CN108696106B - 开关元件驱动装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供兼顾了开关元件的低损耗化和对于在开关时VB‑VS间电压瞬间地下降的现象的对策的开关元件驱动装置。栅极驱动能力确定部(15)的驱动能力改变电路(26)在从上臂驱动电路(16)接收到将MOS晶体管(11)接通的栅极驱动信号时，以高的驱动能力驱动MOS晶体管(11)，降低开关损耗。由此流通的MOS晶体管的输出电流由输出电流检测电路(21)检测，并由比较器(24)与样本保持电路(23)所保持的前次开关时的MOS晶体管的输出电流进行比较。在本次所检测的输出电流达到了前次的输出电流时，驱动能力改变电路(26)以低的驱动能力驱动MOS晶体管，抑制下臂的续流二极管(14)的反向恢复电流的变化。

Description

开关元件驱动装置
技术领域
本发明涉及开关元件驱动装置，尤其涉及能够应用于马达驱动用逆变器和/或DC-DC变换器等电力变换用半导体功率模块的开关元件驱动装置。
背景技术
在三相马达驱动用逆变器中，使用将串联连接的三对开关元件并联接线而构成的功率模块。在这样的功率模块中，内置有对构成上臂的开关元件进行驱动的上臂的驱动IC(Integrated Circuit，集成电路)及对构成下臂的开关元件进行驱动的下臂的驱动IC。各驱动IC具有过电流保护、过热检测及低电压保护的功能，这样的功率模块构成IPM(Intelligent Power Module，智能功率模块)。
图11是例示功率模块的一相部分的逆变电路的电路图，图12是表示上臂的开关元件接通时的工作波形的图。
在图11所示的功率模块100中，上臂的开关元件是N沟道的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)(以下，称为MOS晶体管)101，下臂的开关元件是N沟道的MOSFET 102。上臂的MOS晶体管101反向并联地连接有续流二极管103，下臂的MOS晶体管102反向并联地连接有续流二极管104。续流二极管103、104是内置于MOS晶体管101、102的体二极管(寄生二极管)。
上臂的MOS晶体管101的漏极连接于功率模块100的正极端子P，该正极端子P连接于直流电源Vdc及平滑用电容器C的正极端子。MOS晶体管101的源极连接于下臂的MOS晶体管102的漏极及功率模块100的输出端子OUT。输出端子OUT连接于构成马达的某相的线圈L的一个端子。线圈L的另一个端子连接于功率模块100的负极端子N。下臂的MOS晶体管102的源极连接于功率模块100的负极端子N，该负极端子N连接于直流电源Vdc及平滑用电容器C的负极端子。
上臂的MOS晶体管101通过集成化的上臂驱动电路105而被驱动。上臂驱动电路105具有输入端子IN1、电源端子VccH、共用接地端子COM1、上臂基准电压端子VS、输出端子OH及上臂电源端子VB。上臂驱动电路105的输入端子IN1连接于功率模块100的上臂输入端子INH。上臂驱动电路105的电源端子VccH连接于直流控制电源Vcc的正极端子，共用接地端子COM1连接于直流控制电源Vcc的负极端子及功率模块100的负极端子N。上臂驱动电路105的上臂基准电压端子VS连接于MOS晶体管101的源极及功率模块100的输出端子OUT，输出端子OH连接于MOS晶体管101的栅极。上臂驱动电路105的上臂电源端子VB连接于自举电容器Cb的一个端子，自举电容器Cb的另一个端子连接于上臂基准电压端子VS。上臂电源端子VB又经由自举电阻Rb及自举二极管Db连接于直流控制电源Vcc的正极端子。自举电容器Cb、自举电阻Rb及自举二极管Db构成向上臂的上臂驱动电路105供给电源的自举电路。
下臂的MOS晶体管102通过集成化的下臂驱动电路106而被驱动。下臂驱动电路106具有输入端子IN2、电源端子VccL、共用接地端子COM2及输出端子OL。下臂驱动电路106的输入端子IN2连接于功率模块100的下臂输入端子INL。下臂驱动电路106的电源端子VccL连接于直流控制电源Vcc的正极端子，共用接地端子COM2连接于直流控制电源Vcc的负极端子及功率模块100的负极端子N。下臂驱动电路106的输出端子OL连接于MOS晶体管102的栅极。
应予说明，上臂驱动电路105及下臂驱动电路106分别具有检测过电流而停止开关动作的过电流保护功能、检测过热状态而停止开关动作的过热检测功能及检测电源电压的下降而停止开关动作的低电压保护功能。
在以上构成的功率模块100中，上臂驱动电路105及下臂驱动电路106从前级的处理器接收导通、截止信号而将MOS晶体管101、102接通、关断。此外，上臂驱动电路105及下臂驱动电路106由相同构成的半导体集成电路实现。
在此，对上臂驱动电路105将MOS晶体管101从关断状态接通且下臂驱动电路106将MOS晶体管102从接通状态关断的情况进行说明。
首先，上臂的MOS晶体管101关断，在下臂的MOS晶体管102处于接通的状态时，上臂基准电压端子VS连接于直流控制电源Vcc的负极端子。因此，向自举电容器Cb充电到如下电压，即该电压是从直流控制电源Vcc的电压减去自举电阻Rb的电压降及自举二极管Db的正方向电压而得到电压。
