CN1682445A - 转换器电路及其控制方法 - Google Patents

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CN1682445A CN03822177.2A CN03822177A CN1682445A CN 1682445 A CN1682445 A CN 1682445A CN 03822177 A CN03822177 A CN 03822177A CN 1682445 A CN1682445 A CN 1682445A
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T·G·托尔勒
T·德鲍姆
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    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor

Abstract

在已知的转换器电路中，会发生由续流二极管的反向恢复电流引起的开关损失。为了减少所述开关损失，本发明提出了驱动开关元件以便在从第二开关元件向第一开关元件进行切换时控制定时，其中通过电流和续流二极管的导通保持在低数值或者最好消除冲击。关于控制机理，提出了如果发生冲击通过电流就更迟地接通第一开关元件，并且如果产生续流二极管的导通就更早地接通第一开关元件。这里，可以提供其间两个开关元件同时导通的重叠时间。对于控制机理，可以利用开关元件上的电压来作为测量的输入值。

Description

转换器电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种转换器电路以及一种控制方法，还涉及一种用于转换器电路的驱动器件。
背景技术
采用转换器电路，以便将输入电压转换为输出电压。特别对于DC/DC转换器电路，已知多种布局，即其中适当地驱动在电路中所使用的开关以便满足各种需要的电路。
已知的转换器布局是同步降压转换器(降压(buck)转换器)。在它的输入侧，所述降压转换器包括具有第一开关元件(控制)和第二开关元件(同步)的半桥电路，在输入DC电压下操作该半桥电路。在开关元件之间连接的桥臂包括在其后连接负载的电感器。例如，利用脉冲周期控制来交替驱动开关元件。降压转换器应用范围非常广泛，包括用于现代微处理器的VRM(电压调制模块)。
开关元件通常包括续流二极管。当采用场效应晶体管作为开关元件时，续流二极管就是开关元件的一部分，即在漏极和源极之间的二极管。当驱动半桥电路时，通常在开关元件的切换操作之间设置死区时间(dead time)，以便消除开关元件的导通和同时出现由此产生的冲击通过电流(冲击通过)。在关断开关元件之后，总是存在死区时间，其中两个开关元件都截止。在此死区时间中，由于续流二极管导通，因此维持住了因输出侧上的电感而必须成为连续电流的电流。关于开关元件之间的切换，在“硬”和“软”开关转换(软切换)之间就存在差别。在硬开关转换的情况下，在开关元件上施加电压时接通开关元件。在软开关转换、也称为ZVS(零电压切换)的情况下，当接通所述开关元件时，在开关元件上不施加电压或只施加非常小的电压。如果以此方式操作降压转换器使得通过电感的负载电流不改变极性(连续工作)，那么就获得了一种情况，以致在每个切换周期之内发生“硬”开关转换(从同步开关切换为控制开关)和ZVS转换(从控制开关切换为同步开关)。
为了实现转换器电路的进一步小型化以及对负载改变做出非常快速的响应，就需要高开关频率。在此方面的问题是开关损耗随着频率的增加而增加。这些开关损失的主要原因起源于同步开关的续流二极管的反向电流(反向恢复电流)。在同步降压转换器的情况下，所述反向电流伴随着从同步开关向控制开关的硬开关转换。这个问题同样伴随着其它转换器布局。
在US-A-5539630中，关于它们的缺点，检验了已知DC/DC开关转换器。关于降压转换器，注意到了反向恢复问题，应当利用具有磁饱和元件的电路来进行解决。
