KR101575493B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 전류 추정 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 DC-DC 컨버터 전류 추정 방법에 관한 것으로서, 전류센서의 이용 없이 컨버터의 작동 정보로부터 DC-DC 컨버터의 출력전류를 계산 및 추정할 수 있는 방법을 제공하는데 그 목적이 있는 것이다. 상기한 목적을 달성하기 위해, 컨버터 회로의 정해진 시스템 파라미터, 상기 컨버터 회로의 입력단과 출력단에서 센싱되어 입력되는 입력전압(vin) 및 출력전압(vo), 그리고 설정값인 PWM 페이즈시프트값(ps)을 이용하여 컨버터 출력전류(iL)를 연산하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 전류 추정 방법이 개시된다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터 전류 추정 방법{Method for estimating current of DC-DC converter}
본 발명은 컨버터 전류 추정 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 전류센서의 이용 없이 DC-DC 컨버터의 출력전류를 컨버터의 작동 정보로부터 계산 및 추정할 수 있는 방법에 관한 것이다.
직류 전압을 다른 전압 레벨을 갖는 직류 전압으로 변환하는 DC-DC 컨버터가 산업상에 널리 이용되고 있으며, 일반적으로 DC-DC 컨버터는 직류 전압을 교류 전압으로 변환한 뒤 변압기(Transformer)로 승압 또는 강압하고 다시 직류 전압으로 정류하여 전압을 변압하게 된다.
이러한 DC-DC 컨버터는 전기자동차나 하이브리드 자동차, 연료전지 자동차 등과 같은 친환경 자동차의 전력변환장치로 널리 이용되고 있는데, 그 예로 고전압 전원(고전압 배터리, 연료전지 등)과 저전압 전장부하(저전압 배터리나 그 밖의 차량 내 저전압 전장부하) 사이의 전력변환을 담당하는 저전압 DC-DC 컨버터(Low Voltage DC/DC Converter, LDC)를 들 수 있다.
상기 저전압 DC-DC 컨버터는 친환경 자동차에서 일반 가솔린 차량의 알터네이터 역할을 하는 장치로서, 고전압 배터리(메인 배터리) 등 차량 내 고전압 전원의 직류 전압을 강압하여 저전압 배터리(12V 보조 배터리) 및 그 밖의 저전압 전장부하에 공급한다.
즉, 고전압 배터리나 연료전지로부터 나오는 고전압 직류(DC) 전압, 구동모터에 의한 회생에너지의 고전압 직류 전압을 12V 저전압 직류(DC) 전압으로 변환하여 12V 보조 배터리를 충전하는데 이용하거나 12V 전장부하에 공급하게 된다.
상기와 같은 친환경 자동차의 저전압 DC-DC 컨버터는 전력 변환을 위하여 풀브리지(Full-Bridge) 타입의 전력회로 구조를 채택하고 있으며, 통상적으로 차량용 배터리(고전압 배터리 등)나 기타 전압원에 연결되고 입력 인턱터와 입력 커패시터를 포함하는 입력필터부, 스위칭소자를 포함하는 스위칭부, 변압기를 포함하여 승압 또는 강압 등의 전력 변환을 수행하는 변압부, 정류 다이오드를 포함하는 정류부, 및 출력 인덕터와 출력 커패시터를 포함하는 출력필터부(평활작용)를 포함하여 구성된다.
이 중에서 스위칭부는 스위칭소자로 풀브리지 구조의 반도체 스위치(MOSFET 등) 4개를 포함하여 구성되고, 풀브리지 구조에서 각 스위치는 컨버터 제어기 내 마이컴으로부터 인가되는 PWM(Pulse Width Modulation) 신호에 의해 온(On)/오프(Off) 동작하게 된다.
상기 마이컴은 각 스위치의 스위칭 동작을 위한 PWM 신호를 발생시켜 각 스위치에 대해 스위칭 제어를 수행하는 구성부로서, 각 스위치를 일정 주기로 온/오프시키는 4개의 PWM 신호를 발생시켜 해당하는 스위치에 인가하게 된다.
상기한 구성의 DC-DC 컨버터에서는 스위칭 방식으로서 풀브리지 타입의 페이즈시프트(Phaseshift) 제어방식을 적용하여 각 스위치를 동작시키고 있는데, 마이컴이 각 스위치의 게이트단에 인가하는 페이즈시프트 된 PWM 신호에 의해 각 스위치의 온 및 오프 시점이 제어된다.
