JP6548554B2

JP6548554B2 - 受電装置

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Publication number: JP6548554B2
Application number: JP2015218693A
Authority: JP
Inventors: 岳広居村; 敏幸平松; 勝裕畑; 博志藤本; 洋一堀; 基佐藤
Original assignee: University of Tokyo NUC; Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: University of Tokyo NUC; Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2015-11-06
Filing date: 2015-11-06
Publication date: 2019-07-24
Anticipated expiration: 2035-11-06
Also published as: JP2017093094A

Description

本発明は、ワイヤレス電力伝送における受電装置に関する。

磁界または電界を用いた無線電力伝送により送電側と受電側との間で電力の授受を行うワイヤレス電力伝送の検討が進められている。

ワイヤレス電力伝送の応用例として、電気自動車（ＥｌｅｃｔｒｉｃＶｅｈｉｃｌｅ：ＥＶ）がある。ワイヤレス電力伝送をＥＶに用いる場合、路面下に送電側の装置（送電装置）を設け、ＥＶに受電側の装置（受電装置）を設け、ＥＶの走行中に給電を行うことで航続距離を向上させることが可能となる。ワイヤレス電力伝送を用いてＥＶなどの移動体に給電する場合、送電側および受電側のコイルの結合状態の変化、受電側の負荷の状況（消費電力など）の変化などに応じて、ワイヤレス電力伝送における電力の伝送効率および受電側の受電電力を制御することが好ましい。

そこで、非特許文献１には、送電側と受電側とが協働することで、伝送効率の制御（効率制御）および受電電力の制御（所望電力制御）の両立を図る技術が検討されている。

平松敏幸，黄孝亮，加藤昌樹，居村岳広，堀洋一，「ワイヤレス給電における送電側による最大効率と受電側による所望受電電力の独立制御」電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１３５Ｎｏ．８（２０１５年）

非特許文献１に開示されている技術においては、送電側と受電側とが協働することで、効率制御および所望電力制御の両立を図っている。しかしながら、ワイヤレス電力伝送のＥＶへの応用などを考えると、受電側のみで効率制御および所望電力制御を両立できることが好ましい。

なお、非特許文献１の図３に示されるように、一般に、受電側のみの制御では、伝送効率および受電電力の一方が定まると、他方も一意的に定まるとされており、受電側のみで効率制御および所望電力制御を両立する手法は確立されていない。

本発明の目的は、上述した課題を解決し、受電側のみで、ワイヤレス電力伝送における効率制御および所望電力制御を両立することができる受電装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る受電装置は、磁界または電界を用いた無線電力伝送により送電側から交流電力を受電するコイルと接続され、前記コイルが受電した交流電圧を直流電圧に整流する第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器と接続され、前記第１の電力変換器により整流された直流電圧を、任意の直流電圧または交流電圧に変換する第２の電力変換器と、前記第１の電力変換器および前記第２の電力変換器のうち、一方を用いて前記送電側との間の電力の伝送効率を制御し、他方を用いて前記送電側からの受電電力を制御する制御器と、を備え、前記第１の電力変換器は、前記コイルの受電電力を遮断するように前記コイルを短絡する第１のモードと、前記コイルの受電電力を整流する第２のモードとを備え、前記第２の電力変換器は、入出力電圧比と入出力電流比とを制御可能であり、前記制御器は、前記第２の電力変換器の入出力電圧比と入出力電流比とを制御することで前記伝送効率を制御し、所望の受電電力が得られるように前記第１の電力変換器の動作モードを前記第１のモードと前記第２のモードとで切り換える。

また、上記課題を解決するため、本発明に係る受電装置は、磁界または電界を用いた無線電力伝送により送電側から交流電力を受電するコイルと接続され、前記コイルが受電した交流電圧を直流電圧に整流する第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器と接続され、前記第１の電力変換器により整流された直流電圧を、任意の直流電圧または交流電圧に変換する第２の電力変換器と、前記第１の電力変換器および前記第２の電力変換器のうち、一方を用いて前記送電側との間の電力の伝送効率を制御し、他方を用いて前記送電側からの受電電力を制御する制御器と、を備え、前記第１の電力変換器は、前記コイルの受電電力を遮断するように前記コイルを短絡する第１のモードと、前記コイルの受電電力を整流する第２のモードとを備え、前記第２の電力変換器は、入出力電圧比と入出力電流比とを制御可能であり、前記制御器は、前記第１の電力変換器の動作モードを前記第１のモードと前記第２のモードとで切り換えることで前記伝送効率を制御し、所望の受電電力が得られるように前記第２の電力変換器の入出力電圧比と入出力電流比とを制御する。