同样，US-A-5479089考虑了各种转换器布局，例如尤其降压转换器和升压转换器。为了改善转换器的开关频率，提出了一种驱动器件，该驱动器件减少了续流，即续流二极管的导通。同时，开关元件相对于彼此被逻辑锁定，以确保不能同时接通它们，由此消除冲击通过电流。
在US-A1-2001/0036085中，给出了DC/DC转换器的说明。所述转换器是一种“软开关”操作的同步降压转换器，即，两次开关转换都是“软”开关转换。在此情况下，在驱动电路中控制开关元件的切换之间的死区时间。通过考虑在同步开关元件上的电压偏差，将死区时间设置得更短或更长，由此获得“理想的死区时间”。
在US-B1-6396250中，给出了同步降压转换器的说明，其中实现了高效率。在可变死区时间下驱动第一和第二开关元件。控制机构将死区时间设置为指定为最佳值的数值。对于控制，考虑了跨第二开关元件上的电压。如果所述电压超过在0V和续流二极管的正向电压之间的预定阈值，那么就利用计数器设置更短的死区时间。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种转换器电路以及一种驱动器件及其驱动方法，与根据现有技术的方案相比，其能够进一步减少开关损耗。
通过根据权利要求1中所述的转换器电路、根据权利要求9中所述的驱动器件和根据权利要求11中所述的驱动方法，实现了此目的。从属权利要求涉及本发明的优选实施例。
本发明基于这种考虑，即如果在硬开关转换的情况下续流二极管的导通可被消除或至少基本上消除，则可以消除或减少与续流二极管的反向恢复相关的损耗。根据本发明的所述考虑意味着现有技术的布局总是具有正持续时间的死区时间，其中当关断第二开关元件时，就由续流二极管接收先前流过所述第二开关元件的电流。然而，如果由其它开关元件代替接收此电流，那么就会在一定条件下完全消除续流二极管的导通。在任何情况下，将导通降低到一种程度以便基本上减少导致恢复电流的反向恢复时间。
因此，根据本发明，提出了在从第二开关元件切换为第一开关元件(即，从其中第二开关元件导通且第一开关元件不导通的第一状态转换为其中第一开关元件导通且第二开关元件不导通的第二状态)时，控制驱动开关元件的定时。通过确定是否发生冲击通过电流或续流二极管是否导通，进行所述控制。如果发生冲击通过电流，就改变驱动，以致更迟地接通第一开关元件。如果确定了续流二极管导通，那么就改变驱动，以致更早地接通第一开关元件。术语“更早地”或“更迟地”是相对于第二开关元件的关断而言。它们不限定切换处理中的哪一种首先发生(第一开关元件的接通、第二开关元件的关断)。原则上，小的死区时间是可能的(即，直到关断第二开关元件之后，才接通第一开关元件)。然而，优选地，存在重叠周期(即，在关断第二开关元件之前接通第一开关元件)。
因此，本发明抛弃了已知的方案，即在关断开关元件和接通另一个开关元件之间通常包含的必须的死区时间。替代地，提出了一种实际的替换方法，其中第一(控制)开关将负载电流从第二(同步)开关上接过来。在此，定时非常重要。根据本发明的控制机理就能够设置所述定时，以致理想地消除冲击通过电流和续流二极管的导通。
作为减少或完全消除续流二极管的导通的事实的结果，不会产生由于反向恢复导致的主要损耗。结果，实现了开关损耗的主要减少，特别地，在高开关频率下的操作期间，这很重要。
本发明优选应用于所有转换器布局，其中开关元件的开关转换为硬转换，电感元件的续流路径通过具有并联续流二极管的开关元件。在这种连接方式下，进行“硬关断”是指将开关元件上的电压从正向改变为续流二极管的反向。电感元件的续流路径是能够使电感电流在已经关断开关之后连续流动的电流路径，该开关的导通已导致电流上升。例如，正在讨论的布局包括半桥电路以及全桥电路，而后者由两个半桥电路组成。这种布局的实例包括：除了同步降压转换器之外，还有同步升压转换器、同步降压-升压转换器、同步上下转换器以及由此衍生的布局。在实际电路中使用的开关元件通常是场效应晶体管，其中续流二极管通常不是单独的元件，而例如具有MOSFET、半导体开关的特性。
