CN101795076A - 功率变换器以及控制功率变换器的方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是防止功率变换器的开关器件的电压变化率超过指定的最大额定值，从而避免开关器件损伤和传导损耗增大。在具有多个开关器件且适合于通过变压器将能将直流输入电压转换成交流电压的逆变器连接至多个整流二极管并向负载馈送功率的功率变换器中，设置了用于将开关器件的控制方案切换至相移控制方案或脉宽调制方案的切换装置，藉此在无负载或轻负载状态下将开关器件的控制方案从相移控制方案切换至脉宽调制方案。

Description

功率变换器以及控制功率变换器的方法

技术领域

本发明涉及实现更高效率的功率变换器和用于控制这种功率变换器的方法。更具体而言，本发明涉及适用为绝缘直流/直流功率变换器的变换器和用于控制这种功率变换器的方法。

背景技术

图7示出用于功率变换器中的开关器件的普通相移控制方案的示例。在该图中，附图标记1到4代表由例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)组成的开关器件S1到S4。在该图中还示出了直流电源5、变压器6、相移控制信号发生器7、负载电流检测器8、整流二极管10到13、平滑电感器14、平滑电容器15以及负载16。

图8是用于示出图7中所示的功率变换器的操作的多个点处的波形图。在该图中，Gs1到Gs4是开关器件S1到S4处的栅极驱动电压波形，而Vt是变压器6的初级绕组电压波形。

在图7的功率变换器中，开关器件S1和S2被相移控制信号发生器7交替地接通/切断。然后开关器件S3和S4响应于开关器件S1和S2的导通/截止时序经历相移，而且被交替地接通/切断。变压器6的电压时间积即施加给负载16的输出电压通过这些相差调节。此外，该功率变换器通过相移控制方案执行零电压开关(ZVS)，从而降低开关损耗。与相移控制对比，称为脉宽调制(PWM)的另一控制方案同时接通/切断开关器件S1和S4或开关器件S2和S3，交替地产生用于开关器件S1和S4的控制信号与用于开关器件S2和S3的控制信号，并通过控制信号的脉宽调节输出电压。然而，在该控制方案中，ZVS是不可能的。

在轻负载或无负载的情况下，负载电流值小。因此，在以上相移控制方案中，在开关器件S1例如刚刚接通之后，开关器件S1的电压保持为零。因此，当开关器件S2接着接通时，电流容易流向开关器件S1的体二极管(未在图7中示出)，从而产生逆回复的问题。例如，在日本专利申请特许公开No.2002-034238中已经描述了该问题，而且在本领域中该问题是众所周知的。

另一方面，在负载电流值大的情况下，在MOSFET中产生的寄生电容(未在图7中示出)与开关器件S1并联地迅速充电。因此，开关器件S1的电压升高。此时没有电流流向开关器件S1的体二极管，因此逆恢复不会产生。即，当在低负载或没有负载时应用相移控制方案时，产生逆恢复。而且，由于MOSFET内部的损耗增大，功率变换器的效率降低。

由于MOSFET的工作方式，MOSFET中包含定位于漏电极与源电极之间的体二极管。当正向电流流向该体二极管时接通反向臂，反方向的电流(反向恢复电流)将流向体二极管。具体而言，MOSFET在恢复抑制反向电流的能力之前需要约数百纳秒的周期。因此，当逆恢复增大时，损耗增加。

而且，当体二极管已经逆恢复时，施加在漏电极与源电极之间的电压在上升时间的每单位时间的电压变化率(dv/dt)的最大值对于该MOSFET已经指定。这是因为当时间变化率超过指定最大值时有MOSFET击穿的风险。此外，当体二极管恢复抑制反向电流的能力时，逆恢复电流突变，从而漏与源之间的电压急剧升高。当出现这种情况时，体二极管的电压变化率(dv/dt)超过指定的最大值，从而寄生双极晶体管在漏与源之间起作用，这会最终导致体二极管的击穿。