また、上記課題を解決するため、本発明に係る受電装置は、磁界または電界を用いた無線電力伝送により送電側から交流電力を受電するコイルと接続され、前記コイルが受電した交流電圧を直流電圧に変換する電力変換器と、前記電力変換器を用いて、前記送電側との間の電力の伝送効率および前記送電側からの受電電力を制御する制御器と、を備え、前記電力変換器は、前記コイルの受電電力を遮断するように前記コイルを短絡する第１のモードと、前記コイルの受電電力を整流する第２のモードとを備え、前記制御器は、所望の受電電力が得られるように前記コイルを含む共振回路の共振周波数よりも遅い周波数で、前記電力変換器を前記第１のモードで動作させ、前記所望の受電電力を得るための制御に応じて前記電力変換器を前記第１のモードで動作させる期間以外の期間において、前記共振周波数に同期して、前記電力変換器の動作モードを前記第１のモードと前記第２のモードとで切り換えることで、前記送電側との間の伝送効率を制御する。

また、本発明に係る受電装置において、前記コイルに接続されたコンデンサをさらに備えることが好ましい。

本発明に係る受電装置によれば、受電側のみで、ワイヤレス電力伝送における効率制御および所望電力制御を両立することができる。

本発明の第１の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムの概略構成を示す図である。図１に示す受電装置の構成例を示す図である。図２に示す受電装置の構成例を示す回路図である。図２に示す受電装置の他の構成例を示す回路図である。図３に示す電力変換器２２における電流の流れを示す図である。図３に示す電力変換器２１の動作モードを説明するための図である。図３に示す受電装置の動作例１を説明するための図である。図３に示す受電装置の動作例２を説明するための図である。本発明の第２の実施形態に係る受電装置の構成例を示す回路図である。図９に示す電力変換器の出力電圧の波形を示す図である。図９に示す受電装置の動作を説明するための図である図９に示す制御器による制御信号の波形の一例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について説明する。

（第１の実施形態）
まず、本発明の概要について説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システム１の概要を示す図である。

図１に示すワイヤレス電力伝送システム１は、交流電源１１からの電力供給に応じて、磁界または電界を利用して電力を送電する送電装置１０と、送電装置１０から電力を受電し、負荷２３に供給する受電装置２０とを備える。

送電装置１０は、等価的には、内部抵抗Ｒ₁と、コンデンサＣ₁と、コイルＬ₁とが直列接続して構成された共振回路を備え、その共振回路に交流電源１１が接続されている。なお、コンデンサＣ₁は必須の構成ではなく、コイルＬ₁のみであっても、磁界または電界を利用した無線電力伝送により電力を送電することができる。

受電装置２０は、等価的には、内部抵抗Ｒ₂と、コンデンサＣ₂と、コイルＬ₂とが直列接続して構成された共振回路を備え、その共振回路に負荷２３が接続されている。なお、コンデンサＣ₂は必須の構成ではなく、コイルＬ₂のみであっても、磁界または電界を利用した無線電力伝送により電力を受電することができる。ただし、コンデンサＣ₂を設けることで、共振によりさらに効率を改善することができる。

送電装置１０側のコイルＬ₁（一次側コイル）と受電装置２０側のコイルＬ₂（二次側コイル）とが相対し、コイルＬ₁とコイルＬ₂との間の電磁誘導作用を利用して、電力の授受が行われる。

ワイヤレス電力伝送における電力の伝送効率η、および、受電装置２０の受電電力Ｐ₂はそれぞれ、回路方程式を用いて、以下の式（１）、（２）のように求められる。なお、Ｌ_mはコイルＬ₁とコイルＬ₂との相互インダクタンスを示し、Ｒ_Lは負荷２３の抵抗値（負荷抵抗値）を示し、ω₀は共振角周波数を示し、Ｖ₁₀は交流電源１１の出力電圧Ｖ₁（交流電圧）の基本波成分を示す。

式（１）および式（２）から分かるように、見かけ上の負荷抵抗値Ｒ_Lが決まれば、伝送効率ηおよび受電電力Ｐ₂が決まる。負荷抵抗値Ｒ_Lは、コイルＬ₂の受電電圧（電圧Ｖ₂）により制御することができる。

図２は、ワイヤレス電力伝送システム１の構成例を示す図である。図２においては、送電装置１０および受電装置２０の共振回路を等価回路で示している。

図２に示す受電装置２０は、電力変換器２１，２２と、負荷２３と、制御器２４とを備える。電力変換器２１は第１の電力変換器であり、電力変換器２２は第２の電力変換器である。

送電装置１０が備える交流電源１１からコイルＬ₁への電力供給に応じて、電磁誘導作用により、コイルＬ₁とコイルＬ₂との間で電力の授受が行われる（コイルＬ₂が電力を受電する）。電力変換器２１は、ＡＣ／ＤＣ変換器であり、交流電圧であるコイルＬ₂の受電電圧（電圧Ｖ₂）を直流電圧に整流（変換）する。電力変換器２１としては、例えば、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コンバータを用いることができる。