根据本发明的另一个实施例，提供当从第二开关元件切换为第一开关元件时定时以便建立重叠周期，在此重叠周期期间，两个开关元件同时导通。在这种连接下，实例为MOSFET的开关被认为导通，如果它的栅极电压处于阈值电压之上。通过确定是否在关断第二开关元件之后发生冲击通过电流或出现续流二极管的导通，控制重叠周期的持续时间。如果发生冲击通过电流，就减少重叠周期的持续时间。如果续流二极管变成导通，那么就增加重叠周期的持续时间。基于此控制原理，优化了驱动的定时。
采用跨第二开关元件的电压作为用于控制的测量值。根据第一方案，采用电压波动来确定是否发生冲击通过电流或续流二极管的导通。例如，通过确定在切换间隔中的此电压的绝对最小值这成为可能。在关断第二开关元件之后，就会发生此最小值。如果续流二极管导通，那么电压就在一定时间下下降至它的正向电压。如果发生冲击通过电流，在关断之后，电压极性就立即改变。在优选控制机构中，这就能够以非常简单的方式来进行考虑，其中设置定时例如重叠周期，以致其自身设置的电压最小值就假定为开关元件的正向电压和续流二极管的正向电压之间的值。因为电压的测量关系到检测绝对最小值，因此最小值电压的测量就异常简单。为了测量这种峰值，本领域普通技术人员可以利用已知的方法，测量不必限于在切换周期的很窄的时间范围。
根据可替换的方案，考虑了在关断第二开关元件之后产生并由开关电容的电荷切换引起的振荡。在不发生冲击通过电流或二极管导通的情况下，这种渐消失的振荡的幅度最小。优选地，测量此振荡的第一峰值，它也是在开关周期期间的电压的绝对最大值。通过控制重叠周期以使峰值最小，就能够实现根据本发明目的的控制。同样在此情况下，采用简单方式就可以测量电压峰值。
当测量开关元件上的电压时，可能出现外壳之外的测量精度受到影响，例如通过外壳电感。因此，提出了一种开关元件的再一个实施例，其中提供一个或多个附加用于测量的线。虽然主要电流通过可用的连接线，以致例如在焊接线处产生的电感就已经具有明显的效果，测量线只作为确定电压，例如在MOSFET的情况下，跨漏极-源极路径的电压。当测量电压时，流过测量线的电流如此小，以致测量结果只是可忽略错误。
根据本发明的另一个实施例，控制定时，即例如重叠周期的持续时间，以便至少在第一开关周期内，根据其用于第一开关周期之后的下一个开关周期而设置重叠周期的持续时间，进行转换器电路的电量的测量。结果，同样在高频下，就存在足够的用于设置定时的时间。在这种连接关系下，对于第二开关周期就不必直接在第一开关周期之后进行，代替地，它还可以是在下一个周期之后的开关周期，或者随后的开关周期之一。优选地，为了设置开关周期的定时，估算多个在前开关周期的测量值。
当根据本发明的转换器电路开始操作时，优选首先观测关断第二开关元件和接通第一元件之间的死区时间。如上所述，由于关键是正确定时，因此确保在非临界范围下最初开始操作，尽管伴随着初始稍微大的损失。通过根据本发明的控制，改变第一和第二开关元件的开关定时以便连续减小初始设置的死区时间，直到最终获得最佳值，此时如果必要，甚至可设置重叠周期。
根据本发明的另一个实施例，提供当从第二开关元件切换为第一开关元件时首先驱动第一开关元件，以使流过第一开关元件的电流限制为最大值。在MOSFET的情况下，通过在降低了栅极电压下进行驱动，就获得了此目的。由此设定的最大电流值超过转换器电路的额定输出电流。这里，例如，就能够在稍微超过额定电流的范围下获得各数值，例如额定电流的大约1.2倍。还能够设置非常高的最大值，例如大约等于或超过额定输出电流的2倍的值。应当将最大值选择为在正常操作期间由此获得的电流限制不产生任何影响，因为这伴随着高损耗。
附图说明
从以下描述的各实施例中，本发明的这些和其它方面将变得清楚，并且将参照以下描述的各实施例来说明本发明的这些和其它方面。在附图中：
图1a示出了同步降压转换器的基本布线图；
图1b示出了同步升压转换器的基本布线图；
图1c示出了同步降压-升压转换器的基本开关图；