存在用于防止漏与源之间的电压变化率(dv/dt)超过指定最大值的以下两种方法。

这些方法中的第一种是增大驱动MOSFET的栅极电阻的电阻值，从而减缓逆恢复时的电流和电压变化。

第二种方法是通过在漏与源之间插入CR缓冲电路等来抑制dv/dt。

然而，利用这些手段中的任一种，功率损耗都会增大，而且转换效率降低。

另一种可想到的手段是使用承受能力高的MOSFET。然而，能承受大电压变化率(dv/dt)的MOSFET也会具有大的导通电阻。因此，这种方法产生新的问题；即MOSFET传导损耗增大。

以下参照图9描述硬开关操作。图9示出输出电压命令波形Vc、载波信号波形Vcr、针对开关图7中所示的开关器件1-4的栅极信号波形Gs1到Gs4、以及针对相同开关器件1到4的漏-源电压波形Vs1到Vs4。首先，在时间t1，开关器件1和4同时接通。此时的电流在以下路径上流动：直流电源5→开关器件1→电感器20→变压器6→开关器件4→直流电源5。然后源电压Ed被施加给变压器6的初级侧。可用来自变压器6的漏电感代替电感器20。此时，因为开关器件1和4均处于导通状态，它们各自的电压Vs1和Vs4为零。开关器件2和3的电压Vs2和Vs3被箝位至直流源电压[Ed]。

接着，在时间t2，当开关器件1和4切断时，开关器件1到4的寄生电容(与开关器件并联形成的等效电容)与电感器20以及电路中的电感部件谐振。此时，开关器件的电压Vs1到Vs4围绕[Ed/2]振荡。

在时间t3，开关器件2和3的栅极信号Gs2和Gs3同时接通。此时的电流在以下路径上流动：直流电源5→开关器件3→变压器6→电感器20→开关器件2→直流电源5。即，电流以与在时间t1时相反的反方向流向变压器6。此外，反向电压[-Ed]被施加给变压器的初级侧。

此时开关器件2和3处于导通状态。因此，各自的电压Vs2和Vs3为零。开关器件1和4的电压Vs1和Vs4被箝位至直流源电压[Ed]。

在时间t4，所有开关器件以与在时间t2时相同的方式接通。因此，发生谐振操作，且开关器件的电压Vs1到Vs4围绕[Ed/2]振荡。

以此方式，正或负电压被施加给变压器6的初级侧，而在次级侧上产生与变压器的匝数比成比例的电压。变压器6的次级侧电压由二极管10、11、12以及13整流。该次级侧电压中包含的高频分量通过电感器14和电容器15降低。此外，从电容器15的任一端可获得经过平滑的直流输出电压。

通过分配将输出电压命令波形Vc与载波信号波形Vcr比较而获得的信号Vr来产生栅极信号Gs1到Gs4。因此Gs1到Gs4之间的时间关系如下：t1＝t3，t2＝t4.

因此，在开关器件接通时间，已经对开关器件施加了电压。因此，在接通的同时，上述功率变换器消耗寄生电容中积累的能量，从而产生损耗。例如，开关器件2的接通使开关器件2的寄生电容短路(时间t2到时间t3)。因此，寄生电容中积累的能量被释放并消耗。每当相应的开关器件中出现开关时，均重复这种类型的操作。

这里，由于寄生电容放电引起的单个开关器件的损耗P可由方程(1)表示。

P＝Cv²fs/2    (1)

在方程(1)中，C代表开关器件的寄生电容，v是在接通时施加的开关器件电压，而fs是开关频率。因此，损耗与接通时的电压v的平方成比例。

在开关器件2接通的同时，该器件的电压Vs2变成零。当这发生时，开关器件1的寄生电容被迅速充电。然后开关器件1的电压Vs1升高至[Ed]。此时，对开关器件1的寄生电容充电的电流在以下路径上流动：直流电源5→开关器件1的寄生电容→开关器件2→直流电源5。因此，在开关器件2接通的同时，大电流流向开关器件2，从而开关器件2的开关损耗(接通损耗)升高。