電力変換器２２は、ＤＣ／ＤＣ変換器またはＤＣ／ＡＣ変換器であり、電力変換器２１により整流された直流電圧を任意の直流電圧または交流電圧に変換して、負荷２３に出力する。なお、電力変換器２２をＤＣ／ＤＣ変換器とするか、ＤＣ／ＡＣ変換器とするかは負荷２３の種類による。また、電力変換器２２をＤＣ／ＤＣ変換器とする場合、必要な電圧に応じて、昇圧コンバータ、降圧コンバータ、昇降圧コンバータなどを用いることができる。

負荷２３は、電力変換器２２から供給された直流電力または交流電力により動作するバッテリー、モータ、定電力負荷などがある。

制御器２４は、電力変換器２１，２２の動作を制御し、伝送効率ηおよび受電電力Ｐ₂の制御を行う。

図３は、ワイヤレス電力伝送システム１の構成例を示す回路図である。図３においては、電力変換器２２がＤＣ／ＤＣ変換器で構成されている例を示している。

まず、送電装置１０の構成について説明する。

図３に示す送電装置１０は、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチング素子とダイオードとが逆並列接続されて構成されたスイッチ１１１〜１１４と、直流電源１１５とを備える。スイッチ１１１〜１１４および直流電源１１５は、交流電源１１を構成する。

スイッチ１１１とスイッチ１１２とは直列に接続され、スイッチ１１３とスイッチ１１４とは直列に接続されている。スイッチ１１１およびスイッチ１１２の直列体、および、スイッチ１１３およびスイッチ１１４の直列体は、直流電源１１５に並列に接続されている。また、スイッチ１１１とスイッチ１１２との接続点およびスイッチ１１３とスイッチ１１４との接続点がそれぞれ、送電装置１０のワイヤレス電力伝送に係る共振回路の一端と他端とに接続されている。

スイッチ１１１〜１１４が構成するのは一般的なインバータであるため、その動作の詳細な説明は省略するが、スイッチ１１１〜１１４のオン、オフを制御することで、直流電源１１５から出力された直流電力が交流電力に変換され、送電装置１０の共振回路に供給される。

送電装置１０の共振回路への交流電力の供給に応じて、電磁誘導作用により、受電装置２０側のコイルＬ₂にて電力が受電され、電力変換器２１に供給される。

次に、電力変換器２１の構成について説明する。

図３に示す電力変換器２１は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子とダイオードとが逆並列接続されて構成されたスイッチ２１１〜２１４を備える。

スイッチ２１１と２１２とは直列に接続され、スイッチ２１３とスイッチ２１４とは直列に接続されている。スイッチ２１１とスイッチ２１２との接続点およびスイッチ２１３とスイッチ２１４との接続点はそれぞれ、受電装置２０の共振回路の一端と他端とに接続されている。また、スイッチ２１１およびスイッチ２１２の直列体、および、スイッチ２１３およびスイッチ２１４の直列体は、平滑用のコンデンサＣ_DCに並列に接続されている。

スイッチ２１１〜２１４が構成するのは一般的なコンバータ（ＡＣ／ＤＣ変換器）であるため、その動作の詳細な説明は省略するが、スイッチ２１１〜２１４それぞれのオン、オフの時間幅を制御することで、交流電圧である電圧Ｖ₂を直流電圧に整流（変換）することができる。電力変換器２１により得られた直流電圧は、コンデンサＣ_DCを介して、電力変換器２２に供給される。

次に、電力変換器２２の構成について説明する。

図３に示す電力変換器２２は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子とダイオードとが逆並列接続されて構成されたスイッチ２２１，２２２と、インダクタＬ_loadと、内部抵抗Ｒ_loadと、コンデンサＣ_loadとを備える。

スイッチ２２１とスイッチ２２２とは直列に接続され、スイッチ２２１とスイッチ２２２との接続点には、インダクタＬ_loadおよびインダクタＬ_loadの内部抵抗Ｒ_loadが直列に接続された直列体の一端が接続されている。インダクタＬ_loadおよび内部抵抗Ｒ_loadの直列体の他端には、コンデンサＣ_loadと負荷２３とが並列に接続されている。

スイッチ２２１，２２２、インダクタＬ_load、内部抵抗Ｒ_loadおよびコンデンサＣ_loadが構成するのは一般的なコンバータ（ＤＣ／ＤＣ変換器）であるため、その動作の詳細な説明は省略するが、スイッチ２２１のオン、オフを制御することで、コンデンサＣ_DCの両端の電圧Ｖ_DCが任意のレベルの直流電圧に変換されて、負荷２３に供給される。

