CN102377419A - 半导体元件的驱动装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种半导体元件的驱动装置及方法，半导体元件的驱动装置的断开时反馈部(23OFF)在第一半导体元件(11U)从导通切换到断开时，根据第一半导体元件(11U)的集电极电流的时间变化，将反馈电压作为使母线导通或阻断的驱动信号的电压的一部分而生成。导通时反馈部(23ON)在第一半导体元件(11U)从断开切换到导通时，根据第二半导体元件(11D)侧的续流二极管(12D)中所流过的续流电流而生成反馈电压。

Description

半导体元件的驱动装置及方法

技术领域

本发明涉及具有切换功能的半导体元件的驱动装置及方法。详细地说，涉及能够在半导体元件进行切换时抑制切换损失的增加并降低浪涌电压的半导体元件的驱动装置及方法。

背景技术

以往，在电动汽车中，由于通常使用以三相交流方式驱动的同步电动机，所以搭载有将电池(直流电源)的直流输出转换成三相交流以驱动同步电动机的逆变器。此外，将像这样搭载在电动汽车上的逆变器特别地称为“电动汽车用逆变器”。

电动汽车用逆变器多采用PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)控制，作为用于实现该PWM控制的电力用半导体元件，采用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)(参照专利文献1至3)。

专利文献1：JP-A-2007-306166

专利文献2：JP-A-2008-078816

专利文献3：US2010/0008113

IGBT是由栅极-发射极间的电压Vge驱动，并能够根据针对栅极的输入信号而进行导通及断开的动作的自消弧形的半导体元件。

这里，断开切换是指IGBT的集电极-发射极间从导通状态切换至断开状态，导通切换是指IGBT的集电极-发射极间从断开状态切换至导通状态。

在电动汽车用逆变器中，对应于这样的IGBT，成对地使用FWD(Free Wheeling Diode：续流二极管)。即，FWD是对应于IGBT的续流二极管，与IGBT并联且与IGBT的输入输出方向反向地连接。

另外，在电动汽车用逆变器中设有驱动IGBT的电路(以下称为“半导体元件驱动电路”)。即，半导体元件驱动电路通过改变IGBT的栅极-发射极间的电压Vge的值来控制IGBT的导通及断开。

然而，在IGBT的导通或断开这样的切换时的过渡期间，会产生浪涌电压。以下，对浪涌电压简要地进行说明。

在连接有IGBT的电路(母线)中，存在浮地电感。这样的浮地电感相对于电流成为惯性力，产生妨碍该电流变化的作用。因此，当电流要急剧减小时，在浮地电感内部，在妨碍该电流减小的方向上产生电动势。即，在电动汽车用逆变器中，在相对于电池的电源电压串联地相加的方向上产生电动势。基于这样产生的电动势的电压被称为“浪涌电压”。

在电动汽车用逆变器中，串联连接的两个IGBT为一个单位，对于同步电动机的三相的负载，例如将三个单位等的多个单位并联连接而使用。在一个单位内，当一方的IGBT导通时，另一方的IGBT断开。因此，在一个单位内的切换时的过渡期间中，由于某一方的IGBT的集电极电流急剧降低，因此会产生大的浪涌电压相加在电源电压上，并被施加在IGBT的集电极-发射极间。

因此，IGBT需要具有耐受得住这样的浪涌电压的元件耐压。因此，当然，浪涌电压越大，所要求的元件耐压也就越上升，因而IGBT也变得大型化。如果是在工厂等中使用的工业用逆变器的话，由于工厂内有充分的设置空间，所以能够采用大型的IGBT。但是，在电动汽车用逆变器中，难以在电动汽车内确保这样的设置空间，因此采用大型的IGBT非常困难。

由此，作为搭载在电动汽车用逆变器中的IGBT，要求小型化。为了实现IGBT的小型化，只要相反地将元件耐压抑制在较低程度即可，为此，只要降低浪涌电压即可。

如上述那样，因电流的急剧减小而产生浪涌电压，因此，通过减缓电流减小的变化程度就能够降低浪涌电压。即，如果以下将IGBT的切换时的电流、电压的上升、下降时间称为“切换速度”的话，则通过减慢切换速度，能够降低浪涌电压。