此外，此时，寄生电容中积累的大量能量突然充电和放电。因此，从该电路产生的噪声增加，这将引起诸如其它设备故障之类的麻烦。

另一方面，在相移控制方案中，因为开关器件2在开关器件1切断之后立即接通(实际上，开关器件2在开关器件1切断之后非常短暂的时滞后接通)。在轻负载下，因为流向电感器20的电流小，所以从开关器件1切断直到开关器件2接通在开关器件1的寄生电容中积累的能量也少。因此，当开关器件2在用于开关器件1的电压Vs1接近为零而用于开关器件2的电压Vs2接近[Ed]时接通时，上述寄生电容的放电损耗和接通损耗变大。

在重负载的情况下，流向电感器20的电流变大。因此，通过切换至相移控制方案，在开关器件接通之前，开关器件电压Vs1到Vs4变为零，从而实现零电压切换(软切换)。因此，不会出现类似上述的问题。

日本专利申请特许公开No.2008-312399公开了称为伪谐振的技术，其中当开关器件处的电压已经达到最小值时，接通开关器件。然而，在该公开内容中描述的伪谐振的目标在于仅使用单个开关器件的针对小电容的单晶体管变换器。利用这样的单晶体管变换器获得大输出功率是困难的。

同样，在具有针对大电容的全桥构造的电路中，通过按照日本专利申请特许公开No.2008-312399中相同的方式改变开关器件的导通时序，施加给变压器的电压时间积相应地变化至为正或为负，从而导致磁化。这导致过量电流的流动，从而产生另一问题：设备失效。

在日本专利申请特许公开No.2002-034238中描述的功率变换器中，示出了在无负载状态或轻负载状态中，在输出电压上升超过期望电压的情况下，从相移控制切换到脉宽控制的方法。在该方法中，初级侧始终处于脉宽控制，因此不会出现开关器件的逆恢复。然而，电流流过的开关器件的数量变多(有电流流过的器件数量在次级侧尤其多)，从而导致传导损耗的增大。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种功率变换器，在不增大该功率变换器中开关器件的数量的情况下，该功率变换器保持开关器件的电压变化率(dv/dt)不超过指定的最大值，而且不允许传导损耗增加。

本发明的另一目的是使组成高电容直流/直流转换电路的开关器件降低与在接通时间产生的寄生电容的充电和放电伴随的损耗，从而提高转换电路的效率。

因此，为实现上述目的，根据权利要求1的本发明提供一种功率变换器，该功率变换器具有开关器件，且适合于通过变压器将能将直流输入电压转换成交流电压的逆变器连接至整流二极管并向负载馈送功率。该功率变换器包括切换装置，该切换装置用于：当流向负载的电流处于或小于指定电流值时，将开关器件的控制方案设置为硬开关方案；而当流向负载的电流超过指定电流值时，将开关器件的控制方案切换为相移控制方案。

在根据权利要求1的上述发明中，该切换装置可具有：用于检测流向负载的电流值的负载电流检测器；用于基于负载电流检测器检测到的负载电流的大小来选择开关器件控制方案的控制方案决策单元；以及用于接收控制方案决策单元所选择的控制方案并产生针对开关器件的控制信号的开关器件控制信号发生器(权利要求2)。

为实现上述目的，根据权利要求3的本发明提供一种用于控制在直流/直流转换电路中实现硬开关方案控制的功率变换器的方法，该直流/直流转换电路分别将其中两个开关器件串联的第一和第二串联电路与直流电源并联连接、将变压器的初级绕组的第一端与第一串联电路上的内部连接点连接、将初级绕组的第二端与第二串联电路上的内部连接点连接、将整流器件与变压器的次级绕组连接并且获得直流输出，该方法包括以下步骤：在第一串联电路中的上臂开关器件和第二串联电路中的下臂开关器件已经切断之后，设置所有开关器件均处于截止状态的第一截止周期，直到第一串联电路中的下臂开关器件和第二串联电路中的上臂开关器件接通；以及在第一串联电路中的下臂开关器件和第二串联电路中的上臂开关器件已经切断之后，设置所有开关器件均处于截止状态的第二截止周期，直到第一串联电路中的上臂开关器件和第二串联电路中的下臂开关器件接通，以使第一截止周期和第二截止周期相互不同。

根据权利要求3的上述发明还可包括以下步骤：调节开关频率，以使当第一或第二串联电路中的上臂开关器件的电压达到最小值时，该串联电路中的上臂开关器件接通；或调节开关频率，以使当第一或第二串联电路中的下臂开关器件的电压达到最小值时，该串联电路中的下臂开关器件接通(权利要求4)。