なお、上述したように、負荷２３としては、例えば、モータのような、交流電力により動作するものもある。この場合、電力変換器２２としては、ＤＣ／ＡＣ変換器を用いられる。図４は、電力変換器２２として、ＤＣ／ＡＣ変換器を用いた場合の受電装置２０の構成例を示す図である。

図４に示す電力変換器２２は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子とダイオードとが逆並列接続されて構成されたスイッチ２２１〜２２４を備える。

スイッチ２２１とスイッチ２２２とは直列に接続され、スイッチ２２３とスイッチ２２４とは直列に接続されている。スイッチ２２１およびスイッチ２２２の直列体、および、スイッチ２２３およびスイッチ２２４の直列体は、コンデンサＣ_DCに並列に接続されている。また、スイッチ２２１とスイッチ２２２との接続点およびスイッチ２２３とスイッチ２２４との接続点はそれぞれ、負荷２３の一端と他端とに接続されている。

スイッチ２２１〜２２４が構成するのは一般的なインバータ（ＤＣ／ＡＣ変換器）であるため、その動作の詳細な説明は省略するが、スイッチ２２１〜２２４のオン、オフを制御することで、直流電圧である電圧Ｖ_DCが交流電圧に変換されて、負荷２３に供給される。

次に、本実施形態に係る受電装置２０の動作について説明する。

上述したように、制御器２４は、電力変換器２１および電力変換器２２を用いて、伝送効率ηの制御（効率制御）および受電電力Ｐ₂の制御（所望電力制御）を行う。ここで、本実施形態においては、制御器２４は、電力変換器２２を用いて効率制御を行い（伝送効率ηが最大となるようにし）、電力変換器２１を用いて所望電力制御を行う（所望の受電電圧を得る）という動作（動作例１）、あるいは、電力変換器２１を用いて効率制御を行い、電力変換器２２を用いて所望電力制御を行うという動作（動作例２）を行う。以下では、動作例１，２それぞれについて説明する。なお、以下では、電力変換器２２がＤＣ／ＤＣ変換器である場合（図３）を例として説明する。

まず、動作例１について説明する。

上述したように、伝送効率ηは式（１）により与えられる。式（１）より、負荷抵抗値Ｒ_Lが決まれば、伝送効率ηが決まることが分かる。したがって、負荷抵抗値Ｒ_Lを最適化すれば、伝送効率ηを最大化することができる。動作例１では、電圧Ｖ_DCを電力変換器２２により制御することで、負荷抵抗値Ｒ_Lを最適化する。

伝送効率ηが最大となる電圧Ｖ_DCη_maxは、式（１）より以下の式（３）のように表わすことができる。

制御器２４は、電力変換器２２を制御し、電圧Ｖ_DCが電圧Ｖ_DCη_maxとなるようにする。具体的には、制御器２４は、スイッチ２２１のオン、オフを制御することで、電圧Ｖ_DCが電圧Ｖ_DCη_maxとなるようにする。

スイッチ２２１をオンにし、スイッチ２２２をオフにした場合、図５（ａ）の実線矢印で示すように、コンデンサＣ_DCからインダクタＬ_loadと負荷２３とに電流が流れる。その結果、電圧Ｖ_DCは低下する。一方、スイッチ２２１をオフにし、スイッチ２２２をオンにした場合、図５（ｂ）の実線矢印で示すように、インダクタＬ_loadに蓄積されたエネルギーのみにより、負荷２３に電流が流れる。その結果、電圧Ｖ_DCは上昇する。

このように、スイッチ２２１をオンにし、スイッチ２２２をオフにした場合（図５（ａ））と、スイッチ２２１をオフにし、スイッチ２２２をオンにした場合（図５（ｂ）とを繰り返すことで、電力変換器２２の入力電流および入力電圧（電圧Ｖ_DC）の平均値は変動する。したがって、電力変換器２２の出力電流および出力電圧が一定であるとすると、スイッチ２２１，２２２のオン、オフを切り替えることにより、電力変換器２２の入出力電流比および入出力電圧比、すなわち、電力変換器２２のインピーダンスを制御することができる。

そして、スイッチ２２１のオン、オフを切り替え、電力変換器２２の入出力電流比および入出力電圧比を制御することで、電圧Ｖ_DCが電圧Ｖ_DCη_maxとなるようにすることができる。

負荷抵抗値Ｒ_Lが定まると（伝送効率ηが最大となるように制御すると）、式（２）より、受電電力Ｐ₂も一意に定まってしまう。しかしながら、本実施形態においては、電力変換器２１の動作を制御することで、所望の受電電力Ｐ₂が得られるようにする。