然而，若为了降低浪涌电压而减慢切换速度，则切换时的过渡时期中的IGBT、FWD的损失(以下称为“切换损失”)变大。

另一方面，若为了降低切换损失而加快切换速度，则如上所述，浪涌电压变大。

这样，在浪涌电压与切换损失之间，存在折衷(相悖条件)的关系。此外，以下，将处于这样的关系中的浪涌电压与切换损失的特性称为“浪涌电压与切换损失的折衷特性”。

因此，在电动汽车用逆变器中，期望改善浪涌电压与切换损失的折衷特性，换言之，期望在IGBT切换时，一边抑制切换损失的增加，一边降低浪涌电压。

为了满足这样的期望，专利文献1至3中公开了几个方法，但在这些以往的方法中，很难说充分满足了该期望。因此，目前的状况是正在寻求一种能够充分满足该期望的新方法。

以上，以电动汽车用逆变器为例进行了说明，但是，不仅是电动汽车用逆变器要求小型化，对于采用具有切换功能的半导体元件的各种机器来说，也要求小型化。因此，现在的状况是，要求能够充分满足该期望的新方法不仅适用于电动汽车用逆变器的IGBT，还能够一般性地广泛适用于具有切换功能的半导体元件。

发明内容

本发明的实施方式提供一种具有切换功能的半导体元件的驱动装置及方法，该半导体元件的驱动装置及方法能够在半导体元件切换时，一边抑制切换损失的增加，一边降低浪涌电压。

根据本发明的实施方式，一种半导体元件的驱动装置13、13U，所述半导体元件具有根据施加在栅极上的驱动信号的电压而导通或断开的切换功能，是集电极和发射极被插入在母线中的、分别并联连接有续流二极管12U、12D且相互串联连接的第一半导体元件11U及第二半导体元件11D，所述半导体元件的驱动装置向第一半导体元件11U及第二半导体元件11D中的第一半导体元件11U的栅极供给驱动信号以使母线接通或阻断，该半导体元件的驱动装置13、13U具有反馈部23，该反馈部23在所述第一半导体元件从导通切换到断开时，根据所述第一半导体元件的集电极电流的时间变化生成反馈电压，在所述第一半导体元件从断开切换到导通时，根据所述第二半导体元件侧的所述续流二极管中所流过的续流电流生成反馈电压，并将所生成的反馈电压作为所述驱动信号的电压的一部分进行施加。