最初，上臂的MOS晶体管101保持关断，使下臂的MOS晶体管102关断。这是为了防止如下现象，即该现象是若同时切换上臂的MOS晶体管101与下臂的MOS晶体管102的导通、截止，则有时在MOS晶体管101和MOS晶体管102会流通贯通电流。若下臂的MOS晶体管102关断，则使得要流至MOS晶体管102的电流转流至下臂的续流二极管104，从而从下臂的续流二极管104向线圈L供给电流。这是图12的初始状态。应予说明，图12所示的下臂二极管电流IF以图11的虚线箭头的朝向为正。
若在该状态下上臂的MOS晶体管101接通，则上臂基准电压端子VS连接于直流电源Vdc的正极端子而下臂的续流二极管104被反向偏置。由此，上臂基准电压端子VS从功率模块100的负极端子N切断，上臂驱动电路105从自举电容器Cb被供给电源。此外，形成从直流电源Vdc的正极端子经由MOS晶体管101及线圈L而向直流电源Vdc的负极端子流通电流的电路，如图12所示，MOS晶体管101的漏极电流ID增大。伴随于此，MOS晶体管101的漏极-源极间电压VDS减小，相反未图示的MOS晶体管102的漏极-源极间电压VDS上升而使得续流二极管104被反向偏置。在MOS晶体管101的接通动作刚刚开始后，还从下臂的续流二极管104向线圈L流通电流IF，但是随着续流二极管104的反向偏置电压增大，流通于该续流二极管104的电流IF减小。
在续流二极管104中流通的电流IF的减小并不在电流IF成为零的时刻结束，而是由于反向恢复电流开始流通，电流IF到达负(电流的朝向与图11的虚线箭头相反)的区域。应予说明，反向恢复电流是用于使二极管的PN结部的电荷平衡从正方向电压施加于二极管而稳定的状态变化为反方向电压施加于二极管的状态的电流，其电流的朝向与正方向电流相反。反向恢复电流若达到峰值则其后迅速地减小而成为稳定状态的零。图12的表示为+di/dt的粗线部分是反向恢复电流迅速地减小的区域。
在反向恢复电流迅速地减小的该区域，如图12所示，观察到了下述现象：成为上臂驱动电路105的电源电压的VB-VS间电压瞬间地下降而低电压保护功能进行工作，将功率模块100的开关动作停止。开关动作越高速地进行，该现象表现得越明显。
关于VB-VS间电压瞬间地下降的机理，发明人如下考虑。首先，由于反向恢复电流急剧地减小，所以流通下臂的布线电感的电流的变化率变得非常大而在布线电感产生电动势，从而以共用接地端子COM1为基准的上臂基准电压端子VS的电位急剧地变化。并且/或者，在该区域因反向恢复电流引起的续流二极管的结电容的充电电压急剧上升，从而上臂基准电压端子VS的电位急剧地变化。
在此，如果自举电容器Cb单独存在，则不会有上臂电源端子VB的电位的变化量变得与上臂基准电压端子VS的变化量相同而VB-VS间电压下降的情形。但是，实际上，共用接地端子COM1与上臂电源端子VB在上臂驱动电路105的内部由寄生二极管连接。即，由于上臂驱动电路105由半导体集成电路构成，所以在共用接地端子COM1与上臂电源端子VB之间存在各种PN结部即二极管。此外，对于二极管，必然地付随有结电容。在图11中，作为这些二极管和结电容的代表，由一个二极管107和结电容108表示。即，认为：由于上臂电源端子VB经由各种电容连接于共用接地端子COM1而上臂基准电压端子VS的电位的变化越快则该变化越容易传递到这些电容，所以上臂电源端子VB的电位的变化量与上臂基准电压端子VS的变化量不同。
已知有对这样的急剧的+di/dt的变化进行抑制的技术(例如，参照专利文献1)。该专利文献1中记载的技术使用了IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)作为开关元件，但是记载了对于相同的课题的一种解决方法。即，根据该专利文献1，将IGBT的栅极驱动电阻设定为第一电阻值而使IGBT导通，在栅极电压达到了IGBT的主电流开始流通的阈值的时刻将栅极驱动电阻切换为大于第一电阻值的第二电阻值。由此，IGBT的集电极·发射极间电压的下降倾斜度变小，且IGBT的集电极电流呈现峰值电流后减小时的负的绝对值降低。其结果，使得进行了截止动作的IGBT的续流二极管中的反向恢复电流的变化率得到缓和，抑制对IGBT进行驱动的电源电压的下降。
[现有技术文献]
[专利文献]
专利文献1：日本特开2013-223265号公报
发明内容
技术问题
在专利文献1所记载的技术中，根据栅极电压或源极-漏极间电压来判断流通于开关元件的电流而改变栅极驱动能力，而使得不产生过大的di/dt。但是，还有其他决定流通于开关元件的电流的参数，在该参数不同的情况下，仅根据栅极电压或源极-漏极间电压，无法准确地检测流通于开关元件的电流。
此外，专利文献1没有关于上述VB-VS间电压瞬间地下降的现象的记载。为了应对该现象，需要抑制VB-VS间电压下降的区域中的反向恢复电流的变化。另一方面，为了使开关损耗减小，需要尽量缩短开关时间而确保负载电流。为了兼顾两者，如后所述，使开关元件的电流迅速地上升直到流通于开关元件的电流达到所需的负载电流为止是有效的，并且在达到后抑制电流的增加也是有效的，但是专利文献1所记载的技术无法对其进行应对。
本发明是鉴于这样的方面而提出的，其目的在于提供兼顾了开关元件的低损耗化和对于VB-VS间电压瞬间地下降的现象的对策的开关元件驱动装置。