도면을 참조하여 좀더 설명하면, 도 1은 일반적인 차량용 DC-DC 컨버터의 회로 구성을 나타내는 도면으로, 도시된 바와 같이, 배터리(B)나 기타 전압원에 연결되고 입력 인덕터(Lin)와 입력 커패시터(Cin)를 가지는 입력필터부(10), 입력필터부(10)의 직류 전압을 교번적으로 스위칭하여 교류 전압으로 변환하는 스위칭부(20), 스위칭부(20)에서 출력되는 교류 전압을 권선비에 따라 승압 또는 강압하는 변압부(30), 변압부(30)의 2차측에서 출력되는 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 정류부(40), 그리고 평활된 전압을 출력하기 위한 출력필터부(50)를 포함한다.
여기서, 스위칭부(20)는 컨버터 제어기의 마이컴(61)에서 출력되는 PWM 신호에 의해 온/오프되는 복수 개의 스위칭소자(Q1~Q4)를 가지며, 도 1은 스위칭소자(Q1~Q4)들이 한 쌍씩 교번적으로 온/오프될 수 있게 연결되어 있는 풀브리지 회로의 예를 나타내고 있다.
상기 정류부(40)는 정류 다이오드(D1,D2)를 포함하며, 상기 출력필터부(50)는 정류부(40)에서 출력되는 전압을 평활화하기 위한 것으로, 정류부(40)의 출력단에 출력 인덕터(Lout)와 출력 커패시터(Cout)가 병렬로 연결되어 구성되는 LC 필터를 포함하는 것이 될 수 있다.
상기한 컨버터 회로에 대하여 제어기의 마이컴(61)에는, 도 2에 나타낸 바와 같이, 입력필터부(10)와 출력단인 출력필터부(50)에서 각각 센싱되는 입력전압(vin)과 출력전압(vo), 그리고 전류센서(51)에 의해 센싱되는 출력전류(iL)가 입력되고, 이에 제어기의 마이컴(61)이 스위칭소자(Q1~Q4)를 구동시키기 위한 게이트 구동신호, 즉 PWM 신호를 생성하여 출력하게 된다.
이러한 PWM 신호에 의하여 스위칭부의 스위칭소자가 스위칭되면서 입력필터부의 전력이 교류 전력으로 변환된다.
한편, 전압 및 전류 출력을 제어하기 위해 사용되는 피드백 전류, 즉 출력단에서 센싱되는 컨버터의 출력전류(iL)는 전류센서(51)에 의해 센싱되어 제어기의 마이컴(61)에 입력되는데, 전류센서(51)의 고장시에는 컨버터(LDC)의 작동 중지로 인해 보조 배터리(12V 배터리)의 충전이 불가하고, 결국 보조 배터리의 완전 방전이 발생할 수 있다.
또한, 차량의 저전압 전장부하가 보조 배터리나 컨버터를 통해 전력을 공급받지 못하므로 저전압 전장부하의 작동이 중단되며, 결국 컨버터(LDC)의 작동 중지는 차량 셧다운(Shutdown) 발생을 초래하게 된다.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 창출한 것으로서, 전류센서의 이용 없이 컨버터의 작동 정보로부터 DC-DC 컨버터의 출력전류를 계산 및 추정할 수 있는 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 전류센서의 고장시 컨버터 전류 제어 루프 내에서 피드백 전류값으로서 전류센서에 의해 센싱되었던 센싱값 대신 전류 추정값을 사용할 수 있도록 하여 림프홈(Limp-Home) 구동을 가능하도록 함에 또 다른 목적이 있다.
나아가 본 발명은 전류 추정에 따른 센서리스 제어가 가능하도록 하여 전류센서의 삭제에 따른 원가 절감을 도모하는데 기여할 수 있도록 함에 또 다른 목적이 있다.
상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명은, 컨버터 회로의 정해진 시스템 파라미터, 상기 컨버터 회로의 입력단과 출력단에서 센싱되어 입력되는 입력전압(vin) 및 출력전압(vo), 그리고 설정값인 PWM 페이즈시프트값(ps)을 이용하여 컨버터 출력전류(iL)를 연산하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 전류 추정 방법을 제공한다.