通过实施例的记载及权利要求书，能够了解其他特征及效果。

附图说明

图1是表示包括应用了“di/dt内反馈动作”的半导体元件驱动电路的、电子电路的一个实施方式的概要结构的图。

图2示出能够实现“di/dt内反馈动作”的控制块。

图3(A)及图3(B)是说明产生浪涌电压与切换损失的折衷特性的以往的方法的图。

图4(A)～图4(D)是表示应用了“di/dt内反馈动作”的情况下的IGBT断开时的栅极驱动情况的时序图。

图5是表示作为图1的电子电路在断开时采用了“di/dt内反馈动作”的断开基本模型的简要构成的图。

图6是图5的电子电路的断开基本模型的流程图。

图7(A)～图7(D)是表示图6的断开基本模型的电子电路及以往的电子电路的各自断开时的动作的结果的时序图。

图8是表示图6的断开基本模型的电子电路及以往的电子电路的各自断开时的浪涌电压与损失的关系的一个例子的图。

图9是表示作为图1的电子电路，在导通时应用了“di/dt内反馈动作“的导通基本模型的概要结构的图。

图10是图9的电子电路的断开基本模型的流程图。

图11(A)～图11(F)是示出图10的导通基本模型的电子电路及以往的电子电路的各自导通时的动作结果的时序图。

图12是示出图10的导通基本模型的电子电路及以往的电子电路的各自导通时的浪涌电压与损失的关系的一例的图。

图13是示出安装有图9的电子电路的逆变器的一部分的结构例的图。

图14(A)～图14(C)是示出对以往的电子电路与图13的电子电路断开时的动作结果进行比较的时序图。

图15(A)～图15(C)是示出对以往的电子电路与图13的电子电路导通时的动作结果进行比较的时序图。

图16(A)及图16(B)是示出对以往的电子电路与图13的电子电路的短路阻断特性进行比较的图。

图17是示出对以往的电子电路与图13的电子电路的、短路时产生损失与栅极电压的依赖关系进行比较的图。

图18(A)及图18(B)是安装有图1的电子电路的逆变器的一部分的结构例，是表示与图13不同的例子的图。

图19是说明在上侧和下侧设置图18(A)的电子电路并串联连接的情况下的逆变器中，在上侧和下侧实现功能的方法的一例的图。

图20(A)及图20(B)是说明在图19的反向恢复区间附近的、蓄积在换流侧的FWD的基极层上的载流子过剩的情况下释放出的反向恢复电流的图。

图21示出使反向恢复区间的上侧的IGBT的电阻值可变的情况下的反向恢复电流的波形。

图22是示出安装了作为与图1的电子电路对应的电子电路的、对图18(A)的电子电路结构应用了LPF插入法的结构的电子电路的逆变器的一部分的结构例的图。

图23(A)～图23(F)是示出对使LPF的延迟量变化的情况下的图22的电子电路导通时的动作结果进行比较的时序图。

图24是示出图22的电子电路及以往的电子电路各自导通时的、浪涌电压与切换损失的关系的一例的图。

附图标记的说明

1 电子电路

11 IGBT

12 FWD

13 半导体元件驱动电路

21 栅极电阻

22 电压源

23 di/dt反馈部

24 增益部

25 电阻器

31 di/dt检测部

32 增益部

33 电压源

51 di/dt检测部

52 增益部

53 电压源

54 换流侧电流IFWD检测部

55 换流电流IFWD方向判定部

56 乘法部

61 电流检测部

62 增益部

63 微分部

71 电流检测部

72 增益部

73 微分部

74 比较部

75 比较部

76 乘法部

77 乘法部

121 变压器

122 电阻器

201 LPF电路

具体实施方式

以下，根据附图说明本发明的实施方式。

图1是包括本发明的半导体元件驱动电路13在内的电子电路1的一个实施方式的简要构成的图。

电子电路1例如能够作为电动汽车用逆变器的功率模块的一部分而被采用。电子电路1包括IGBT 11、FWD 12和半导体元件驱动电路13。

IGBT 11与FWD 12并联连接且输入输出方向反向地连接。

IGBT 11具有使逆变器的电源线等的母线接通或阻断的切换功能，该IGBT 11根据被施加在IGBT 11的栅极上的驱动信号的电压的大小、即栅极-发射极间的电压Vge的大小导通或断开。

即，半导体元件驱动电路13通过改变IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge，来控制IGBT 11的导通及断开。

半导体元件驱动电路13具有栅极电阻21、电压源22、di/dt反馈部23。

电压源22输出栅极电压Vgg，其一端连接在IGBT 11的发射极上，其另一端经由栅极电阻21连接在IGBT 11的栅极上。

即，栅极电阻21的一端连接在电压源22上，另一端连接在IGBT11的栅极上。栅极电阻21具有根据其电阻值Rg对导通或断开的过渡期中出现的IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge的振动进行抑制、以及调整IGBT 11的切换速度等的功能。

当电压源22的栅极电压Vgg为高值(HIGH)时，IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge也成为高值(HIGH)，于是IGBT 11导通。另一方面，当电压源22的栅极电压Vgg为低值(LOW)时，IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge也成为低值(LOW)，于是IGBT 11断开。

di/dt反馈部23根据在连接有IGBT 11的母线中流过的电流的时间变化生成反馈电压VFB，并作为IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge的一部分、即驱动信号的电压的一部分进行相加。

此外，在图1中，为了明确将反馈电压V_FB作为驱动信号的电压的一部分进行相加的情况，虽未标以附图标记，但是在表示反馈电压VFB的箭头的前端图示出了外部控制电源。关于安装例，如在后记载的几个安装例那样，只要是能够将反馈电压V_FB作为驱动信号的电压的一部分进行相加的结构即可，不是必须在半导体元件驱动电路13内设置称为外部控制电源的器件。

具体地说，这里，di/dt反馈部23根据电子电路1的主电流、即IGBT 11的集电极电流Ic的时间变化、即时间微分值dIc/dt生成反馈电压VFB，并作为IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge的一部分进行相加。