或者，根据权利要求3的本发明还可包括以下步骤：调节第一和第二截止周期，以使当第一或第二串联电路中的上臂开关器件的电压已达到最小值时，该串联电路中的上臂开关器件接通；或调节第一和第二截止周期，以使当第一或第二串联电路中的下臂开关器件的电压已达到最小值时，该串联电路中的下臂开关器件接通(权利要求5)。

此外，根据权利要求3的本发明还可包括以下步骤：在第一或第二串联电路上的内部连接点与变压器之间连接电容器；以及选择上臂(或下臂)开关器件接通的时序，以使当第一或第二串联电路中的上臂(或下臂)开关器件的电压已达最小值时，该串联电路中的上臂(或下臂)开关器件接通，而当第一或第二串联电路中的下臂(或上臂)开关器件的电压已达最小值时，该串联电路中的下臂(或上臂)开关器件接通(权利要求6)。

在根据权利要求3到6的上述发明中的任一项中，可根据输出功率大小和输出电流大小改变和调节开关器件的导通时序、截止时序以及开关频率，以使当开关器件的电压已达最小值时，该开关器件接通(权利要求7)。

在根据权利要求3到7的上述发明中的任一项中，当输出功率处于或低于特定值时可实现该控制，而当输出功率超过特定值时，可通过相移方案执行这样的控制(权利要求8)。

本发明在不增加功率变换器中的开关器件数量的情况下，使功率变换器能保持开关器件的电压变化率(dv/dt)不超过指定的最大值，从而避免传导损耗的增大。

而且，在具有针对大电容的全桥构造的直流/直流转换电路中，本发明还能降低与在开关器件接通时产生的寄生电容的充电/放电相关联的损耗，从而允许实现更高的转换电路效率。在采用本发明的转换电路中，由于损耗减少，有可能减小散热片的大小并降低成本。而且，因为本发明减小了寄生电容在开关期间充电/放电的能量，所以能减少所产生的噪声。

附图说明

图1是示出本发明的实施例(实施例1)的电路图；

图2是图1中所示电路上的多个点在电路工作期间的波形图；

图3是示出本发明的另一实施例的在多个点处的波形图(实施例2)；

图4是示出本发明的另一实施例的在多个点处的波形图；

图5是示出本发明的又一实施例的电路图；

图6是示出本发明的另一实施例的在多个点处的波形图；

图7是示出来自相关技术的示例的电路图；

图8是用于示出图7中电路的操作的多个点处的波形图；以及

图9是用于示出PWM方案的操作的多个点处的波形图。

具体实施方式

实施例1

图1是示出根据本发明的实施例1的电路图，而图2是用于示出同一电路的操作的多个点处的波形图。

在图1中，与示出常规功率变换器的图7中的那些元件功能相同的元件由相同的附图标记表示，并省略对那些元件的说明。本发明的实施例1与图7的功率变换器的不同之处在于，其设置有开关器件控制信号发生器7A和控制方案决策单元9。

图2中的Gs1到Gs4是图1中所示的开关器件S1到S4的栅极驱动电压波形，Vs1到Vs4是开关器件S1到S4的漏-源电压波形，以及Vt是变压器6的初级绕组电压波形。

开关器件S1到S4由开关器件控制信号发生器7A所产生的栅极信号驱动。因此，直流电源5的直流电压被转换成交流电压，然后被施加给变压器6的初级侧绕组。在变压器6的次级侧绕组中产生的交变电流被二极管10到13整流为直流。该直流通过由电感器14和电容器15组成的平滑电路被平滑，然后馈送至负载16。这里，图1中所示的功率变换器(直流/直流变换器)与图7中所示的电流变换器的不同之处在于，用于初级侧开关器件S1到S4的控制方案根据输出电流值(负载电流值)来切换。因此，本发明按照这样的方式配置：变压器6中的初级侧电流值通过负载电流检测器8检测并被输入至控制方案决策单元9。