바람직한 실시예에서, 상기 컨버터 출력전류(iL)를 하기 수학식 1로부터 연산할 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112014056188704-pat00001
여기서,
Figure 112014056188704-pat00002
은 이전의 출력전류 추정값, Δtps는 페이즈시프트(Phaseshift) 최대 분해능, Tpwm은 PWM 반 주기(PWM 주기×1/2), L은 컨버터 회로 내 인덕터의 인덕턴스, Tsense는 샘플링 주기, VS는 컨버터 회로의 변압기 2차측 전압(VS = K×Vin, K는 변압기의 권선비 역수임), RS는 컨버터 회로에서 변압기 1차측 저항 성분, PWM 페이즈시프트값(ps)(0 ~ 1의 범위에서 정해짐), VF는 정류부의 정류 다이오드 도통 전압임.
또한, 다른 실시예로서, 상기 컨버터 출력전류(iL)를 하기 수학식 2로부터 연산할 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112014056188704-pat00003
여기서, Tpwm = 5㎲, Δtps는 페이즈시프트(Phaseshift) 최대 분해능, L은 컨버터 회로 내 인덕터의 인덕턴스, VS는 컨버터 회로의 변압기 2차측 전압(VS = K×Vin, K는 변압기의 권선비 역수임), RS는 컨버터 회로에서 변압기 1차측 저항 성분, PWM 페이즈시프트값(ps)(0 ~ 1의 범위에서 정해짐), VF는 정류부의 정류 다이오드 도통 전압임.
또한, 다른 실시예로서, 상기 컨버터 출력전류(iL)를 하기 수학식 3으로부터 연산할 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112014056188704-pat00004
여기서, Δtps는 페이즈시프트(Phaseshift) 최대 분해능, L은 컨버터 회로 내 인덕터의 인덕턴스, VS는 컨버터 회로의 변압기 2차측 전압(VS = K×Vin, K는 변압기의 권선비 역수임), RS는 컨버터 회로에서 변압기 1차측 저항 성분, PWM 페이즈시프트값(ps)(0 ~ 1의 범위에서 정해짐), VF는 정류부의 정류 다이오드 도통 전압임.
이에 따라, 본 발명의 DC-DC 컨버터 전류 추정 방법에 의하면, 전류센서의 이용 없이 컨버터의 작동 정보로부터 DC-DC 컨버터의 출력전류를 계산 및 추정할 수 있도록 함으로써, 전류센서의 고장시 전류 추정값을 사용하여 차량 셧다운 없이 림프홈(Limp-Home) 주행이 가능해진다.
나아가 본 발명은 전류 추정에 따른 센서리스 제어가 가능하도록 하여 전류센서의 삭제에 따른 원가 절감을 도모하는데 기여할 수 있게 된다.
도 1은 일반적인 차량용 DC-DC 컨버터의 회로 구성을 나타내는 도면이다.
도 2는 컨버터 회로와 마이컴 사이의 입/출력신호를 보이기 위한 블록도이다.
도 3은 본 발명에 따른 전류 추정이 이루어지는 마이컴과 컨버터 회로 사이의 입/출력신호를 보이기 위한 블록이다.
도 4는 컨버터 회로에서 변압부 내 변압기 2차측으로 전압이 인가될 때(한 쌍의 스위칭소자 턴온)의 등가회로를 나타내는 도면이다.
도 5는 컨버터 회로에서 프리휠링 모드(스위칭소자 모두 오프)시 등가회로를 나타내는 도면이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대해 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명하기로 한다.
본 발명은 전류센서의 이용 없이 컨버터의 작동 정보로부터 DC-DC 컨버터의 출력전류를 계산 및 추정할 수 있는 방법을 제공하고자 하는 것이다.
도 3은 본 발명에 따른 전류 추정이 이루어지는 마이컴과 컨버터 회로 사이의 입/출력신호를 보이기 위한 블록이며, 마이컴과 컨버터 회로의 세부 구성에 대해서는 도 1을 참조한다.
종래에는 컨버터 출력 제어를 위한(PWM 신호 생성을 위한) 피드백 신호로 사용되는 컨버터 출력전류가 전류센서(51)에 의해 센싱되어 제어기의 마이컴(61)에 입력되었으나, 본 발명에서는 마이컴(61) 내에 전류추정로직을 추가로 구비하고 정해진 시스템 파라미터(R,L,C)와 컨버터 회로에서 마이컴(61)으로의 입력신호인 입력전압(vin) 및 출력전압(vo), 그리고 설정값인 PWM 페이즈시프트값(PWM Phaseshift(ps): 0 ~ 1)을 이용하여 마이컴(61)에서 상기 전류추정로직을 통해 컨버터 전류가 계산 및 추정된다.