图1d示出了同步上下(up/down)转换器的基本布线图；
图2示出了图1a中所示的降压转换器的实施例的布线图；
图3示出了示意性图以便说明在具有死区时间的驱动下图2的电路的电流和电压的波动(根据现有技术)；
图4示出了示意性图以便说明在具有理想的重叠时间的驱动下图2中所示的电路的电流和电压的波动；
图5示出了放大比例下的图4的第二种转换；
图6示出了示意性图以便说明在具有太长的重叠周期并存在冲击通过电流进行驱动下图2中所示的电路的电流和电压的波动；
图7示出了说明在图2中所示的第二开关元件上施加的电压波动的示意性图；
图8示出了示意性图以便说明图1中所示的电路的电流和电压波动，其中在较低的栅极电压下进行驱动；
图9示出了示意性图以便说明图1中所示的电路的电流和电压波动，其中在较低的栅极电压且限制了电流中冲击的情况下进行驱动。
优选实施例
图1a-1d示出了根据已知的布局的转换器电路：降压转换器(图1a)、升压转换器(图1b)、降压-升压转换器(图1c)和上下转换器(图1d)。每个转换器电路10都将输入电压Vi转换为输出的输出电压Vo。每个转换器电路10都包括第一开关元件T1、第二开关元件T2和电感元件L。续流二极管D2是用于通过电感元件L的电流的续流通路的一部分。在图1a-1d中与续流二极管D2并联排列的第二开关元件T2作为同步整流器，即它们与D2同步，由此为了避免由于较大的正向电压所产生的损耗，如果在不存在T2的情况下二极管D2导通则它们也导通。。
实际上，理想表示为图1a-1d中的开关的T1、T2通常由MOSFET形成，其中通过施加栅极电压来切换源漏结。在此情况下，通常二极管D2不是分立元件，而采用MOSFET的内部体二极管。
此后，将参照同步降压转换器布局更加详细地解释本发明的示例性实施例。图1a中所示的同步降压转换器包括第一开关元件T1(控制开关)和第二开关元件T2(同步开关)，第一开关元件T1和第二开关元件T2以半桥电路12的形式连接到输入电压Vi。电感L连接到电桥13的中点，输出Vo位于所述电感之后。平滑电容器Co并联到输出。连接到输出的负载(未示出)并联于Co延伸。本领域普通技术人员已知在连续操作模式下的图1a的降压转换器的作用。用电压脉冲例如脉冲宽度调制的电压来驱动开关T1、T2，以致相对于输入电压Vs降低所获得的输出电压Vo，通过驱动开关(例如脉冲占空比)就可以控制输出电压。
图2示出了图1中所示的布局的实施例的转换器电路20。将T1、T2举例为MOSFET，由驱动电路22、24驱动每个MOSFET的栅极连接点。控制器26驱动驱动器22、24。控制器26还连接到电桥中点13并接地，以致能够检测跨第二开关元件的电压VT2。续流二极管D2是开关T2的内部体二极管(源漏)，因此在图2中D2不是分开的。此外，开关T1、T2具有寄生开关电容(未示出)。
图3是在开关周期T之内的电路20的电量相对于时间的波动的定性表示。VG1表示第一开关元件T1处的栅极电压，并且VG2表示第二开关元件T2处的栅极电压。在图3中，通过第一开关元件的电流IT1、通过第二开关元件的电流IT2和通过续流二极管D2的ID2相对于时间的波动只对应于用于示出这些数量的基本波动的定性表示。由于多个寄生效应，因此实际电路中测量的波动可以不同。
如图3中所示，用电压脉冲例如脉冲宽度调制的电压来驱动开关T1、T2。由控制26处的输入信号来建立相对于时间(频率，脉冲占空比)的波动，例如以便按照已知的方式来控制输出电压Vo。图3示出了连续开关周期T之一，开关周期首先展示其中开关T1开通即导通的范围。在此情况下，电流IL作为IT1流动通过第一开关元件T1。以第一死区时间Δt1进行从T1到T2的切换，在这个过程中，首先T1关断，然后在第一死区时间Δt1的末尾接通T2。当通过电感L的电流IL不突然降低时，在第一死区时间间隔Δt1内，续流二极管D2就变成了在第二开关元件T2处导通。接通T2之后，T2接过电流IL作为IT2，以致通过二极管的电流ID2就再次减少到零。在所示出的布局中，从T1到T2的此第一次开关转换是一种“软”开关转换，其中在T2导通的同时不对它的开关电容进行充电。