这样的di/dt反馈部23的动作是应用本发明的动作，以下，为了与以往的其他动作相区别，特别地称为“di/dt内反馈动作”。

以下，对“di/dt内反馈动作”进行更详细的说明。

式子(1)至式子(11)是说明“di/dt内反馈动作”的原理的式子。

I_{ce_sat}＝gm·(V_ge-V_Th)

…(1)

在式子(1)中，Ice表示IGBT 11的集电极-发射极间的电流(与集电极电流Ic等价)。gm表示IGBT 11的互导。Vge表示IGBT 11的栅极-发射极间的电压。V_Th表示IGBT 11的阈值电压。

从式子(1)能够得到式子(2)。

$\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{ce}}}{\mathrm{dt}}=\mathrm{gm}\·\frac{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{ge}}}{\mathrm{dt}}+\frac{\mathrm{dgm}}{\mathrm{dt}}\·V_{\mathrm{ge}}$

…(2)

如式子(2)所示，IGBT 11的集电极-发射极间的电流Ice的时间变化依存于IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge、和IGBT 11的互导gm的时间变化。

IGBT 11的互导gm如式子(3)所示。

$\mathrm{gm}=\frac{\∂I_{\mathrm{ce}\_\mathrm{sat}}}{\∂V_{\mathrm{ge}}}{|}_{V_{\mathrm{DS}}=\mathrm{const}}=\frac{1}{1-{\mathrm{\α}}_{\mathrm{PNP}}}\·\frac{{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{ns}}\·C_{\mathrm{ax}}}{L_{\mathrm{ch}}}\·(V_{\mathrm{ge}}-V_{\mathrm{Th}})$

…(3)

在式(3)中，α_PNP表示发射极注入效率。μ_ns表示通道内电子的平均迁移率。

从式子(3)能够得到式子(4)。

$\frac{\mathrm{dgm}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{1-{\mathrm{\α}}_{\mathrm{PNP}}}\·\frac{{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{ns}}\·C_{\mathrm{ax}}}{L_{\mathrm{ch}}}\·\frac{d{V}_{\mathrm{ge}}}{\mathrm{dt}}$

…(4)

在这里，如式子(5)所示那样定义K。

$K=\frac{1}{1-{\mathrm{\α}}_{\mathrm{PNP}}}\·\frac{{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{ns}}\·C_{\mathrm{ax}}}{L_{\mathrm{ch}}}$

…(5)

从以上的式子(2)至式子(5)能够得到式子(6)。

$\frac{d{I}_{\mathrm{ce}}}{\mathrm{dt}}=K\·(V_{\mathrm{ge}}-V_{\mathrm{Th}})\·\frac{d{V}_{\mathrm{ge}}}{\mathrm{dt}}+K\·\frac{d{V}_{\mathrm{ge}}}{\mathrm{dt}}\·(V_{\mathrm{ge}}-V_{\mathrm{Th}})$

$=2\·K\·(V_{\mathrm{ge}}-V_{\mathrm{Th}})\·\frac{d{V}_{\mathrm{ge}}}{\mathrm{dt}}=2\·\mathrm{gm}\·\frac{d{V}_{\mathrm{ge}}}{\mathrm{dt}}$

…(6)

此外，IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge如式子(7)所示。

V_ge＝V_bias+V_FB-R_g·i_g

…(7)

在式子(7)中，V_FB表示反馈电压。这里，为了简单化，使栅极电阻Rg＝0，则从式子(7)能够得到式子(8)。

$\frac{d{V}_{\mathrm{ge}}}{\mathrm{dt}}=\frac{d{V}_{\mathrm{bias}}}{\mathrm{dt}}(=0)+\frac{d{V}_{\mathrm{FB}}}{\mathrm{dt}}=\frac{d{V}_{\mathrm{FB}}}{\mathrm{dt}}$

…(8)

从式子(8)能够得到式子(9)。

$\frac{d{l}_{\mathrm{ce}}}{\mathrm{dt}}=2\·\mathrm{gm}\·\frac{d{V}_{\mathrm{FB}}}{\mathrm{dt}}$

…(9)

从式子(9)可知，增益(大小)与2gm成比例，IGBT 11的集电极-发射极间的电流Ice(与集电极电流Ic等价)的时间变化、即时间微分值dIc/dt与反馈电压FB成比例。