スイッチ２１１，２１３をオンにした場合、コイルＬ₂が短絡し、図６（ａ）の実線矢印で示すように、コイルＬ₂の受電電流（電流Ｉ₂）の正半波は、スイッチ２１１，２１３を介してコイルＬ₂側に流れる。また、図６（ａ）の一点鎖線矢印で示すように、電流Ｉ₂の負半波は、スイッチ２１３，２１１を介してコイルＬ₂側に流れる。すなわち、スイッチ２１１，２１３をオンにした場合、コイルＬ₂が短絡して、電力変換器２１内で電流Ｉ₂が還流し、後段側（電力変換器２２および負荷２３）に電力が供給されない。

一方、スイッチ２１１，２１４をオフ、スイッチ２１２，２１３をオンにした場合、図６（ｂ）の実線矢印で示すように、電流Ｉ₂の正半波は、スイッチ２１２を介して後段側に流れ、後段側からスイッチ２１３を介して、コイルＬ₂側に流れる。また、スイッチ２１１，２１４をオン、スイッチ２１２，２１３をオフにした場合、図６（ｃ）の一点鎖線矢印で示すように、電流Ｉ₂の負半波は、スイッチ２１４を介して後段側に流れ、後段側からスイッチ２１１を介して、コイルＬ₂側に流れる。すなわち、図６（ｂ）および図６（ｃ）の場合には、電流Ｉ₂が整流され、後段側に供給される。

以下では、図６（ａ）に示すような、電流Ｉ₂が電力変換器２１内で還流し、後段側に電力が供給されない（電力が遮断される）動作モードをショートモード（第１のモード）と称し、図６（ｂ）および図６（ｃ）に示すように、電流Ｉ₂が整流され、後段側に供給される動作モードを整流モード（第２のモード）と称する。なお、本実施形態においては、スイッチ２１１，２１３をオンにすることで、コイルＬ₂を短絡させ、後段側に電力が供給されないようにする（電力変換器２１の動作モードをショートモードとする）が、これに限られるものではなく、スイッチ２１２，２１４をオンにすることによっても、コイルＬ₂を短絡させ、後段側に電力が供給されないようにすることができる。

上述したように、ショートモードでは、後段への電力供給が遮断され、整流モードでは、後段に電力が供給される。したがって、電力変換器２１の動作モードをショートモードと整流モードとで切り替え、所定期間におけるショートモードで動作する期間と、整流モードで動作する期間との比（Ｄｕｔｙ比）によって、その所定期間における平均的な受電電力Ｐ₂を制御することができる。

ショートモードで動作する期間をＴ_sとし、整流モードで動作する期間をＴ_rとすると、Ｄｕｔｙ比Ｄは以下の式（４）で表される。

ショートモードにおける受電電力をＰ_2sとし、整流モードにおける受電電力をＰ_2rとすると、Ｐ_2s＝０であるため、平均受電電力は、以下の式（５）で表される。

ショートモード時の送信電力Ｐ_1sは非常に絞られているが、損失となる（Ｐ_1r＞＞Ｐ_1s）。したがって、平均効率は、以下の式（６）で表される。

図７は、電圧Ｖ₂、電流Ｉ₂、負荷抵抗Ｒ_L、受電電力Ｐ₂、伝送効率η、所望電力Ｐ_L’の時間変化を示す図である。

制御器２４は、所望電力Ｐ_L’に応じたＤｕｔｙ比Ｄで、電力変換器２１の動作モードを、整流モードとショートモードとで切り替える。期間Ｔ_rでは電力が受電され、期間Ｔ_sでは電力が受電されない。そのため、Ｄｕｔｙ比Ｄを制御することで、受電電力Ｐ₂の平均値を所望電力Ｐ_L’とすることができる。

なお、図７に示すように、時刻ｔ１以降の所望電力Ｐ_L’が、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの所望電力Ｐ_L’よりも大きい。そのため、制御器２４は、時刻ｔ１以降におけるＤｕｔｙ比Ｄを、時刻ｔ０から時刻ｔ１におけるＤｕｔｙ比Ｄよりも大きくする。こうすることで、時刻ｔ１以降の受電電力Ｐ₂の平均値を大きくすることができる。

また、伝送効率ηが最大となる（負荷抵抗値Ｒ_Lが最適値Ｒ_optとなる）ように電圧Ｖ_DCを制御しておくことで、期間Ｔ_rにおいては、伝送効率ηを最大値η_maxとすることができる。したがって、効率制御および所望電力制御を両立することができる。

次に、動作例２について説明する。

上述したように、伝送効率ηが最大となる電圧Ｖ_DCη_maxは、式（３）のように表わすことができる。

制御器２４は、電力変換器２１を制御し、電圧Ｖ_DCが式（３）で求められる電圧Ｖ_DCη_maxとなるようにする。具体的には、制御器２４は、期間Ｔ_rと期間Ｔ_sとの比（Ｄｕｔｙ比）を制御することで、電圧Ｖ_DCが電圧Ｖ_DCη_maxとなるようにする。