图2示出当检测到流向负载16的电流处于或低于特定电流值时，即当负载电流是轻负载或无负载时，开关器件处的电压波形，而且开关器件S1到S4的控制已经被切换至PWM方案。

即，在时间t1，开关器件S1和S4接通，从而电流在以下路径上流动：S1→电感器20→变压器6→S4。此时，变压器6的初级侧绕组上的电压Vt变为[+Ed]。在时间t3，开关器件S2和S3接通，从而电流在以下路径上流动：开关器件S3→变压器6→电感器20→开关器件S2。即，电流以与在时间t1时相反的方向流动。此时，变压器6的初级侧绕组上的电压Vt变为[-Ed]。

在时间t2和时间t4，所有的开关器件S1到S4被切断。在这些时间，由于S1到S4上的寄生电容与电感器20之间的谐振，开关器件S1到S4上的电压围绕[Ed/2]谐振。当馈送至负载16的功率大时，即负载电流值与额定电流值之比为100％、75％或50％的重负载的情况下，负载电流检测器8处检测到的负载电流值很大。因此，控制方案检测单元9选择相移方案。控制信号发生器7A根据检测到的电流值决定对基准脉冲作多少相移，并执行开关器件S1到S4的导通/截止控制。

另一方面，当馈送至负载16的功率小时，即当负载电流值与额定电流值之比为10％或20％时，或在无负载状态下，负载电流检测器8处检测到的负载电流值小。因此控制方案决策单元9选择PWM方案，并将指示已选择PWM方案的信号发送至控制信号发生器7A。

在PWM方案中，开关器件S1到S4(MOSFET)均处于截止状态的时间段长。在截止状态期间，由于与电感器20的谐振，根据开关器件S1和S2和开关器件S3和S4各自保持的寄生电容之比，开关器件S1和S2与开关器件S3和S4围绕直流电源5电压[Ed]的1/2振荡(当开关器件S1到S4的寄生电容相同时)。

通过在开关器件S1到S4的每个MOSFET的漏源和源极之间添加正电压[Ed/2](排除振荡分量)，保持其中向各个MOSFET中的体二极管(未在图1中示出)中添加了反向电压的状态。因此，添加至体二极管的反向电压不会降至0V以下。因此，正向电流不会流向体二极管；也不会产生逆恢复电流。即使在轻负载或无负载时间时根据PWM方案产生了硬开关操作，因为电流值小，所以诸如接通损耗和切断损耗之类的开关损耗的增大最小。

即，因为在轻负载时间或无负载时间，根据本发明的功率变换器控制方案已经被配置成从相移控制方案切换至脉宽调制方案，所以能抑制在相移方案中产生的逆恢复电流。因此，本发明能实现较高的功率变换器效率，而不会产生逆恢复，尤其不会增加开关器件的数量。

另一方面，如果在轻负载时间采用了相移控制方案，如上所述，则当开关器件1的电压Vs1接近为零且开关器件2的电压Vs2接近[Ed]时，开关器件2接通。再者，一旦转换至PWM方案，因为所有的截止周期变得更长，所以当开关器件2导通时，开关器件1的电压Vs1升高超过接近为零的值，而开关器件2的电压Vs2降低至接近为[Ed]的值。因此，当开关器件2导通时，能减小寄生电容的放电损耗。此外，当开关器件2导通时，(在以下路径：直流电源5→开关器件1寄生电容→开关器件2→直流电源5上流动的)将开关器件1的寄生电容充电直至[Ed]的电流也减小，从而也实现开关器件2的接通损耗的减小。

在根据本发明的功率变换器控制方案中，可使用例如硬件设备或微计算机适当地创建开关器件控制信号发生器7A和控制方案决策单元9。此外，在上述实施例中，负载电流值被检测为流向变压器6的初级侧的电流，尽管它应当替代地被检测为流向变压器6的次级侧的电流。

实施例2

图3是用于示出根据本发明的实施例2的在多个点处的波形图。该电路构造与图7中的相同。

图3示出其中调节了所有的开关器件都截止时的时间t2和t4，而且开关器件被设置成在开关器件电压已经达到最小值时接通的实施例。例如，开关器件2的导通时序被调节，以当电压Vs2已经达到最小值时，开关器件2接通。然而，如果施加给变压器的正侧和负侧电压时间积不相等，则变压器磁化而且过量电流流过，从而损坏该电路器件。因此，必须调节开关器件2的导通时序并满足条件t1＝t3。