这里，若使与IGBT 11的集电极-发射极间的电流Ice(与集电极电流Ic等价)的时间变化、即时间微分值dIc/dt成比例的电压作为反馈电压V_FB反馈，则能够得到式子(10)及式子(11)。

$V_{\mathrm{FB}}=A_{\mathrm{gain}}\·\frac{d{I}_{\mathrm{ce}}}{\mathrm{dt}}$

…(10)

$\frac{d{l}_{\mathrm{ce}}}{\mathrm{dt}}=2\·\mathrm{gm}\·A_{\mathrm{gain}}\·\frac{d^2{I}_{\mathrm{ce}}}{{\mathrm{dt}}^2}$

…(11)

从式子(11)可知，IGBT 11的集电极-发射极间的电流Ice(与集电极电流Ic等价)的时间变化、即时间微分值dIc/dt与自身的二次微分成比例。

这样，在本发明的“di/dt内反馈动作”中，与IGBT 11的集电极电流Ic的时间变化、即时间微分值dIc/dt成比例的电压成为反馈电压V_FB，并作为IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge的一部分被相加。由此，在IGBT 11的浪涌电压的发生开始区域且在集电极电流Ic的时间变化拐点的区域内能够得到最高的增益，即，能够作用于dIc/dt。

图2表示通过上述的式子(10)、式子(11)得到的控制块、即能够实现本发明的“di/dt内反馈动作”的控制块。

如图2所示，本发明的“di/dt内反馈动作”通过由加法块B1、增益块B2、时间微分块B3构成的反馈环路控制系统实现。

加法块B1对应于IGBT 11的栅极。即，在加法块B1中，正(+)输入对应于从电压源22向IGBT 11的栅极的输入，负(-)输入对应于从di/dt反馈部23向IGBT 11的栅极的输入。

从di/dt反馈部23向IGBT 11的栅极的输入为，IGBT 11的集电极电流Ic的时间变化、即时间微分值dIc/dt在时间微分块B3中被再次时间微分而得到的电压信息。

这样，“di/dt内反馈动作”是通过将IGBT 11的集电极电流Ic的时间微分值dIc/dt被再次时间微分而得到的电压信息作为反馈电压V_FB负反馈于IGBT 11的栅极而实现的。

在这里，反馈电压V_FB的极性在IGBT 11导通时为使IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge下降的方向，在IGBT 11断开时为使IGBT11的栅极-发射极间的电压Vge升高的方向。即，在IGBT 11的栅极，以使电流的时间变化的拐点(电流的二次时间微分)为零的方式，根据电流变化的程度来自动地增减IGBT 11的栅极-发射极间的电压Vge，从而自动地抑制来自IGBT 11的浪涌电压。而且，虽然IGBT 11的集电极电流Ic的时间变化、即时间微分值dIc/dt的状态时时刻刻变化，但由于该时时刻刻变化的状态被反馈，因此始终都能够最佳地调整IGBT 11的栅极-发射极之间的电压Vge。

该情况下的反馈增益由增益块B2的增益、即预先在反馈环路控制系统中设定的控制增益Again和IGBT 11所具有的互导gm的积决定。

通常，IGBT 11的互导gm具有大的增益，因此即使控制增益Again为比较小的值，也能够给电流变化带来影响，能够产生理想地改善浪涌电压与切换损失的折衷特性的作用。而且，通过该作用，能够自动地使IGBT 11的各个切换速度的变化最佳化。

即，在专利文献1的现有技术中，需要对IGBT的最差值附加控制参数，而通过使用本发明的“di/dt内反馈动作”，能够与个体差无关地始终以最佳状态自动地驱动IGBT 11。

这样，通过应用本发明的“di/dt内反馈动作”，能够改善浪涌电压与切换损失的折衷特性。

在这里，参照图3(A)及图3(B)，通过说明在以往通常使用的方法(以下称为“以往的方法”)，来说明浪涌电压与切换损失的折衷特性的详细内容。

图3是说明产生浪涌电压与切换损失的折衷特性的以往的方法的图。

图3(A)是表示应用了以往的方法的情况下的、IGBT断开时的栅极的驱动状态的时序图。具体地说，在图3(A)中，从上依次示出了关于栅极-发射极间的电压Vge、集电极电流Ic、集电极-发射极间的电压Vce的各自的时序图。