上述したように、ショートモードでは、電力変換器２１の後段に電力が供給されない。したがって、図８に示すように、期間Ｔ_sでは、コンデンサＣ_DCからの負荷２３への電力供給により電圧Ｖ_DCが減少する。一方、整流モードでは、電力変換器２１の後段に電力が供給される。したがって、図８に示すように、期間Ｔ_rでは、ワイヤレス電力伝送による伝送電力が負荷電力に対して十分な場合、コンデンサＣ_DCに電力が蓄積され、電圧Ｖ_DCが増加する。

そこで、制御器２４は、電圧Ｖ_DCの上限値Ｖ_high（＝Ｖ_DC ^*＋ΔＶ）と下限値Ｖ_low（＝Ｖ_DC ^*−ΔＶ）とを設定する。なお、Ｖ_DC ^*は所望の電圧Ｖ_DCであり、ΔＶはヒステリシス幅である。

そして、制御器２４は、電圧Ｖ_DC＞上限値Ｖ_highの場合には、電力変換器２１をショートモードで動作させ、電圧Ｖ_DC＜下限値Ｖ_lowの場合には、電力変換器２１を整流モードで動作させる。こうすることで、図８に示すように、電圧Ｖ_DCを、Ｖ_DC ^*から上下にヒステリシス幅（ΔV）の範囲内に維持することができる。したがって、式（３）により算出された電圧Ｖ_DCη_maxをＶ_DC ^*とし、ΔＶを適切な値（例えば、１Ｖ）に設定することで、電圧Ｖ_DCを概ね電圧Ｖ_DCη_maxに維持することができる。

制御器２４は、電圧Ｖ_DCを電圧Ｖ_DCη_maxとし、伝送効率ηを最大とするとともに、電力変換器２２を制御して、所望電力制御を行う。図５（ａ）および図５（ｂ）に示したように、スイッチ２２１をオンにすると、コンデンサＣ_DCから電流が流れ、スイッチ２２１をオフにした場合、インダクタＬ_loadのみから電流が流れる。

スイッチ２２１がオンの状態（図５（ａ））およびスイッチ２２１がオフの状態（図５（ｂ））における状態方程式はそれぞれ、回路方程式より以下の式（７）、式（８）で表される。なお、式（７）および式（８）において、ｉ_L（ｔ）は負荷電流である。

状態空間平均化法により、式（７）および式（８）から、以下の式（９）が得られる。

ここで、ｄ（ｔ）はスイッチ２２１のオン状態の割合である。このモデルは非線形であるたため、ｉ_L（ｔ）およびｄ（ｔ）を以下のように定義する。なお、Ｄ₁は、スイッチ２２１のオン、オフの比である。

この定義を用いて式（９）を平衡点周りで線形化すると、以下の式（１０）が得られる。

したがって、Δｄ（ｓ）からΔｉ_L（ｓ）までの伝達関数ΔＰ_i（ｓ）は、以下の式（１１）で表される。

式（１１）より、平衡点は、所望の受電電力に対応した負荷電流制御の指令値Ｉ_L ^*とＤＣ／ＤＣ変換器の制約とから、式（１２）で求められる。

制御器２４は、電圧Ｖ_DCが電圧Ｖ_DCη_maxとなるように、電力変換器２１のＤｕｔｙ比Ｄを制御するとともに、式（１２）により得られたＤｕｔｙ比Ｄ₁でスイッチ２２１のオン、オフを制御する（電力変換器２２の入出力電流比および入出力電圧比を制御する）。こうすることで、負荷電流Ｉ_Lを指令値Ｉ_L ^*に合わせ、所望の受電電力Ｐ₂を得ることができる。したがって、効率制御および所望電力制御を両立することができる。

なお、図４に示したように、電力変換器２２として、ＤＣ／ＡＣ変換器を用いることもできる。この場合にも、指令値Ｉ_L ^*に応じた負荷電流Ｉ_Lが流れるように、スイッチ２２１〜２２４のオン、オフを制御することで、所望の受電電力を得ることができる。

このように本実施形態によれば、受電装置２０は、磁界または電界を用いた無線電力伝送により送電側から交流電力を受電するコイルＬ₂と接続され、コイルＬ₂が受電した交流電圧を直流電圧に整流する電力変換器２１と、電力変換器２１と接続され、電力変換器２１により整流された直流電圧を、任意の直流電圧または交流電圧に変換して負荷２３に供給する電力変換器２２と、電力変換器２１および電力変換器２２のうち、一方を用いて伝送効率ηを制御し、他方を用いて受電電力Ｐ₂を制御する制御器２４とを備える。