对于本发明，现在将考虑从T2到T1的第二次开关处理。关于根据现有技术(图3)的驱动，总是设置第二死区时间Δt2，在这种情况下，首先第二开关T2关断且除非在死区时间Δt2结束之后第一开关才导通。第二次开关转换是一种“硬”开关转换，其中当它的开关电容充电为大约Vi的时间点导通T1。在死区时间期间，电流IL再次流过续流二极管D2。然而，在导通T1之后，二极管D2就在反方向上工作。在反向恢复时间期间，由此就会产生通过续流二极管D2的反向电流(反向恢复)，在短时间周期下，所述续流二极管就在反方向上导通。在图3(？)中，将通过二极管D2的此反向电流表示为“RR”。然而，在此图中，为了清楚，放大了此反向恢复电流的幅度以及持续时间。因为示出通过第一开关元件的电流IT1的波动，反向恢复电流就会导致IT1明显地均匀增加。这就会导致每个开关周期内的主要的损失。
图4示出了根据本发明的第一实施例的驱动。利用此驱动，就按照第二开关转换的特定方式来驱动图2中所示的降压转换器20，即在从第二开关元件T2切换到第一开关元件T1时。
如图4中所示，当根据本发明的第一实施例来进行驱动时，不提供第二死区时间Δt2。可替代地，以这样的方式在短重叠周期Δtoverlap内操作半桥电路12，即T1和T2都导通。如图4中所示，这就会理想地导致从IT2到IT1的电流IL的换向。如果在此情况下IT1增加的程度等于IT2减小的程度，那么，在图4中所示的理想情况下，二极管D2就不会开始导通，以致在第二开关转换期间电流ID2就维持为零。
在图5中，用放大的时间比例示出了图4的第二开关转换。此图的目的是定性表示示出的波动量。所述简单定性表示为了给出更好的理解。在图4和图5中所示的说明中，例如，忽略开关T1、T2的开关电容的电荷切换。事实上，T1必须在短的、额外的时间周期内承载电流，以便获得开关电容的电荷切换。
重叠时间Δtoverlap包括其中开关T1、T2同时导通的范围，即相应的栅极电压VG1、VG2超过MOSFET的阈值电压Vthr。在具体的实施例中，重叠时间Δtoverlap将非常短，例如几纳秒。
在图5中，导通第一开关元件时的栅极电压VG1和VG2的波动显示了这些电压的可能波动。实际波动依赖于多种因素(例如，栅极-源极电容，驱动器模块的性能，等等)且可以不同。类似地，栅极电压下的两个开关的漏极-源极路径的电感的依赖性是高度非线性的。在此，每个栅极电压的波动不是决定性的；重要的是电流IT2、IT1的波动。理想地，如图5中所示，可以发现在不用将二极管D2变成导通的情况下从IT2到IT1进行理想转换的定时。
利用根据本发明第一实施例的驱动，精确定时是决定性的。如果从T2到T1的切换之间的时间间隔太长，即如果将死区时间Δt2选择得太长或将重叠周期Δtoverlap选择得太短，那么，就如图3中所示，二极管D2就会变成导通，随后就会产生与损失相关的反向恢复电流。另一方面，如果将重叠周期Δtoverlap选择得太长，那么两个开关T1、T2的同时导通就会导致冲击通过电流，其中电流作为从输入Vi直接通过开关T1、T2(冲击通过电流)的短路电流流动。图6示出了这种情况。在此选择的较长的重叠周期Δtoverlap导致了通过第二开关元件T2的负电流IT2。随着通过第一开关元件T1的主要增加的电流IT1以镜向对称方式出现相关峰值。这种冲击通过电流就会导致非常高的损失，并且会导致开关元件T1、T2的损坏。
因此，在具体实施例中，因为行为依赖于许多因素例如元件性能而且依赖于操作状态，因此就非常难于预先确定并设置最佳定时(图5)。因此，为了获得最佳可能定时，以便确保如图4和图5中所示的从IT1产生到IT2的转换，采用控制器26控制T1和T2的切换定时。控制器26以此方式设置每个切换周期T的定时，即一方面消除二极管D2的导通和随后的反向电流，并且另一方面还消除了冲击通过电流。如果出现冲击通过电流，则所述控制就提供更迟的T1的导通，即减少了Δtoverlap。如果在从第二开关元件T2到第一开关元件T1的切换时检测到二极管D2的导通，那么就尽早导通T1，即增加Δtoverlap。