在图3(A)的任一时序图中，实线都表示栅极-发射极间的电压Vge的变化程度相对大的情况的波形，虚线都表示栅极-发射极间的电压Vge的变化程度相对小的情况的波形。

图3(B)表示栅极-发射极间的电压Vge的变化程度的大小与浪涌电压及切换损失的对应关系。

如图3(A)所示，根据栅极-发射极间的电压Vge的变化程度的大小，集电极电流Ic及集电极-发射极间的电压Vce的变化的方式不同。

因此，在以往的方法中，根据栅极电阻(相当于图1的栅极电阻21)的电阻值Rg唯一地决定栅极-发射极间的电压Vge的变化程度，从而确定发射极电流Ic及集电极-发射极间的电压Vce的变化方式，由此，决定浪涌电压及切换特性的程度。

即，若增大过渡期中的栅极-发射极间的电压Vge的变化程度，则如图3(A)及图3(B)所示，集电极电流Ic的变化速度成为高速，因此浪涌电压变大。另一方面，切换损失以集电极电流Ic及集电极-发射极间的电压Vce的各自的上升及下降的速度所急剧地变化的量相应地减小。

相反地，若减小过渡期中的栅极-发射极间的电压Vge的变化程度，则如图3(A)及图3(B)所示，集电极电流Ic的变化速度成为低速，因此浪涌电压变小。另一方面，切换损失以集电极电流Ic及集电极-发射极间的电压Vce的各自的上升及下降的速度所缓慢地变化的量相应地增大。

在以往的方法中，只能选择使这样的过渡期中的栅极-发射极间的电压Vge的变化程度增大的状态和减小的状态中的某一方。因此，在浪涌电压与切换损失的特性中，即使能够使某一方的特性减小，作为其折衷，另一方的特性也会增大。

即，在应用了以往的方法的情况下，浪涌电压与切换损失处于折衷的关系，只能改善某一方的特性。处于这样的关系中的浪涌电压与切换损失的特性也被称为浪涌电压与切换损失的折衷特性。

这样的浪涌电压与切换损失的折衷特性能够通过应用“di/dt内反馈动作”来改善。

图4(A)～图4(D)是表示应用了“di/dt内反馈动作”的情况下的IGBT 11断开时的栅极驱动的情况的时序图。

图4(A)是没有应用“di/dt内反馈动作”的情况下的以往的栅极-发射极间的电压Vge、以及通过“di/dt内反馈动作”产生的反馈电压V_FB的时序图。即，在图4(A)中，实线表示以往的栅极-发射极间的电压Vge的波形，虚线表示反馈电压V_FB的波形。

图4(B)是应用了“di/dt内反馈动作”的情况下的栅极-发射极间的电压Vge的时序图。即，如果比较图4(A)与图4(B)即可容易地知道，应用了本发明的“di/dt内反馈动作”的情况下的栅极-发射极间的电压Vge是指相对于以往的栅极-发射极间的电压Vge相加了反馈电压V_FB后的电压，以下称为“电流内反馈的栅极-发射极间的电压Vge”。

图4(C)是集电极电流Ic的时序图。

图4(D)是集电极-发射极之间的电压Vce的时序图。

当集电极电流Ic的变化小时，其时间微分值dIc/dt接近于0。由此，反馈电压V_FB也接近于0，因此电流内反馈的栅极-发射极间的电压Vge成为与以往的栅极-发射极间的电压Vge大致相同的大小。因此，电流内反馈的栅极-发射极间的电压Vge的变化程度也成为与以往的栅极-发射极间的电压Vge大致相同的大小。

由此，集电极-发射极间的电压Vce的上升速度也成为与以往大致相同的急剧的速度，切换损失小。

然后，若集电极电流Ic开始减少，则其时间微分值dIc/dt变成一定程度以上。其结果是，产生一定程度以上的反馈电压V_FB，将该反馈电压V_FB相对于以往的栅极-发射极间的电压Vge相加而得到的电压成为电流内反馈的栅极-发射极间的电压Vge。因此，电流内反馈的栅极-发射极间的电压Vge的变化程度与以往的栅极-发射极间的电压Vge相比变小。