技术方案
在本发明中，为了解决上述问题，提供一种开关元件驱动装置，其驱动第一开关元件和第二开关元件，所述第一开关元件和所述第二开关元件构成半桥的上臂部及下臂部，并且分别具有第一续流二极管和第二续流二极管。该开关元件驱动装置具备：上臂驱动电路，其输出用于驱动第一开关元件的第一驱动信号；下臂驱动电路，其输出用于驱动第二开关元件的第二驱动信号；以及驱动能力确定部，在使第一开关元件接通时，初始将第一驱动信号设定为高的驱动能力，在检测到第二开关元件的第二续流二极管的反向恢复电流时，将第一驱动信号改变为低的驱动能力。
技术效果
上述结构的开关元件驱动装置通过在将上臂的开关元件接通时提高驱动能力来降低开关损耗。此外，通过在反向恢复电流流通于下臂的续流二极管之前降低上臂的开关元件的驱动能力，来缓和反向恢复电流的变化率，降低噪音。
附图说明
图1是例示第一实施方式的功率模块的一相部分的逆变电路的电路图。
图2是表示第一实施方式的功率模块的工作概要的时序图。
图3是表示MOS晶体管及输出电流检测电路的一例的图。
图4是表示样本保持电路的一例的图。
图5是表示驱动能力改变电路的一例的电路图。
图6是表示第一实施方式的功率模块的详细工作的时序图。
图7是表示第二实施方式的功率模块的栅极驱动能力确定部中的驱动能力改变电路的一例的电路图。
图8是例示第三实施方式的功率模块的一相部分的逆变电路的电路图。
图9是表示反向恢复电流检测电路的一例的电路图。
图10是表示第三实施方式的功率模块的详细工作的时序图。
图11是例示功率模块的一相部分的逆变电路的电路图。
图12是表示上臂的开关元件接通时的工作波形的图。
符号说明
10、10a功率模块，11、12MOS晶体管，11a主MOS晶体管，11b续流二极管，11c感测MOS晶体管，11d续流二极管，13、14续流二极管，15、15a栅极驱动能力确定部，16上臂驱动电路，17下臂驱动电路，21输出电流检测电路，21a电流检测电阻，22反相电路，23样本保持电路，24比较器，26、26a驱动能力改变电路，31电压跟随器，32传输门，33反相电路，34延迟电路，35电容器，36电压跟随器，41、42、43、44MOS晶体管，45反相电路，46、47恒定电流源，51反相电路，52、53传输门，54反相电路，61电流检测电路，62反向恢复电流检测电路，63电平转换电路，71比较器，R1、R2电流调整电阻，R11、R12电阻。
具体实施方式
以下，关于本发明的实施方式，参照附图详细地进行说明。应予说明，各实施方式在没有矛盾的范围内能够将多个实施方式部分地组合而进行实施。此外，在以下的说明中，端子名和该端子的电压、信号等使用相同的符号。
图1是例示第一实施方式的功率模块的一相部分的逆变电路的电路图，图2是表示第一实施方式的功率模块的工作概要的时序图。
第一实施方式的功率模块10在其输出级具有MOS晶体管11、12分别作为上臂的开关元件及下臂的开关元件。在上臂的MOS晶体管11内置有反向并联连接的续流二极管13，在下臂的MOS晶体管12内置有反向并联连接的续流二极管14。
上臂的MOS晶体管11的漏极连接于功率模块10的正极端子P，该正极端子P连接于未图示的直流电源的正极端子。MOS晶体管11的源极连接于下臂的MOS晶体管12的漏极及功率模块10的输出端子OUT，输出端子OUT连接于未图示的负载。下臂的MOS晶体管12的源极连接于功率模块10的负极端子N，该负极端子N连接于未图示的直流电源的负极端子。
上臂的MOS晶体管11经由栅极驱动能力确定部15通过上臂驱动电路16而被驱动。栅极驱动能力确定部15具有输出电流检测电路21、反相电路22、样本保持电路23、比较器24及驱动能力改变电路26。
栅极驱动能力确定部15的输出电流检测电路21具有输入端子，该输入端子输入与MOS晶体管11的输出电流成比例的后述的感测MOS晶体管的输出电流，输出电流检测电路21的输出端子连接于样本保持电路23的输入端子及比较器24的非反相输入端子。样本保持电路23的输出端子连接于比较器24的反相输入端子。样本保持电路23在其控制输入端子还连接有上臂驱动电路16的输出端子OH。比较器24的输出端子连接于驱动能力改变电路26的控制输入端子。驱动能力改变电路26的输入端子连接于反相电路22的输出端子，反相电路22的输入端子连接于上臂驱动电路16的输出端子OH。驱动能力改变电路26的输出端子连接于MOS晶体管11的栅极。比较器24是迟滞比较器，通过比较器24的输出来切换输入于反相输入端子的大小的信号。在此，大小的信号中的大的信号是上述样本保持电路23的输出，小的信号是通过未图示的分压电路对样本保持电路23的输出进行分压而得到的信号。
上臂驱动电路16具有输入端子IN1、电源端子VccH、共用接地端子COM1、上臂基准电压端子VS、输出端子OH及上臂电源端子VB。上臂驱动电路16的输入端子IN1连接于功率模块10的上臂输入端子INH。上臂驱动电路16的电源端子VccH连接于直流控制电源Vcc的正极端子，共用接地端子COM1连接于直流控制电源Vcc的负极端子及功率模块10的负极端子N。上臂驱动电路16的上臂基准电压端子VS连接于MOS晶体管11的源极。上臂驱动电路16的上臂电源端子VB连接于自举电容器Cb的一个端子，自举电容器Cb的另一个端子连接于上臂基准电压端子VS。上臂电源端子VB还经由自举电阻Rb及自举二极管Db连接于直流控制电源Vcc的正极端子。