通过考虑跨第二开关元件T2的电压UT2，就可以确定在一方面的二极管导通和另一方面的冲击通过电流的上述情况之间的差异。为此，控制器26包括适当的输入。在图7中，示出了在关断第二开关元件T2之后电压VT2的波动。示出了相对于时间A、B和C的三个波动，B是在出现冲击通过电流时的VT2的波动，C是在二极管导通的情况下的电压波动，并且A是所针对的波动，由此消除了二极管导通和冲击通过电流。图7的表示仅是一种纯定性方法，目的是要提供一种对相关关系的基本解释说明。
当T2导通时，电压VT2具有对应于开关元件T2的正向电压的小的负值，即例如在MOSFET情况下的大约-0.1V。关于曲线C，二极管D2在关断T2之后就开始导通。结果，电压T2就降低至二极管D2的正向电压，例如大约-0.7V，其稍微高于MOSFET的正向电压。在开关元件T1完全接过电流I1之后，阻塞二极管D2并且电压VT2增加。结果，就对T2的开关电容充电，其就导致图7中所示的VT2的衰减振荡(T2的开关电容与连续可用寄生电感形成串联谐振电路)。由于振荡衰减，第一最大 就成为电压的最大值。在二极管D2的导通期间，此最大值太高。在曲线C的情况下，没有电压VT2的最小值和最大值，因此，就获得了对应于二极管D2的负正向电压的Vmin，C，并获得相对高的电压最大值
在具有太长的重叠周期Δtoverlap和由此所导致的冲击通过电流的情况下，电压VT2就大致如曲线B所示改变。从开关T2的负正向电压开始，电压快速提高而没有在前下降。这里，还会产生电压VT2的衰减振荡。也在此情况下，第一最大值
Figure A0382217700143
的高度依赖于当产生T2的关断时流动的电流IT2。由于该电流相当于冲击通过电流，因此当产生这种电流时，很清楚 就非常高。由此，曲线B的特征在于电压最小值Vmin，B和高压最大值 电压最小值Vmin，B对应于T2的正向电压。
由曲线A来表示将利用控制来实现针对VT2的波动。从初始稍微负值(T2的正向电压)开始，VT2就不会在关断T2之后立即上升(这就应当表示为冲击通过电流)，而是稍微降低至数值Vmin，A。由此，VT2就上升，同时也会在此情况下产生衰减振荡。它的幅度以及由此的第一最大值
Figure A0382217700146
就基本上小于在情况B(冲击通过电流)和C(二极管导通)下的数值。因此，关于最小值和最大值，曲线A的特征在于小
Figure A0382217700147
和Vmin， A，且Vmin，A处于T2的正向电压和二极管D2的正向电压之间。在控制26的第一实施例中，测量在关断T2之后自身调整的电压VT2的最大值。设计该控制，以致将值 控制为最小值，例如其对应于图7中的曲线A。利用此控制考虑的问题是在增加值
Figure A0382217700149
的情况下，就不能够容易地确定是否这会有利于太快的定时(冲击通过电流，曲线B)或太慢的定时(二极管导通，曲线C)。然而，通过接近总是来自一侧的最佳定时( 的最小值)，提出此问题。因此，如图2中所示，例如，定时就初始开始于死区时间Δt2。逐渐地减少所述死区时间，直至
Figure A0382217700152
达到最小值。
在第二优选实施例中，关于自身调整的最小值，考虑关断T2之后
Figure A0382217700153
的电压波动。当结合图7进行解释时，曲线A、B和C清楚地利用关断T2之后所获得的VT2的最小值来区分。控制的目的是将VT2的最小值调整为固定值Vmin，A，该Vmin，A处于D2的正向电压(Vmin，C)和T2的正向电压(Vmin，B)之间。如果使用MOSFET，那么控制就针对Vmin，A的预定值，例如-0.3V。如果获得的VT2min值高于所述值(表示冲击通过电流)，那么就改变定时，以致更迟地导通T1。如果获得了低于所述预定值的VT2min值(表示二极管导通)，那么就改变定时，以致更早地导通T1。