そのため、受電側のみで、ワイヤレス電力伝送における効率制御および所望電力制御を両立することができる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態においては、電力変換器２１，２２のうち、一方を用いて伝送効率ηを制御し、他方を用いて受電電力Ｐ₂を制御する例を用いて説明したが、これに限られるものではなく、１つの電力変換器で効率制御および所望電力制御を両立することも可能である。本発明の第２の実施形態においては、１つの電力変換器で効率制御および所望電力制御を両立する場合の構成例について説明する。

図９は、本発明の第２の実施形態に係る受電装置２０ａの構成例を示す図である。なお、図９において、図３と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。

図９に示す受電装置２０ａは、図３に示す受電装置２０と比較して、電力変換器２２を削除した点と、制御器２４を制御器２４ａに変更した点とが異なる。

電力変換器２１は、ＡＣ／ＤＣ変換器であり、電圧Ｖ₂を整流して負荷２３に供給する。

制御器２４ａは、電力変換器２１を用いて、伝送効率ηおよび受電電力Ｐ₂を制御する。

なお、本実施形態においても、コンデンサＣ_DCと負荷２３との間に電力変換器２２（ＤＣ／ＤＣ変換器あるいはＤＣ／ＡＣ変換器）を設けてもよい。この場合でも、制御器２４ａは、電力変換器２１だけを用いて、伝送効率ηおよび受電電力Ｐ₂を制御する。

次に、制御器２４ａによる電力変換器２１の制御動作について説明する。

まず、伝送効率ηの制御（伝送効率ηを最大化する制御）について説明する。

コイルＬ₂を含む共振回路の共振周波数と同期させて電力変換器２１を動作させることで、電力の伝送に関与する電圧Ｖ₂の基本波成分Ｖ₂₀を制御し、伝送効率ηを最大化することができる。

図１０は、電力変換器２１を共振周波数と同期させて動作させた場合の、電力変換器２１の出力電圧の波形を示す図である。

電力変換器２１を共振周波数と同期させて動作させた場合、電力変換器２１の出力電圧は、３つの状態（＋Ｖ_DCである状態、０Ｖである状態、または、−Ｖ_DCである状態）をとる。より詳細には、１周期（共振周波数（Ｒｅｓｏｎａｎｔｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の逆数）の始めからα経過までの期間および１周期の終わりよりもαだけ前から１周期の終わりまでの期間は、出力電圧は０Ｖとなり、その他の期間では、＋Ｖ_DCまたは−Ｖ_DCとなる。以下では、αを位相角と称する。

図１１は、図１０に示す電力変換器２１の出力波形に電圧Ｖ₂および電流Ｉ₂を重畳した図である。

上述したように、１周期の始めからα経過までの期間および１周期の終わりよりもαだけ前から１周期の終わりまでの期間は、出力電圧は０Ｖとなる。つまり、この期間では、電圧Ｖ₂および電流Ｉ₂が入力されても、電力変換器２１の出力電圧は０Ｖとなり、その他の期間では、電力変換器２１の出力電圧は、＋Ｖ_DCまたは−Ｖ_DCとなる。したがって、位相角αの長さを制御することで、１周期における電力の伝送効率ηが変化することが分かる。

図１０に示す波形をフーリエ級数展開し、電圧Ｖ₂の基本波成分Ｖ₂₀を計算すると、以下の式（１３）で表される。

伝送効率ηが最大となる位相角αは、式（１３）から以下に示す式（１４）により求められる。

上述したように、電力変換器２１は、ショートモードと整流モードとで動作可能である。したがって、制御器２４ａは、位相角αが式（１４）で求められる伝送効率ηが最大となる値となるように、電力変換器２１をショートモードで動作させる期間を制御する。こうすることで、伝送効率ηを最大化することができる。

また、制御器２４ａは、上述した第１の実施形態の動作例１と同様の制御により、所望電力制御を行う。すなわち、制御器２４ａは、ショートモードで動作する期間と、整流モードで動作する期間との比（Ｄｕｔｙ比）によって、受電電力Ｐ₂を制御する。ここで、制御器２４ａは、受電電力Ｐ₂の制御のためには、共振周波数よりも遅い周波数で電力変換器２１を動作させる（ショートモードと整流モードとを切り替える）。

図１２は、制御器２４ａによる電力変換器２１の制御信号の波形を示す図である。

図１２に示すように、制御器２４ａは、所望の受電電力Ｐ₂が得られるように、所定の時間間隔で電力変換器２１をショートモードで動作させる。さらに、制御器２４ａは、受電電力Ｐ₂の制御のために電力変換器２１をショートモードで動作させる期間Ｔ_s以外の期間において、電力変換器２１の動作モードをショートモードと整流モードとで切り換えることで、伝送効率ηを制御する。ここで、制御器２４ａは、受電電力Ｐ₂の制御のための電力変換器２１の動作モードの切り替えは、共振周波数よりも遅い周波数で行う。また、制御器２４ａは、受電電力Ｐ₂の制御のために電力変換器２１をショートモードで動作させる期間Ｔ_s以外の期間においては、共振周波数に同期して電力変換器２１を動作させ、位相角αを伝送効率ηが最大となるようにする。こうすることで、電力変換器２１だけを用いて、効率制御および所望電力制御を両立することができる。