여기서, 입력전압(vin)과 출력전압(vo)은 컨버터 회로의 입력단과 출력단에서 각각 센싱되어 입력되는 센싱 정보이고, PWM 페이즈시프트값은 PWM 신호 출력 방식으로 페이즈시프트 제어 방법(Phasesshift control method)을 사용하고 있는 제어기의 마이컴이 PWM 신호 생성시 이미 알고 있는 값이다.
상기 PWM 페이즈시프트값(ps)는 0 ~ 1 범위의 값으로 정해지며, 이 PWM 페이즈값은 아래에 나타낸 바와 같이 각 상의 PWM 주기에 대하여 한 쌍의 스위치가 온 되는 시간, 예컨대 도 1의 Q1과 Q4 스위치(혹은 Q2와 Q3스위치)가 온(On)이 되는 시간의 비율을 나타낸다. 각 쌍의 PWM 페이즈시프트값(ps)은 동일하다.
- ps = (Q1 및 Q4 스위치가 온(On) 되는 시간)/PWM 주기, 또는 ps = (Q2 및 Q3 스위치가 온(On) 되는 시간)/PWM 주기
도 3을 참조하면, 제어기의 마이컴(61)에는 컨버터 회로에서 센싱되는 입력전압(vin)과 출력전압(vo)이 입력되고, 마이컴의 전류추정로직에서는 고정값인 기지의 시스템 파라미터(L,R,C), 입력전압(vin)과 출력전압(vo), 그리고 PWM 페이즈시프트값(ps)을 이용하여 컨버터 출력전류(iL)가 계산 및 추정된다.
여기서, 컨버터 출력전류(iL)는 마이컴(61) 내 전류추정로직의 출력신호가 되는 것으로, 이미 알고 있는 시스템 정보(L,R,C 파라미터 및 PWM 페이즈시프트값)와 실시간 입력되는 입력정보(입력전압 및 출력전압)를 이용하여 소정의 샘플링 주기마다 계산된다.
또한, 마이컴(61)의 제어로직에서는 전류추정로직에서 계산된 출력전류(iL)와 출력전압(vo) 등의 정보를 이용하여 컨버터 내 스위칭소자(Q1~Q4)를 구동시켜 컨버터 출력을 제어하기 위한 PWM 신호를 생성하여 출력한다.
이하, 도 1의 컨버터 회로에 대한 등가회로를 이용하여 출력전류(iL)를 추정하기 위한 전류추정식에 대해 설명하기로 한다.
도 4는 변압부(30) 내 변압기 2차측으로 전압이 인가될 때의 등가회로를 나타내는 것으로, 한 쌍의 스위칭소자가 온 되었을 때(Q1 및 Q3 온(On) 또는 Q2 및 Q4 온(On))의 등가회로를 보여주고 있다.
도 4의 등가회로에서 RS는 컨버터 회로에서 변압기 1차측 저항 성분을 나타내는 것으로, 스위칭 손실을 포함하여 전압이 전달될 때 발생하는 손실, 변압기 동작 손실, 변압기 자체 손실 등을 모두 포함하는 1차측 저항 성분을 의미한다.
도 1과 같은 풀브리지 DC-DC 컨버터 회로에서 스위칭부(20)의 스위칭소자(Q1~Q4)가 마이컴(61)의 PWM 신호에 따른 스위칭 순서에 의해 턴온(Turn On)되면, 1차측에서부터의 입력전압(Vin)에 대하여 변압부(30)의 변압기 권선비 역수(K)만큼 2차측으로 전압(VS)이 인가된다.
즉, 변압기 2차측 전압이 VS라면 아래의 식과 같다.
- VS = K×Vin
2차측으로 인가되는 전압은 정류부(40)의 정류 다이오드(D1,D2)에 의해 정류되고, 이때 다이오드 도통 전압(VF)만큼의 전압강하(Voltage Drop)가 발생한다.
이후 출력 인덕터(Lout)와 출력 커패시터(Cout)를 포함하는 출력필터부(50)의 LC 필터를 거쳐 평활된 출력전압(Vout)이 생성되며, 컨버터 회로의 출력전류(iL)는 인덕터(L) 전류로 결정된다.
도 4와 같은 등가회로상에서 출력전류(iL)의 회로방정식은 아래와 같다.
-
Figure 112014056188704-pat00005
여기서, L은 인덕터(L)의 인덕턴스를 나타낸다.
다음으로, 도 5는 프리휠링(Freewheeling) 모드, 즉 스위칭소자가 모두 오프되었을 때의 등가회로를 나타내는 것으로, 변압기 2차측으로 전압이 인가되지 못하고, 인덕터(L)에 축적된 에너지가 프리휠링하여 전장부하의 저항성 소자에 의해 소비된다.
