因此，在本申请说明书所公开的技术范围内假定未例示的无数变形例。例如，包含对至少1个结构要素进行变形的情况、追加的情况或省略的情况、以及提取至少1个结构要素并与其他实施方式的结构要素组合的情况。
附图标记说明
1：无线供电系统，5：交流电源，11：送电电路，12：受电电路，13：电力转换器，13a、13b、13c：整流电路，14：LC滤波器，15：负载，16：电压检测单元，17：控制装置，19：电压检测单元，111：送电线圈，112：送电侧电容器，121：受电线圈，122：受电侧电容器，131、132、133、134：二极管，135a、135b、136a、136b：半导体开关，141：DC电抗器，142：DC电容器，170：处理器，171：存储装置。

Claims (14)

1.一种受电装置，其是无线供电系统的受电装置，其中，
所述受电装置具备：
受电电路，其具有受电线圈，接受从送电电路输送的交流电力；
电力转换器，其将由所述受电电路接受到的交流电力转换成直流电力；
电压检测单元，其对所述受电电路的输出电压进行检测；
至少1个开关，其切换所述受电电路与所述电力转换器之间的电路的导通和开路；以及
控制装置，其基于由所述电压检测单元检测到的电压对所述开关进行控制。
2.根据权利要求1所述的受电装置，其中，
将切换所述开关的接通和断开的时间设为由所述电压检测单元检测到的电压的绝对值为最大值的20％以下的时间。
3.根据权利要求1或2所述的受电装置，其中，
所述开关是所述电力转换器具备的半导体开关，通过所述控制装置控制所述半导体开关的接通和断开，从而切换所述受电电路与所述电力转换器导通的供电期间和所述受电电路与所述电力转换器之间被开路的非供电期间，进行待输出的电力的控制。
4.根据权利要求3所述的受电装置，其中，
所述控制装置根据切换所述半导体开关的接通和断开的每个重复周期的所述供电期间与所述非供电期间的比率，进行所述待输出的电力的控制。
5.根据权利要求4所述的受电装置，其中，
所述电力转换器是具有4个二极管的全桥电路，在构成所述全桥电路的上臂和下臂中的任意的臂侧的所述二极管分别串联连接有所述半导体开关。
6.根据权利要求4所述的受电装置，其中，
所述电力转换器是具有4个二极管的全桥电路，在构成所述全桥电路的2个支线中的任意的支线侧的所述二极管分别串联连接有所述半导体开关。
7.根据权利要求4至6中的任意一项所述的受电装置，其中，
所述控制装置以所述电压检测单元检测到的电压的半个周期为单位进行所述半导体开关的接通和断开的控制。
8.根据权利要求4至7中的任意一项所述的受电装置，其中，
所述受电装置还设置有：
LC滤波器，其具有电抗器，且与所述电力转换器连接；以及
电流检测单元，其对流过所述电抗器的电流进行检测，
所述控制装置基于检测到的所述电流，以成为预先设定的输出电力指令值的方式对所述半导体开关进行控制。
9.根据权利要求8所述的受电装置，其中，
所述控制装置具有至少3个以上的对所述半导体开关进行控制的驱动信号模式，在所述至少3个以上的驱动信号模式中，切换所述半导体开关的接通和断开的每个重复周期的所述供电期间的比率不同，
基于由所述电流检测单元检测到的电流值，使用多个所述驱动信号模式中的所述供电期间与所述非供电期间的比率接近的2个所述驱动信号模式，以逐步地成为预先设定的所述输出电力指令值的方式对所述半导体开关进行控制。
10.根据权利要求1或2所述的受电装置，其中，
所述开关是设置在所述受电电路与所述电力转换器之间的双向开关，通过所述控制装置对所述双向开关的接通和断开进行控制，从而切换所述受电电路与所述电力转换器导通的供电期间和所述受电电路与所述电力转换器之间被开路的非供电期间，进行待输出的电力的控制。
11.根据权利要求10所述的受电装置，其中，
所述控制装置根据切换所述双向开关的接通和断开的每个重复周期的所述供电期间与所述非供电期间的比率，进行待输出的电力的控制。
12.根据权利要求11所述的受电装置，其中，
所述受电装置还设置有：
LC滤波器，其具有电抗器，且与所述电力转换器连接；以及
电流检测单元，其对流过所述电抗器的电流进行检测，
所述控制装置基于检测到的所述电流，以成为预先设定的输出电力指令值的方式对所述双向开关进行控制。
13.根据权利要求12所述的受电装置，其中，
所述控制装置具有至少3个以上的对所述双向开关进行控制的驱动信号模式，在所述至少3个以上的驱动信号模式中，切换所述双向开关的接通和断开的每个重复周期的所述供电期间的比率不同，
基于由所述电流检测单元检测到的电流值，使用多个所述驱动信号模式中的所述供电期间与所述非供电期间的比率接近的2个所述驱动信号模式，以逐步地成为预先设定的所述输出电力指令值的方式对所述双向开关进行控制。
14.一种无线供电系统，其中，
所述无线供电系统具备：
送电电路，其与电力源连接，具有送电线圈；以及
权利要求1至13中的任意一项所述的受电装置，
电力从所述送电电路以非接触的方式被输送到所述受电装置。
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