下臂的MOS晶体管12通过集成化的下臂驱动电路17而被驱动。下臂驱动电路17具有输入端子IN2、电源端子VccL、共用接地端子COM2及输出端子OL。下臂驱动电路17的输入端子IN2连接于功率模块10的下臂输入端子INL。下臂驱动电路17的电源端子VccL连接于直流控制电源Vcc的正极端子。下臂驱动电路17的输出端子OL直接连接于MOS晶体管12的栅极。
在功率模块10的上臂中，上臂驱动电路16输出栅极驱动信号，MOS晶体管11通过该栅极驱动信号进行接通、关断。尤其是，在该第一实施方式的功率模块10中，根据前次接通时的上臂的电流值对MOS晶体管11接通时的栅极的驱动能力进行改变，以下，说明其详情。
首先，如图2所示，假定在时刻t0以前，上臂驱动电路16输出使MOS晶体管11导通的高(H)电平的栅极驱动信号。此时，在上臂的MOS晶体管11，流通驱动负载的上臂电流。
若在时刻t0输出将MOS晶体管11关断的低(L)电平的栅极驱动信号，则样本保持电路23在栅极驱动信号的下降沿的时刻对输出电流检测电路21检测到的即将关断之前的上臂电流进行采样并保持，并将其值输入到比较器24的反相输入端子。
接着，在上臂的MOS晶体管11开始开关(接通)的时刻t1，若栅极驱动信号成为H电平，则在该时刻MOS晶体管11开始接通动作。此时，由于没有上臂电流流通，所以比较器24输出L电平的信号，驱动能力改变电路26将MOS晶体管11的栅极驱动能力设为高的状态。由于在MOS晶体管11接通的时刻栅极驱动能力变高，所以上臂电流的上升变得急剧，MOS晶体管11的开关损耗降低。
此时，比较器24输入输出电流检测电路21检测到的上臂电流，并且输入样本保持电路23所保持的电流值作为阈值，对上臂电流与阈值进行比较。
在时刻t2，若比较器24检测到上臂电流超过了阈值，则驱动能力改变电路26将MOS晶体管11的栅极驱动能力改变为低的状态。在此，由于负载电流在一开关周期可看作几乎不发生变化，所以阈值的电流等于驱动负载的电流，其以上的电流成为续流二极管14的反向恢复电流。因而，所谓上臂电流在时刻t2超过了阈值是表示在时刻t2开始流通反向恢复电流。因此，在开始流通反向恢复电流的时刻t2，通过将MOS晶体管11的栅极驱动能力改变为低的状态，上臂电流的变化与图2中由虚线所示的以往的变化相比变得缓和，所以能够缓和下臂的续流二极管14的反向恢复电流的变化率及峰值而降低噪音。
由于负载电流在一开关周期期间可看作几乎不改变，所以由此，上臂电流急剧地上升直到上臂能够供给负载电流为止，而降低MOS晶体管11的开关损耗，并且抑制向与负载驱动无关的负载电流以上的电流变化，从而能够应对VB-VS间电压的下降。
接着，说明构成栅极驱动能力确定部15的构成要素的具体例。
图3是表示MOS晶体管及输出电流检测电路的一例的图。
在第一实施方式中，MOS晶体管11具有对主电流进行控制的主MOS晶体管11a及续流二极管11b、和检测该主MOS晶体管11a的电流的感测MOS晶体管11c及续流二极管11d(其器件尺寸大幅小于主MOS晶体管11a及续流二极管11b的器件尺寸)。在该MOS晶体管11中，主MOS晶体管11a及感测MOS晶体管11c的漏极及栅极分别共用，仅源极按主MOS晶体管11a及感测MOS晶体管11c分别独立地设置。主MOS晶体管11a、感测MOS晶体管11c、续流二极管11b及续流二极管11d的器件尺寸被调整，使得如果是相同条件则流通于主MOS晶体管11a及续流二极管11b的电流与流通于感测MOS晶体管11c及续流二极管11d的电流成比例，从感测MOS晶体管11c的源极输出与主电流成比例的感测信号。
输出电流检测电路21具备电流检测电阻21a。该电流检测电阻21a的一个端子连接于感测MOS晶体管11c的源极，电流检测电阻21a的另一个端子连接于主MOS晶体管11a的源极。电流检测电阻21a与感测MOS晶体管11c的源极的连接点连接于样本保持电路23的输入端子及比较器24的非反相输入端子。
由于MOS晶体管11的主MOS晶体管11a与感测MOS晶体管11c的栅极共用，所以两者的源极-栅极间电压始终相等，如上所述在感测MOS晶体管11c流通与在主MOS晶体管11a流通的电流成比例的电流。该感测MOS晶体管11c的电流ID1经由输出电流检测电路21流至上臂基准电压端子VS。此时，电流ID1通过输出电流检测电路21的电流检测电阻21a变换为电压信号，并作为电流检测信号从输出电流检测电路21输出。
图4是表示样本保持电路的一例的图。
样本保持电路23具有电压跟随器31，该电压跟随器31的输入端子连接于输出电流检测电路21的输出端子，该电压跟随器31的输出端子连接于传输门32的输入端子。在传输门32的逻辑反相门端子，连接有反相电路33的输出端子，在传输门32的另一个门端子，连接有反相电路33的输入端子及延迟电路34的输出端子。延迟电路34的输入端子连接于上臂驱动电路16的输出端子OH。
传输门32的输出端子连接于电容器35的一个端子，电容器35的另一个端子连接于上臂基准电压端子VS。传输门32的输出端子还连接于电压跟随器36的输入端子，电压跟随器36的输出端子连接于比较器24的反相输入端子。应予说明，传输门32也可以由其他的半导体开关构成。