도 5와 같은 등가회로상에서 출력전류(iL)의 회로방정식은 아래와 같다.
-
Figure 112014056188704-pat00006
다음으로, 이산시간에서의 회로방정식을 해석하면 다음과 같다.
마이컴이 변경 가능한 페이즈시프트 최대 분해능(페이스시프트할 수 있는 최소 시간량, 명령을 실행할 수 있는 최소 시간)을 Δtps, PWM 반 주기(1/2 주기)를 Tpwm으로 표기한다(게이트 온/오프 주기는 각 상의 PWM 주기의 반임).
또한, 효율 및 손실 적용을 위한 가변 파라미터(전압강하)를 VF로 통합하고, 이산시간 동안 변화되는 값으로 가정한다.
먼저, Tpwm 동안의 출력전류 계산식은 아래와 같다.
Figure 112014056188704-pat00007
상기 식에서 n은 전압 전류 센싱 주기마다 증가되는 값이며, 각 주기마다 센싱 주기/Δtps만큼 증가된다. k는 한 주기 동안 2차측으로 파워가 공급되는 시간을 나타내며, ps는 PWM 페이즈시프트값(PWM phaseshift; 0 ~ 1)을 나타낸다.
상기 ps와 k는 아래의 식으로 나타낼 수 있다.
-
Figure 112014056188704-pat00008
-
Figure 112014056188704-pat00009
또한, L, RS는 시스템 특성에 따른 고정 상수이고,
Figure 112014056188704-pat00010
, VS(n), VO(n)는 이전의 출력전류 추정값과 현재의 전압센싱값으로 현재의 출력전류를 추정하기 위해 이미 알고 있는 기자의 값들이며, VS(n), VO(n) ~ VS(n-1), VO(n-1)의 미소시간 변화량은 현재와 이전 센싱값의 차이를 Δtps마다 변화되는 등차수열로 표현하거나, 해당 시간 동안의 변화량을 무시하여 근사화한다.
결국, 출력전류 센싱 주기(= 샘플링 주기, 제어 주기) 동안의 출력전류 계산식은, 출력전류 센싱 주기 Tsense가 Tpwm의 S배라 가정할 때(Tsense = Tpwm ×S), 최종적으로 아래의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014056188704-pat00011
상기 식에서
Figure 112014056188704-pat00012
는 등가회로상에서 다이오드 도통 전압을 포함하는 전압강하량을 나타내는 것으로, 실제 적용시 특정의 고정값으로 미리 설정될 수 있고,
Figure 112014056188704-pat00013
역시 실제 적용시 특정의 고정값으로 설정될 수 있다.
또한, VF(n) 항목은 효율 및 손실 적용을 위한 가변 파라미터로 선정하고, 수식 혹은 실측 데이터 기반 맵(Map)을 활용하여 구한다.
이와 같이 하여, 본 발명에 따르면, 전류센서의 이용 없이 컨버터의 작동 정보로부터 DC-DC 컨버터의 출력전류를 계산 및 추정할 수 있으며, 전류센서의 고장시 전류센서에 의해 센싱되었던 센싱값 대신 전류 추정값을 사용하여 림프홈(Limp-Home) 모드로 차량을 구동시킬 수 있다.
종래의 경우, 전류센서의 고장이 발생하면 LDC(저전압 DC-DC 컨버터)의 동작이 중지되고, LDC의 동작이 중지되면, 12V 보조 배터리의 충전이 불가해짐은 물론, 차량 내 각종 제어기 등의 저전압 전장부하에 전력이 공급되지 못하므로 챠량 셧다운(Shutdown)이 발생한다.
하지만, 본 발명에 따르면, 전류센서의 고장시라도 전류 추정에 의한 LDC 구동이 가능하므로 차량의 림프홈 모드 주행이 가능해진다.
또한, 전류 제어 루프(Loop) 내 전류값으로서 본 발명에 따른 전류 추정값을 사용할 경우, 전류 추정에 따른 센서리스 제어가 가능하므로 전류센서의 삭제가 가능하고, 결국 원가 절감이 가능해진다.
한편, 수학식 1을 그대로 적용할 경우 마이컴의 부하율이 크고 마이컴 사양에 따라 연산이 불가능할 수 있으므로 마이컴의 부하율 감소 및 연산 가능(16bit 연산 가능)을 위해 수식을 간소화하는 것도 가능하다.