因此，时间t2和时间t4之和被设为恒定，并调节时间t2与t4之比。例如，如果开关器件2的导通时序被提前，则截止时序必须被提前完全相同的时间量，以避免磁饱和。以此方式，可将开关器件在接通时间的电压调节为小。因此，如根据方程式(1)可见，开关器件2的寄生电容中积累的能量变小。而且，在接通时间下消耗的损耗降低。

同时，开关器件1的电压Vs1如下方程(2)所示地变化。即，当电压Vs2为最小值时，电压Vs1变为最大值。

Vs1＝Ed-Vs2        (2)

换言之，当电压Vs2为最小值时，[Ed]与[Vs1]之差变小。因此，当开关器件2接通时，(在图7中的以下路径：直流电源11→开关器件1寄生电容→开关器件2→直流电源11上流动的)对开关器件1处的寄生电容充电的电流变小。而且，降低了开关器件2处的接通损耗。

因为能减小寄生电容在接通时间下充电/放电的能量，所以能抑制噪声的产生。因此，本发明的用于控制功率变换器的方法能在不有害地影响其它设备的情况下执行操作。

在本实施例中，通过改变开关器件2的导通时序与截止时序，改变了时间t2与t4之比。然而，在用于控制功率变换器的本发明方法中，甚至可通过改变另一开关器件的控制时序来相似地执行操作。

实施例3

图4示出对应于权利要求4的工作波形图。在实施例3中，按照这样的方式调节开关频率：当开关器件的电压达到最小值时，该开关器件接通。例如，当使开关频率为高时，时间t0到t5中的每一个都变短；反之，当使开关频率为低时，时间t0到t5中的每一个都变长。然而，当开关器件截止时，时间t2和t4时开关器件电压的谐振周期由电路常数或寄生分量确定，而且固定。因此，通过调节开关频率，有可能按照这样的方式调节接通时序：当开关器件电压达到最小值时，该开关器件接通。因此，实现了与实施例2中相似的动作和效果。

实施例4

图5示出根据本发明的主电路的示例，而图6示出用于示出本发明的另一实施例的工作波形图。图6是示出其中通过调节图7中所示的开关器件1和4的导通周期来执行控制，以实现类似于实施例2的动作和效果的示例。例如，开关器件2在电压Vs2变为最小值的时序下接通，同时调节开关器件2切断的时序，以使当开关器件1的电压Vs1变为最小值时开关器件1接通。然而，并未调节此时针对开关器件1的控制信号。

在该情况下，因为开关器件2的导通时序和截止时序均经过调节，所以开关器件2的控制脉宽变化，而且时间t1和t3的长度不相同，从而产生变压器磁化的可能。因此，如图5所示，在变压器6的初级侧上插入了电容器21，以消除电容器6中的初级侧电压的直流分量。以此方式，能安全地操作电路器件而不会磁化变压器。

当开关器件1的电压Vs1和开关器件2的电压Vs2变为最小值时，通过改变开关器件2的导通时序和截止时序，该实施例安排相应的开关器件接通。在该实施例中，即使另一开关器件2的导通时序和截止时序被改变，也能实现相似的操作，从而产生相似的效果。

为了即使在输出功率和输出电流波动的情况下保持输出电压恒定，必须改变“导通比”，即开关器件导通的时间t1、t3以及t5与截止的时间t2和t4之比。因此，在本实施例中，即使导通比随着输出功率或输出电流的变化而变化，因为导通时序改变使得开关器件电压达到权利要求7所设置的最小值，所以能在宽泛工作范围上实现更高效率和更低噪声。通过数字控制，即通过将导通时序调节变量和开关频率变化变量作为预控变量存储在功率变换器中，能容易地实现这样的控制。因此，用于控制功率变换器的本发明方法能根据所检测到的输出功率和输出电流的值利用具体的调节变量实现控制。