以上所示的控制26的两个实施例仅作为实例。一方面，可以按照不同方式来观测作为图7中定性表示的电压VT2的波动，以便确定是否产生冲击通过电流或二极管导通。另一方面，还可以检测出电路10的其它电量，例如电流IT2，并且可以从由此获得的数据中绘制出有关此行为的结论。可选择地，可以结合上述用于评估曲线VT2的波动的原则来形成可靠的判断。
当实施具体控制时，在已经导通控制器26之后，初始操作控制器26，以致产生具有死区时间(图3)的驱动操作。在每个开关周期T内，由此将观测的电路20的电量表示为如上所述。基于在一个或多个开关周期中的所述观测，利用如上所述的控制，设置用于在随后(或随后的开关周期之一)开关周期内进行定时的特定值。在导通之后，从初始基本的死区时间开始，这就会导致所述死区时间的减少，直至获得所需的结果，即从T2到T1的直接转换的最佳定时。在负持续时间的死区时间范围内，就可能适当地获得此控制结果，即短的重叠周期Δtoverlap越来越多地控制定时，由此操作条件的改变例如负载改变就能够触发快速反应。
在本发明的第三实施例中，在已降低的栅极电压下进行导通之后，在保护周期内驱动第一开关元件T1。通过在适合的已降低的栅极电压下进行驱动，就可以将流过MOSFET的电流限制为最大值。然而，如果此限制变成了激活，即如果没有低的栅极电压，那么在MOSFET中就会有比对应于最大值的电流更大的电流流动，就会产生增加的电压降和相应的高功耗。因此，对于本发明的第三实施例，就提出在栅极电压下进行驱动，以致在额定操作期间，所获得的通过第一开关元件T1的最大电流高于流过Ti的电流INenn。因此，这种类型的驱动用于限制结合冲击通过电流产生的增加的电流IT1。
图8定性地示出了相应的驱动。对于短时间周期Δtp，其包含T1的导通瞬时，不用将第一开关元件T1中的栅极电压VG1设置为最大值，而是仅仅设置为已降低的值VG1，p。由于将此值VG1，p选择为高以致不会影响电流IT2，电流IT2最大达到额定电流INenn且低于由其规定的阈值IT1，p，改变的驱动就不会影响图8中所示的正常操作。
然而，如果如图9中所示的较长重叠周期Δtoverlp导致实质上的冲击通过电流，那么就将此冲击通过电流限制为最大值IT1，p，最大值IT1， p由已降低的栅极电压UG1，p规定。结果，就会产生T1中的主要损失。然而，由对应的过电流所引起的破坏的危险就不再存在了。
指定IT1，p值使得此限定几乎不可能变成激活。例如，就可以将IT1， p设置为转换器电路的输出侧的额定电流INenn的2倍。在此情况下，在由于例如负载改变或其它影响，如上所述的控制就不能有效消除过电流的情况下，根据第三实施例的驱动用作保护机构，保护电路不受损坏。
然而，例如，还能够将更低的IT1，p值设置为额定电流INenn的大约1.2至1.5倍。这就可能除了保护不受过电流损坏之外，还可能例如降低VT2振荡的幅度并由此降低电磁干扰的发射。
参照同步降压转换器解释了本发明的如上所述的实施例。然而，按照在其它转换器布局(图1b-1d)以任何所需的组合，还可应用驱动模式、控制方法和电流限制。在所有布局中，设置开关的驱动的控制器26一方面能够以已知方式控制输出电压，另一方面还能够设置开关的定时(？)，以致使开关损失最小化。

Claims (11)

1.一种转换器电路，包括：
至少第一开关元件(T1)、第二开关元件(T2)和电感元件(L)，
其中提供控制器件(26)以便交替切换开关元件(T1、T2)，使得电流(IL)流过该电感元件(L)，并且
其中至少在该第二开关元件(T2)处设置有续流二极管(D2)，在关断该第一开关元件(T1)之后，该续流二极管(D2)能够导通流过该电感元件(L)的电流，
其中通过确定是出现冲击通过电流还是续流二极管导通(D2)，该控制器件(26)控制在从该第二开关元件(T2)向该第一开关元件(T1)进行切换时驱动开关元件(T1、T2)的定时，
其中在冲击通过电流的情况下，改变该驱动使得相对于该第二开关元件(T2)关断的时刻更迟地接通该第一开关元件(T1)，并且