在该样本保持电路23中，电压跟随器31始终输入由输出电流检测电路21检测到的电流检测信号，电压跟随器31将该电流检测信号供给于传输门32。
传输门32在延迟电路34的输出信号为L电平时被切断(OFF)，在延迟电路34的输出信号成为H电平时导通(ON)。延迟电路34在从上臂驱动电路16接收到L电平的栅极驱动信号时，无延迟地输出L电平的信号，在从上臂驱动电路16接收到H电平的栅极驱动信号时，在从接收到的时刻起经过预定时间后输出H电平的输出信号。该延迟电路34的延迟时间是比较器24对在前次MOS晶体管11的接通时保持于电容器35的输出电流值与在本次的MOS晶体管11接通时检测的输出电流值进行比较的期间。在经过该延迟时间后，传输门32导通而将由输出电流检测电路21检测到的电流检测信号供给到电容器35，电容器35实时地保持与输出电流值相当的电压。保持于电容器35的电压信号经由电压跟随器36作为表示成为比较基准的阈值的信号而供给于比较器24。
图5是表示驱动能力改变电路的一例的电路图。
驱动能力改变电路26具有N沟道的MOS晶体管41、P沟道的MOS晶体管42、43、44、反相电路45、恒定电流源46、47。MOS晶体管41及MOS晶体管42的栅极连接于反相电路22的输出端子，MOS晶体管41及MOS晶体管42的漏极连接至MOS晶体管11的栅极。MOS晶体管41的源极连接于上臂基准电压端子VS，MOS晶体管42的源极连接于MOS晶体管43、44的漏极。MOS晶体管43、44的源极分别连接于恒定电流源46、47的输出端子，恒定电流源46、47的输入端子连接于上臂电源端子VB。MOS晶体管43的栅极连接于反相电路45的输出端子，反相电路45的输入端子连接于MOS晶体管44的栅极及比较器24的输出端子。应予说明，恒定电流源46输出恒定的输出电流I1，恒定电流源47输出恒定的输出电流I2，输出电流I1被设定为比输出电流I2小的值。
在该驱动能力改变电路26中，MOS晶体管41、42是将栅极驱动信号传递给MOS晶体管11的栅极的信号传递电路，MOS晶体管43、44作为将输出电流I1、I2选择性地供给于信号传递电路的开关而发挥功能。
驱动能力改变电路26通过CMOS构成的MOS晶体管41、42对从反相电路22接收到的栅极驱动信号的反相信号再次进行逻辑反相而供给到MOS晶体管11的栅极。
即，在从上臂驱动电路16输出的栅极驱动信号为L电平时，该栅极驱动信号通过反相电路22成为H电平，并供给到MOS晶体管41、42的栅极。由此，由于MOS晶体管41接通，MOS晶体管42关断，所以向MOS晶体管11的栅极提供L电平的信号。
另一方面，在从上臂驱动电路16输出的栅极驱动信号为H电平时，该栅极驱动信号通过反相电路22成为L电平，并供给到MOS晶体管41、42的栅极。由此，由于MOS晶体管41关断且MOS晶体管42接通，所以向MOS晶体管11的栅极供给H电平的信号。此时，向MOS晶体管11的栅极供给恒定电流源46的输出电流I1或恒定电流源47的输出电流I2，但是由比较器24的输出信号来决定供给输出电流I1、I2中的哪一个。
例如，在比较器24的输出信号为L电平时，由于MOS晶体管43的开关成为截止且MOS晶体管44的开关成为导通，所以恒定电流源47的输出电流I2向MOS晶体管11的栅极供给。
另一方面，在比较器24的输出信号为H电平时，通过反相电路45被反相而在栅极输入L电平的信号的MOS晶体管43的开关成为导通，在栅极直接输入H电平的信号的MOS晶体管44的开关成为截止。此时，恒定电流源46的、电流值比输出电流I2低的输出电流I1经由MOS晶体管42供给至MOS晶体管11的栅极。
这样，在比较器24的输出信号为L电平时，接通时的MOS晶体管11被高的驱动能力进行驱动，在比较器24的输出信号为H电平时，接通时的MOS晶体管11被低的驱动能力进行驱动。
接着，说明具备以上的具体的构成例的栅极驱动能力确定部15的功率模块的工作。
图6是表示第一实施方式的功率模块的详细工作的时序图。在该图6中，从上方开始表示上臂的MOS晶体管11的栅极电压、栅极电流及漏极电流ID、比较器24的输出信号、上臂的MOS晶体管11的漏极-源极间电压VDS、上臂的驱动电位VB。
在此，在上臂驱动电路16输出将MOS晶体管11关断的L电平的栅极驱动信号时，样本保持电路23保持有MOS晶体管11最近关断时的输出电流值。
若上臂驱动电路16输出将MOS晶体管11接通的H电平的栅极驱动信号，则在接收到反相成为了L电平的栅极驱动信号的驱动能力改变电路26中，MOS晶体管42接通。此时，由于比较器24的输出信号为L电平，所以在驱动能力改变电路26中，MOS晶体管43关断并且MOS晶体管44接通，将输出电流I2供给到MOS晶体管42。由此，驱动能力改变电路26将比输出电流I1高的输出电流I2供给到MOS晶体管11的栅极。由此，MOS晶体管11的栅极电容以高的驱动能力被充电，栅极电压上升。
MOS晶体管11通过以栅极驱动能力高的状态进行驱动，漏极电流ID急剧地上升。通过漏极电流ID急剧地上升，MOS晶体管11的开关损耗降低。此外，与漏极电流ID的急剧的上升一起，MOS晶体管11的漏极-源极间电压VDS下降。