由此，与以往相比能够抑制集电极电流Ic的变化程度，因此如图4(D)所示，与以往的情况(参照图3(A))相比也能够抑制浪涌电压。

这样，通过应用“di/dt内反馈动作”，能够在各区间内自动地调整电流内反馈的栅极-发射极间的电压Vge的变化程度，其结果是，能够在抑制切换损失的增加的同时，起到降低浪涌电压的效果。即，该效果能够理解为，能够改善浪涌电压与切换损失的折衷特性的效果。

图5是表示将这样的“di/dt内反馈动作”应用于断开时的情况下的、包括半导体元件驱动电路13在内的电子电路1的一个实施方式的简要构成的图。

为了将图1与图5进行比较，电子电路1的构成中的di/dt反馈部23以外的构成相同。即，图5中示出的di/dt反馈部23的构成例的点是与图1的不同点。因此，以下，对与图1的不同点即di/dt反馈部23的构成进行说明。

此外，对于将“di/dt内反馈动作”应用于断开时的情况下的电子电路1，图5所示的构成为基本结构，可以以各种各样的方式具体化(安装)。因此，以下，将电子电路1的图5所示的构成称为“断开基本模型”。

di/dt反馈部23包括di/dt检测部31、增益部32、电压源33。

di/dt检测部31检测IGBT 11的集电极电流Ic的时间变化、即时间微分值dIc/dt。

增益部32使规定的增益与由di/dt检测部31检测出的时间微分值dIc/dt相乘。

电压源33将与通过增益部32乘上了规定的增益的时间微分值dIc/dt对应的大小的电压作为反馈电压V_FB输出。

图6是图5的电子电路1的断开基本模型的流程图。

在图6中，IGBT 11断开所引起的栅极-发射极间的电压Vge的变化经由IGBT 11成为集电极电流Ic的变化，经由浮地电抗Ls直到成为浪涌电压ΔVcep，这一单向(该图中下方)的流程从以往就存在。因此，以下，将该流程称为“以往的流程”。

在断开基本模型中，针对这样的以往的流程，进一步使与集电极电流Ic的变化对应的反馈电压V_FB的变化负反馈，从而与栅极-发射极间的电压Vge的变化相加。

图7(A)～图7(D)是表示图5及图6的电子电路1的断开基本模型、及按照以往的流动动作的电子电路(以下称为“以往的电子电路”)的各自断开时的动作结果的时序图。

图7(A)是栅极-发射极之间的电压Vge的时序图。

图7(B)是集电极电流Ic的时序图。

图7(C)是反馈电压VFB的时序图。

图7(D)是集电极-发射极之间的电压Vce的时序图。

在图7(A)、图7(B)以及图7(D)中，实线表示电子电路1的断开基本模型的波形，虚线表示关于以往的电子电路的波形。此外，由于反馈电压VFB在以往的电子电路中不存在，因此图7(C)所示的反馈电压V_FB当然是基于电子电路1的断开基本模型的反馈电压V_FB。

关于详细的原理，由于如利用图4在上面说明的那样，因此这里简单地说明。

在图7(B)的集电极电流Ic的减少开始之前的区间、即该图中的成为“作用区间”之前的区间内，如图7(C)所示，在电子电路1的断开基本模型中不产生反馈电压V_FB。

因此，如图7(A)所示，电子电路1的断开基本模型的栅极-发射极间的电压Vge(实线的波形)与以往的电子电路的栅极-发射极间的电压Vge(虚线的波形)大致同样地变化。

其结果是，如图7(D)所示，电子电路1的断开基本模型的集电极-发射极间的电压Vce(实线的波形)的上升速度成为与以往的电子电路的集电极-发射极间的电压Vce(虚线的波形)大致同等急剧程度的上升速度。

由此，能够将电子电路1的断开基本模型的切换损失维持在与以往的电子电路大致相同程度的低水平。

另一方面，在图7(B)的集电极电流Ic减少的区间、即该图中的“作用区间”内，如图7(C)所示，在电子电路1的断开基本模型中产生反馈电压V_FB。

因此，如图7(A)所示，电子电路1的断开基本模型的栅极-发射极间的电压Vge(实线的波形)是相对于以往的电子电路的栅极-发射极间的电压Vge(虚线的波形)相加了反馈电压V_FB的电压。其结果是，电子电路1的断开基本模型的栅极-发射极间的电压Vge(实线的波形)的变化程度与以往的电子电路的栅极-发射极间的电压Vge(虚线的波形)相比变小。