在本实施例中，与实施例1中一样，通过在重负载时执行相移操作、而在轻负载时执行PWM方案，实现了软开关。以此方式，可安全地执行操作，而不会超过电压变化率(dv/dt)的限值。此外，通过应用本发明，不仅有可能在轻负载时降低PWM方案中的损耗，而且还能降低宽负载范围上的损耗。

例如，通过使用常规数字控制和移位寄存器，能容易地实现导通时序和截止时序的调节。

Claims (8)

1.一种功率变换器，所述功率变换器具有开关器件，且适合于将能将直流输入电压转换成交流电压的逆变器通过变压器连接至整流二极管并向负载馈送功率，所述功率变换器包括：

切换装置，所述切换装置用于：当流向所述负载的电流处于或小于特定电流值时，将所述开关器件的控制方案设置为脉宽调制方案；而当流向所述负载的电流超过所述特定电流值时，将所述开关器件的控制方案切换为相移控制方案。

2.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于，所述切换装置包括：

用于检测流向所述负载的电流的负载电流检测器；

用于基于所述负载电流检测器检测到的所述负载电流的大小来选择所述开关器件控制方案的控制方案决策单元；以及

用于接收所述控制方案决策单元所选择的控制方案并产生所述开关器件的控制信号的开关器件控制信号发生器。

3.一种在直流/直流转换电路中实现脉宽调制方案控制的用于控制功率变换器的方法，该直流/直流转换电路分别将其中两个开关器件串联连接的第一和第二串联电路与直流电源并联连接、将变压器的初级绕组的第一端与所述第一串联电路上的内部连接点连接、将所述初级绕组的第二端与所述第二串联电路上的内部连接点连接、将整流器件与所述变压器的次级绕组连接以及获得直流输出，所述方法包括以下步骤：

在所述第一串联电路中的上臂开关器件和所述第二串联电路中的下臂开关器件已经切断之后，设置所有开关器件均处于截止状态的第一截止周期，直到所述第一串联电路中的下臂开关器件和所述第二串联电路中的上臂开关器件接通；以及

在所述第一串联电路中的所述下臂开关器件和所述第二串联电路中的所述上臂开关器件已经切断之后，设置所有开关器件均处于截止状态的第二截止周期，直到所述第一串联电路中的所述上臂开关器件和所述第二串联电路中的所述下臂开关器件接通，以使所述第一截止周期和所述第二截止周期相互不同。

4.如权利要求3所述的用于控制功率变换器的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

调节开关频率，以使当所述第一或第二串联电路中的所述上臂开关器件的电压已达最小值时，所述串联电路中的所述上臂开关器件接通；或

调节开关频率，以使当所述第一或第二串联电路中的所述下臂开关器件的电压已达最小值时，所述串联电路中的所述下臂开关器件接通。

5.如权利要求3所述的用于控制功率变换器的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

调节所述第一和第二截止周期，以使当所述第一或第二串联电路中的所述上臂开关器件的电压已达最小值时，所述串联电路中的所述上臂开关器件接通；或

调节所述第一和第二截止周期，以使当所述第一或第二串联电路中的所述下臂开关器件的电压已达最小值时，所述串联电路中的所述下臂开关器件接通。

6.如权利要求3所述的用于控制功率变换器的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

在所述第一或第二串联电路上的所述内部连接点与所述变压器之间连接电容器；以及

选择所述上臂(或下臂)开关器件接通的时序，以使当所述第一或第二串联电路中的所述上臂(或下臂)开关器件的电压已达最小值时，所述串联电路中的所述上臂(或下臂)开关器件接通，而当所述第一或第二串联电路中的所述下臂(或上臂)开关器件已达最小值时，所述串联电路中的所述下臂(或上臂)开关器件接通。

7.如权利要求3到6中的任一项所述的用于控制功率变换器的方法，其特征在于，还包括根据输出功率大小和输出电流大小改变所述开关器件的导通时序、截止时序以及开关频率的至少之一，并执行调节，以使当所述开关器件的电压已达最小值时所述开关器件接通。

8.一种用于控制功率变换器的方法，其特征在于，包括当所述输出功率处于或低于特定值时执行如权利要求3到7中的任一项所述的控制，而当所述输出功率超过所述特定值时通过相移方案执行控制的步骤。

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