该漏极电流ID由输出电流检测电路21检测，在比较器24中与样本保持电路23所保持的输出电流值进行比较。若漏极电流ID达到所保持的输出电流值，则比较器24输出H电平的信号。由此，在驱动能力改变电路26中，MOS晶体管43接通并且MOS晶体管44关断，将输出电流I1供给到MOS晶体管42。由此，驱动能力改变电路26将比输出电流I2低的输出电流I1供给到MOS晶体管11的栅极。
因此，MOS晶体管11通过以栅极驱动能力低的状态进行驱动，漏极电流ID的上升减缓，漏极电流ID的过冲变小。由此，在漏极电流ID过冲时流通至下臂的续流二极管14的反向恢复电流变小，其结果，续流二极管14的反向恢复电流的变化率也变小。因此，由于因反向恢复电流及布线电感等引起的上臂的驱动电位VB的下降得到缓和，所以低电压保护功能不会工作，抑制噪音的产生。
图7是表示第二实施方式的功率模块的栅极驱动能力确定部中的驱动能力改变电路的一例的电路图。在该第二实施方式中，栅极驱动能力确定部15除了以下说明的驱动能力改变电路26a以外，具有与第一实施方式相同的构成。因而，除了驱动能力改变电路26a以外的构成的说明，参照第一实施方式的说明。
驱动能力改变电路26a具有反相电路51。反相电路51的输入端子连接于从上臂驱动电路16接收栅极驱动信号的反相电路22的输出端子，反相电路51的输出端子分别连接于作为开关而发挥功能的传输门52、53的输入端子。传输门52的输出端子连接于电流调整电阻R1的一个端子，传输门53的输出端子连接于电流调整电阻R2的一个端子。电流调整电阻R1的另一个端子与电流调整电阻R2的另一个端子连接在一起而构成该驱动能力改变电路26a的输出端子，并连接至MOS晶体管11的栅极。在传输门52的逻辑反相栅极端子连接反相电路54的输出端子，在传输门52的另一个栅极端子连接反相电路54的输入端子。在传输门53的逻辑反相栅极端子连接反相电路54的输入端子，在传输门53的另一个栅极端子连接反相电路54的输出端子。反相电路54的输入端子连接于比较器24的输出端子。应予说明，电流调整电阻R1、R2具有不同的电阻值，且电流调整电阻R1被设定为比电流调整电阻R2大的电阻值。
该驱动能力改变电路26a利用反相电路51对从反相电路22接收到的栅极驱动信号进行逻辑反相，并经由电流调整电阻R1或电流调整电阻R2向MOS晶体管11的栅极供给。此时，根据比较器24的输出信号的逻辑状态来确定电流调整电阻R1或电流调整电阻R2的介入。
即，在比较器24的输出信号为L电平时，在逻辑反相栅极端子接收到该L电平的信号并且在栅极端子接收到通过反相电路54进行了逻辑反相的信号的传输门53导通(ON)。此时，传输门52由于在栅极端子接收到L电平的信号且在逻辑反相栅极端子接收到H电平的信号，所以关断(OFF)。
由此，若驱动能力改变电路26a从反相电路22接收到对MOS晶体管11进行驱动的L电平的栅极驱动信号，则该栅极驱动信号首先通过反相电路51进行逻辑反相。接着，逻辑反相而成为了H电平的栅极驱动信号经由传输门53及电流调整电阻R2向MOS晶体管11的栅极供给。在此，由于电流调整电阻R2的电阻值比电流调整电阻R1的电阻值小，所以MOS晶体管11以高的驱动能力进行驱动。
另一方面，在比较器24的输出信号为H电平时，传输门52导通(ON)，传输门53关断(OFF)。由此，驱动能力改变电路26a通过反相电路51将从反相电路22接收到的栅极驱动信号进行逻辑反相，并经由传输门52及电流调整电阻R1像向MOS晶体管11的栅极供给。在此，由于电流调整电阻R1的电阻值比电流调整电阻R2的电阻值大，所以MOS晶体管11以低的驱动能力进行驱动。
在该第二实施方式中，其动作也与第一实施方式的功率模块10的动作相同。即，在对MOS晶体管11进行导通驱动的栅极驱动信号被输出时，首先，MOS晶体管11以高的驱动能力进行驱动，在上臂的输出电流达到了前次对MOS晶体管11进行了导通驱动时的输出电流时，以低的驱动能力对MOS晶体管11进行驱动。由此产生的作用効果与第一实施方式的情况相同。
图8是例示第三实施方式的功率模块的一相部分的逆变电路的电路图，图9是表示反向恢复电流检测电路的一例的电路图，图10是表示第三实施方式的功率模块的详细动作的时序图。在图8中，对于与图1所示的构成要素相同或等价的构成要素标注相同的符号而省略其详细的说明。
根据该第三实施方式的功率模块10a，栅极驱动能力确定部15a具备电流检测电路61、反向恢复电流检测电路62、电平转换电路63、反相电路22及驱动能力改变电路26。电流检测电路61具有输入端子，该输入端子输入与下臂的输出电流成比例的电流，电流检测电路61的输出端子连接于反向恢复电流检测电路62的输入端子。反向恢复电流检测电路62的输出端子连接于电平转换电路63的输入端子，电平转换电路63的输出端子连接于驱动能力改变电路26的控制输入端子。驱动能力改变电路26的输入端子连接于反相电路22的输出端子，驱动能力改变电路26的输出端子连接于MOS晶体管11的栅极。
MOS晶体管12及电流检测电路61具有与图3所示的MOS晶体管11及输出电流检测电路21同样的构成，在反向恢复电流流通于续流二极管14时，电流检测电路61输出与在下臂的续流二极管14流通的反向恢复电流成比例的值的电流检测信号。应予说明，续流二极管14的反向恢复电流通过电流检测电阻21a将感测MOS晶体管11c的续流二极管11d的反向恢复电流变换为电压而对其进行检测。