이때, 전압, 전류 파라미터 변동을 무시하고 게이트 온/오프 주기(PWM 반주기, 즉 PWM 주기 ×1/2임) Tpwm = 5㎲(5㎲ 동안 전압, 전류 변동량 미미)로 하면서 일부 파라미터에 대해 상수화하여 전류추정식을 아래 수학식 2와 같이 간소화하여 적용하는 것이 가능하다.
Figure 112014056188704-pat00014
또한, 샘플링 및 제어 주기(기존 센싱 주기) Tsense = 100㎲ 동안의 아래와 같은 출력전류 계산식을 적용하는 것이 가능하다.
Figure 112014056188704-pat00015
이상으로 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였는바, 본 발명의 권리범위가 이에 한정되는 것이 아니며, 다음의 특허청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당 업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 포함된다.
10 : 입력필터부
20 : 스위칭부
30 : 변압부
40 : 정류부
50 : 출력필터부
61 : 마이컴
Lin : 입력 인덕터
Cin : 입력 커패시터
Q1 ~ Q4 :스위칭소자
D1, D2 : 정류 다이오드
Lout : 출력 인덕터
Cout : 출력 커패시터

Claims (4)

  1. 삭제
  2. 컨버터 회로의 정해진 시스템 파라미터, 상기 컨버터 회로의 입력단과 출력단에서 센싱되어 입력되는 입력전압(vin) 및 출력전압(vo), 그리고 설정값인 PWM 페이즈시프트값(ps)을 이용하여 컨버터 출력전류(iL)를 연산하며,
    상기 컨버터 출력전류(iL)를 하기 수학식 1로부터 연산하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 전류 추정 방법.
    [수학식 1]
    Figure 112015059958624-pat00016

    여기서,
    Figure 112015059958624-pat00017
    은 이전의 출력전류 추정값, Δtps는 페이즈시프트(Phaseshift) 최대 분해능, Tpwm은 PWM 반 주기(PWM 주기×1/2), L은 컨버터 회로 내 인덕터의 인덕턴스, Tsense는 샘플링 주기, VS는 컨버터 회로의 변압기 2차측 전압(VS = K×Vin, K는 변압기의 권선비 역수임), RS는 컨버터 회로에서 변압기 1차측 저항 성분, PWM 페이즈시프트값(ps)(0 ~ 1의 범위에서 정해짐), VF는 정류부의 정류 다이오드 도통 전압임.
  3. 컨버터 회로의 정해진 시스템 파라미터, 상기 컨버터 회로의 입력단과 출력단에서 센싱되어 입력되는 입력전압(vin) 및 출력전압(vo), 그리고 설정값인 PWM 페이즈시프트값(ps)을 이용하여 컨버터 출력전류(iL)를 연산하며,
    상기 컨버터 출력전류(iL)를 하기 수학식 2로부터 연산하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 전류 추정 방법.
    [수학식 2]
    Figure 112015059958624-pat00018

    여기서, Tpwm = 5㎲, Δtps는 페이즈시프트(Phaseshift) 최대 분해능, L은 컨버터 회로 내 인덕터의 인덕턴스, VS는 컨버터 회로의 변압기 2차측 전압(VS = K×Vin, K는 변압기의 권선비 역수임), RS는 컨버터 회로에서 변압기 1차측 저항 성분, PWM 페이즈시프트값(ps)(0 ~ 1의 범위에서 정해짐), VF는 정류부의 정류 다이오드 도통 전압임.
  4. 컨버터 회로의 정해진 시스템 파라미터, 상기 컨버터 회로의 입력단과 출력단에서 센싱되어 입력되는 입력전압(vin) 및 출력전압(vo), 그리고 설정값인 PWM 페이즈시프트값(ps)을 이용하여 컨버터 출력전류(iL)를 연산하며,
    상기 컨버터 출력전류(iL)를 하기 수학식 3으로부터 연산하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터 전류 추정 방법.
    [수학식 3]
    Figure 112015059958624-pat00019

    여기서, Δtps는 페이즈시프트(Phaseshift) 최대 분해능, L은 컨버터 회로 내 인덕터의 인덕턴스, VS는 컨버터 회로의 변압기 2차측 전압(VS = K×Vin, K는 변압기의 권선비 역수임), RS는 컨버터 회로에서 변압기 1차측 저항 성분, PWM 페이즈시프트값(ps)(0 ~ 1의 범위에서 정해짐), VF는 정류부의 정류 다이오드 도통 전압임.
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