このように本実施形態によれば、受電装置２０ａは、磁界または電界を用いた無線電力伝送により送電側から交流電力を取得するコイルＬ₂と接続され、コイルＬ₂が取得した交流電力の電圧を直流電圧に整流して負荷２３に供給する電力変換器２１と、電力変換器２１を用いて、伝送効率ηおよび受電電力Ｐ₂を制御する制御器２４ａと、を備える。

そのため、受電側のみで、１つの電力変換器２１だけを用いて、ワイヤレス電力伝送における効率制御および所望電力制御を両立することができる。

本発明を図面および実施形態に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形または修正を行うことが容易であることに注意されたい。したがって、これらの変形または修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各ブロックなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数のブロックを１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。

１ワイヤレス電力伝送システム
１０送電装置
１１交流電源
２０受電装置
２１，２２電力変換器
２３負荷
２４，２４ａ制御器
１１１〜１１４，２１１−１２４，２２１〜２２４スイッチ
１１５直流電源

Claims

磁界または電界を用いた無線電力伝送により送電側から交流電力を受電するコイルと接続され、前記コイルが受電した交流電圧を直流電圧に整流する第１の電力変換器と、
前記第１の電力変換器と接続され、前記第１の電力変換器により整流された直流電圧を、任意の直流電圧または交流電圧に変換する第２の電力変換器と、
前記第１の電力変換器および前記第２の電力変換器のうち、一方を用いて前記送電側との間の電力の伝送効率を制御し、他方を用いて前記送電側からの受電電力を制御する制御器と、
を備え、
前記第１の電力変換器は、前記コイルの受電電力を遮断するように前記コイルを短絡する第１のモードと、前記コイルの受電電力を整流する第２のモードとを備え、
前記第２の電力変換器は、入出力電圧比と入出力電流比とを制御可能であり、
前記制御器は、前記第２の電力変換器の入出力電圧比と入出力電流比とを制御することで前記伝送効率を制御し、所望の受電電力が得られるように前記第１の電力変換器の動作モードを前記第１のモードと前記第２のモードとで切り換えることを特徴とする受電装置。
磁界または電界を用いた無線電力伝送により送電側から交流電力を受電するコイルと接続され、前記コイルが受電した交流電圧を直流電圧に整流する第１の電力変換器と、
前記第１の電力変換器と接続され、前記第１の電力変換器により整流された直流電圧を、任意の直流電圧または交流電圧に変換する第２の電力変換器と、
前記第１の電力変換器および前記第２の電力変換器のうち、一方を用いて前記送電側との間の電力の伝送効率を制御し、他方を用いて前記送電側からの受電電力を制御する制御器と、
を備え、
前記第１の電力変換器は、前記コイルの受電電力を遮断するように前記コイルを短絡する第１のモードと、前記コイルの受電電力を整流する第２のモードとを備え、
前記第２の電力変換器は、入出力電圧比と入出力電流比とを制御可能であり、
前記制御器は、前記第１の電力変換器の動作モードを前記第１のモードと前記第２のモードとで切り換えることで前記伝送効率を制御し、所望の受電電力が得られるように前記第２の電力変換器の入出力電圧比と入出力電流比とを制御することを特徴とする受電装置。
磁界または電界を用いた無線電力伝送により送電側から交流電力を受電するコイルと接続され、前記コイルが受電した交流電圧を直流電圧に変換する電力変換器と、
前記電力変換器を用いて、前記送電側との間の電力の伝送効率および前記送電側からの受電電力を制御する制御器と、
を備え、
前記電力変換器は、前記コイルの受電電力を遮断するように前記コイルを短絡する第１のモードと、前記コイルの受電電力を整流する第２のモードとを備え、
前記制御器は、所望の受電電力が得られるように前記コイルを含む共振回路の共振周波数よりも遅い周波数で、前記電力変換器を前記第１のモードで動作させ、前記所望の受電電力を得るための制御に応じて前記電力変換器を前記第１のモードで動作させる期間以外の期間において、前記共振周波数に同期して、前記電力変換器の動作モードを前記第１のモードと前記第２のモードとで切り換えることで、前記送電側との間の伝送効率を制御することを特徴とする受電装置。
請求項１から３のいずれか一項に記載の受電装置において、
前記コイルに接続されたコンデンサをさらに備えることを特徴とする受電装置。