如图9所示，反向恢复电流检测电路62具有比较器71和电阻R11、R12。比较器71的反相输入端子连接于电阻R11、R12的一个端子，电阻R11的另一个端子连接于电压源Vref1，电阻R12的另一个端子连接于电流检测电路61的输出端子。比较器71的非反相输入端子连接于电压源Vref2。在此，电阻R12的另一个端子构成该反向恢复电流检测电路62的输入端子，比较器71的输出端子构成该反向恢复电流检测电路62的输出端子。
应予说明，电阻R11、R12及电压源Vref1、Vref2以满足下述关系的方式进行设定：
Vref1×R12/(R11+R12)＝Vref2+△V。
在此，+△V是微小的正电压。即，若反向恢复电流检测电路62的输入端子的电压减小而低于0伏特(V)，则比较器71的输出为表示检测到反向恢复电流的H电平。此外，假定在下臂无电流流通时，不判断为有反向恢复电流流通。
在此，在下臂的MOS晶体管12接通时，由于电流检测电路61检测到并非是反向恢复电流的、在下臂流通的某种输出电流，所以在反向恢复电流检测电路62的输入端子输入大于零的电压信号。在该情况下，由于比较器71的反相输入端子的电压高于在非反相输入端子施加的电压源Vref2的电压，所以比较器71输出L电平的信号。
关于上下臂的开关，首先下臂的MOS晶体管12关断，从而流通于下臂的MOS晶体管12的电流转流至续流二极管14。此后，若上臂的MOS晶体管11开始接通，则续流二极管14的电流减小。并且，下臂的电流与零电平产生交点而变得低于零电平(即在续流二极管14流通反方向电流)，并进入反向恢复电流的区域。若进入反向恢复电流的区域，则在反向恢复电流检测电路62的输入端子输入低于0V的电压。在该情况下，由于比较器71的反相输入端子的电压变得低于非反相输入端子的电压，所以比较器71输出H电平的信号。
比较器71所输出的H电平的信号通过电平转换电路63从以共用接地端子COM2的电位为基准电压的下臂的信号电平转换为以上臂基准电压端子VS的电位为基准电压的上臂的信号。驱动能力改变电路26接收电平转换后的信号而将MOS晶体管11的栅极驱动能力从接通时的高的状态改变为低的状态。由此，由于在反向恢复电流流通于下臂的续流二极管14之前，使上臂的漏极电流ID的变化变缓，所以下臂的续流二极管14的反向恢复电流的变化率及峰值得到缓和。
应予说明，在该实施方式中，虽然对驱动能力采用了图5的驱动能力改变电路26，但是能够采用图7所示的驱动能力改变电路26a。
进而，在以上实施方式中，虽然优选应用在使用了MOS晶体管作为开关元件的功率模块，但是也能够同样应用在可以高速开关的IGBT中。
此外，续流二极管也可以是单独的二极管，如果开关元件是MOS晶体管，则续流二极管也可以是该MOS晶体管的体二极管。
此外，提供高的驱动能力的恒定电流源47及电流调整电阻R2也可以置换为单纯的接线。

Claims (8)

1.一种开关元件驱动装置，其特征在于，驱动第一开关元件和第二开关元件，所述第一开关元件和所述第二开关元件构成半桥的上臂部及下臂部并且分别具有第一续流二极管和第二续流二极管，所述开关元件驱动装置具备：
上臂驱动电路，其输出用于驱动所述第一开关元件的第一驱动信号；
下臂驱动电路，其输出用于驱动所述第二开关元件的第二驱动信号；以及
驱动能力确定部，在使所述第一开关元件接通时，初始将所述第一驱动信号设定为高的驱动能力，在检测到所述第二开关元件的所述第二续流二极管的反向恢复电流时，将所述第一驱动信号改变为低的驱动能力，
所述驱动能力确定部具有：
输出电流检测电路，其检测所述第一开关元件的输出电流；
样本保持电路，其在所述第一开关元件关断之前对所述第一开关元件的输出电流的值进行采样并保持，并且将所保持的值作为阈值进行输出；
比较器，其将所述输出电流检测电路所检测的输出电流与所述阈值进行比较；
驱动能力改变电路，其在所述比较器检测出所述输出电流检测电路所检测的输出电流超过了所述阈值时，降低所述第一驱动信号的驱动能力，
所述驱动能力改变电路具有：
第一恒定电流源，其输出第一输出电流；
第二恒定电流源，其输出比所述第一输出电流高的第二输出电流；
信号传递电路，其将所述第一驱动信号传送至所述第一开关元件的栅极；
第一开关，其连接于所述第一恒定电流源与所述信号传递电路之间，且在所述比较器检测出所述输出电流检测电路所检测的输出电流超过了所述阈值时导通；以及
第二开关，其连接于所述第二恒定电流源与所述信号传递电路之间，且在所述比较器未检测出所述输出电流检测电路所检测的输出电流超过所述阈值时导通。
2.一种开关元件驱动装置，其特征在于，驱动第一开关元件和第二开关元件，所述第一开关元件和所述第二开关元件构成半桥的上臂部及下臂部并且分别具有第一续流二极管和第二续流二极管，所述开关元件驱动装置具备：
上臂驱动电路，其输出用于驱动所述第一开关元件的第一驱动信号；
下臂驱动电路，其输出用于驱动所述第二开关元件的第二驱动信号；以及
驱动能力确定部，在使所述第一开关元件接通时，初始将所述第一驱动信号设定为高的驱动能力，在检测到所述第二开关元件的所述第二续流二极管的反向恢复电流时，将所述第一驱动信号改变为低的驱动能力，