如果该续流二极管(D2)导通，那么就改变该驱动使得相对于该第二开关元件(T2)关断的时刻更早地接通该第一开关元件(T1)。
2.根据权利要求1的转换器电路，其中
驱动开关元件(T1、T2)，以致它们在重叠周期(Δtoverlap)期间同时导通，并且
其中控制器件(26)控制重叠周期(Δtoverlap)的持续时间，其中确定是出现冲击通过电流还是该续流二极管导通(D2)，
其中在冲击通过电流的情况下，减少该重叠周期的持续时间，
并且如果续流二极管(D2)导通，则增加该重叠周期的持续时间。
3.根据前述任何一项权利要求的转换器电路，其中
该控制器件(26)包括用于测量该第二开关元件(T2)上的电压(VT2)的装置，至少在关断该第二开关元件(T2)之后对该电压(VT2)进行观测，
并且利用电压波动，来确定是发生冲击通过电流还是该续流二极管(D2)导通。
4.根据权利要求3的转换器电路，其中
该第二开关元件(T2)是处于外壳中的MOSFET，
其中从该外壳将至少用于漏极、源极和栅极的导线连接到外部，
其中设置一个或多个附加测量线，用于确定漏极和源极之间的电压(VT2)。
5.根据权利要求3或4的转换器电路，其中
确定在关断该第二开关元件(T2)之后获得的振荡电压的峰值
Figure A038221770003C1
并且设置驱动该开关元件(T1、T2)的定时，以使所述峰值
Figure A038221770003C2
最小化。
6.根据权利要求3或4的转换器电路，其中
确定该第二开关元件(T2)上的电压(VT2)的最小值，
并且设置驱动该开关元件(T1、T2)的定时，以使该最小值位于该第二开关元件(T2)的正向电压和该续流二极管(D2)的正向电压之间。
7.根据前述任何一项权利要求的转换器电路，其中
该控制器件包括用于测量该转换器电路(12)的至少一种电量(VT2)的装置，
在至少第一切换周期(T)期间，至少进行一种测量，
并且利用所述测量设置在第二切换周期内驱动开关元件(T1、T2)的定时。
8.根据前述任何一项权利要求的转换器电路，其中
在操作的开始，在从该第二开关元件向第一开关元件切换时，在该第二开关元件(T2)的关断和该第一开关元件(T1)的接通之间设置死区时间。
9.根据前述任何一项权利要求的转换器电路，其中
在从该第二开关元件(T2)向该第一开关元件(T1)切换时，
以此方式来驱动该第一开关元件(T1)，即对于至少持续到关断该第二开关元件(T2)的保护周期，通过该第一开关元件(T1)的电流不超过阈值(IT1，max)，
该阈值(IT1，max)大于该转换器电路的额定输出电流。
10.一种用于前述任何一项权利要求的转换器电路的驱动器件，包括：
用于交替驱动至少第一开关元件(T1)和第二开关元件(T2)的器件，以及
用于确定是发生冲击通过电流还是续流二极管(D2)导通的器件，
控制在从该第二开关元件(T2)向该第一开关元件(T1)进行切换时驱动开关元件(T1、T2)的定时，以致在冲击通过电流的情况下，改变该驱动以便相对于该第二开关元件(T2)关断的时刻更迟地接通该第一开关元件(T1)，并且如果该续流二极管(D2)导通，则改变该驱动以便相对于该第二开关元件(T2)关断的时刻更早地接通该第一开关元件(T1)。
11.一种用于转换器电路的驱动方法，该转换器电路包括具有第一和第二开关元件(T1、T2)的至少一个半桥电路(12)，其中至少在该第二开关元件(T2)处设置有续流二极管(D2)，其中
控制在从该第二开关元件(T2)向该第一开关元件(T1)进行切换时切换该开关元件(T1、T2)的定时，
其中确定是该续流二极管(D2)导通还是发生冲击通过电流，
其中在冲击通过电流的情况下，相对于该第二开关元件(T2)关断的时刻更迟地接通该第一开关元件(T1)，
并且如果该续流二极管(D2)导通，则相对于该第二开关元件(T2)关断的时刻更早地接通该第一开关元件(T1)。
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