所述驱动能力确定部具有：
输出电流检测电路，其检测所述第一开关元件的输出电流；
样本保持电路，其在所述第一开关元件关断之前对所述第一开关元件的输出电流的值进行采样并保持，并且将所保持的值作为阈值进行输出；
比较器，其将所述输出电流检测电路所检测的输出电流与所述阈值进行比较；
驱动能力改变电路，其在所述比较器检测出所述输出电流检测电路所检测的输出电流超过了所述阈值时，降低所述第一驱动信号的驱动能力，
所述驱动能力改变电路具有：
第一开关，其接收所述第一驱动信号，且在所述比较器检测出所述输出电流检测电路所检测的输出电流超过了所述阈值时导通；
第二开关，其接收所述第一驱动信号，且在所述比较器未检测出所述输出电流检测电路所检测的输出电流超过所述阈值时导通；
第一电阻，其连接于所述第一开关与所述第一开关元件的栅极之间；以及
第二电阻，其连接于所述第二开关与所述第一开关元件的栅极之间，且具有比所述第一电阻的电阻值小的电阻值。
3.根据权利要求1或2所述的开关元件驱动装置，其特征在于，
所述第一开关元件内置有MOSFET和流通与所述MOSFET的输出电流成比例的电流的感测MOSFET，所述输出电流检测电路检测所述第一开关元件的、流通于所述感测MOSFET的电流。
4.根据权利要求1或2所述的开关元件驱动装置，其特征在于，
所述比较器具有迟滞特性。
5.一种开关元件驱动装置，其特征在于，驱动第一开关元件和第二开关元件，所述第一开关元件和所述第二开关元件构成半桥的上臂部及下臂部并且分别具有第一续流二极管和第二续流二极管，所述开关元件驱动装置具备：
上臂驱动电路，其输出用于驱动所述第一开关元件的第一驱动信号；
下臂驱动电路，其输出用于驱动所述第二开关元件的第二驱动信号；以及
驱动能力确定部，在使所述第一开关元件接通时，初始将所述第一驱动信号设定为高的驱动能力，在检测到所述第二开关元件的所述第二续流二极管的反向恢复电流时，将所述第一驱动信号改变为低的驱动能力，
所述驱动能力确定部具备：
电流检测电路，其检测所述第二开关元件的电流；
反向恢复电流检测电路，其根据所述电流检测电路所检测的电流大于零还是小于零而检测反向恢复电流；以及
驱动能力改变电路，其在所述第一开关元件接通时提高所述第一开关元件的所述第一驱动信号的驱动能力，在所述反向恢复电流检测电路检测到反向恢复电流时降低所述第一开关元件的所述第一驱动信号的驱动能力，
所述驱动能力改变电路具有：
第一恒定电流源，其输出第一输出电流；
第二恒定电流源，其输出比所述第一输出电流高的第二输出电流；
信号传递电路，其将所述第一驱动信号传送至所述第一开关元件的栅极；
第一开关，其连接于所述第一恒定电流源与所述信号传递电路之间，且在接收到表示所述反向恢复电流检测电路检测到反向恢复电流的信号时导通；以及
第二开关，其连接于所述第二恒定电流源与所述信号传递电路之间，且在接收到表示所述反向恢复电流检测电路未检测到反向恢复电流的信号时导通。
6.一种开关元件驱动装置，其特征在于，驱动第一开关元件和第二开关元件，所述第一开关元件和所述第二开关元件构成半桥的上臂部及下臂部并且分别具有第一续流二极管和第二续流二极管，所述开关元件驱动装置具备：
上臂驱动电路，其输出用于驱动所述第一开关元件的第一驱动信号；
下臂驱动电路，其输出用于驱动所述第二开关元件的第二驱动信号；以及
驱动能力确定部，在使所述第一开关元件接通时，初始将所述第一驱动信号设定为高的驱动能力，在检测到所述第二开关元件的所述第二续流二极管的反向恢复电流时，将所述第一驱动信号改变为低的驱动能力，
所述驱动能力确定部具备：
电流检测电路，其检测所述第二开关元件的电流；
反向恢复电流检测电路，其根据所述电流检测电路所检测的电流大于零还是小于零而检测反向恢复电流；以及
驱动能力改变电路，其在所述第一开关元件接通时提高所述第一开关元件的所述第一驱动信号的驱动能力，在所述反向恢复电流检测电路检测到反向恢复电流时降低所述第一开关元件的所述第一驱动信号的驱动能力，
所述驱动能力改变电路具有：
第一开关，其接收所述第一驱动信号，且在接收到表示所述反向恢复电流检测电路检测到反向恢复电流的信号时导通；
第二开关，其接收所述第一驱动信号，且在接收到表示所述反向恢复电流检测电路未检测到反向恢复电流的信号时导通；
第一电阻，其连接于所述第一开关与所述第一开关元件的栅极之间；以及
第二电阻，其连接于所述第二开关与所述第一开关元件的栅极之间，且具有比所述第一电阻的电阻值小的电阻值。
7.根据权利要求5或6所述的开关元件驱动装置，其特征在于，
所述驱动能力确定部还具有电平转换电路，所述电平转换电路对表示所述反向恢复电流检测电路检测到反向恢复电流的信号进行电平转换并将其传送至所述驱动能力改变电路。
8.根据权利要求5或6所述的开关元件驱动装置，其特征在于，
所述第二开关元件内置有MOSFET、感测MOSFET和随附于该感测MOSFET的所述第二续流二极管，所述MOSFET是第一开关元件，所述感测MOSFET流通与随附于所述MOSFET的所述第一续流二极管的电流成比例的电流，所述电流检测电路检测所述第二开关元件的、流通于所述感测MOSFET和所述第二续流二极管的电流。
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