其结果是，如图7(B)所示，与以往的电子电路的集电极电流Ic(虚线的波形)相比，能够抑制电子电路1的断开基本模型的集电极电流Ic(实线的波形)的变化程度。

由此，如图7(D)所示，电子电路1的断开基本模型的浪涌电压ΔVcep(实线的波形的高低差)与以往的电子电路的浪涌电压ΔVcep(虚线的波形的高低差)相比得到了抑制。

图8是表示电子电路1的断开基本模型以及以往的电子电路的各个断开时的浪涌电压与损失的关系的一个例子的图。

在图8中，纵轴表示浪涌电压ΔVcep，横轴表示切换损失。另外，实线是关于电子电路1的断开基本模型的、将标记出使反馈增益变化了的情况下的各实测值的点连结起来的曲线。另一方面，虚线是关于以往的电子电路的、将标记出使反馈增益变化了的情况下的各实测值的点连结起来的曲线。

如图8所示，通过使电子电路1的断开基本模型的反馈增益最佳化，例如，通过采用与该图的空心箭头的尖端所示的标记点对应的反馈增益，从而与以往的电路相比，能够在不增加切换损失的情况下大幅地抑制浪涌电压ΔVcep。

此外，作为实测，也可以知道，IGBT 11的断开速度越成为高速，浪涌电压ΔVcep的改善效果越大。

以上，说明了在断开时应用了“di/dt内反馈动作”的情况下的电子电路1的断开基本模型。

接着，说明在导通时应用了“di/dt内反馈动作”的情况下的电子电路1的一个实施方式。

图9是表示在导通时应用了“di/dt内反馈动作”的情况下的、包括半导体元件驱动电路13在内的电子电路1的一个实施方式的概要结构的图。

在图9中，例如，电子电路1U的IGBT 11U与另一电子电路的IGBT 11D(在图9中未进行图示，但与后述的图13一起使用附图标记11D)同方向地串联连接。此外，在包括IGBT 11D的电子电路中，但设置有未图示的、与图9的半导体元件驱动电路13U具有相同结构和功能的电路。

IGBT 11U和IGBT 11D的串联连接例如被搭载在逆变器内，并与主电路电源(在图9中未进行图示，参照后述的图13的主电路电源)及平滑电容器并联连接。具体地说，主电路电源的正极端连接在IGBT 11U的集电极侧，主电路电源的负极端连接在未图示的IGBT11D的发射极侧(参照后述的图13)。

在对图1的电子电路1和图9的电子电路1U进行比较时(除去附图标记U进行比较)，图9的电子电路1U的结构中的di/dt反馈部23U以外的结构与图1的电子电路1相同。即，图9所示的di/dt反馈部23U的结构例是与图1的不同点。因此，以下，对与图1的不同点、即di/dt反馈部23U的结构进行说明。

此外，关于在导通时应用了“di/dt内反馈动作”的情况下的电子电路1U，图9所示的结构为基本结构，可以以各种各样的方式具体化(安装)。因此，以下，将电子电路1U的图9所示的结构称为“导通基本模型”。

di/dt反馈部23U具有：di/dt检测部51、增益部52、电压源53、换流侧电流I_FWD检测部54、换流电流I_FWD方向判定部55(反向判定电路55)、乘法部56。

在这里，IGBT 11U及IGBT 11D分别通过电子电路1U的半导体元件驱动电路13U及未图示的电子电路的半导体元件驱动电路而被驱动，以使一方成为导通状态的情况下另一方成为阻断状态。

即，在IGBT 11U从断开变化成导通时，未图示的IGBT 11D从导通变化成断开。这种情况下，如图9所示，在与IGBT 11D成对的FWD 12D中流过的换流电流I_FWD从FWD 12的负极向电动机等的负载L侧的方向流动。这种情况下，在FWD 12的电压Vrr中产生浪涌电压。

因此，电子电路1U的导通基本模型的di/dt检测部51检查该换流电流I_FWD的时间变化、即时间微分值dI/dt。

增益部52对由di/dt检测部51检测出的时间微分值dI/dt乘以规定的增益值。

电压源53将与通过增益部52乘以规定的增益值后的时间微分值dI/dt对应的大小的电压作为反馈电压V_FB输出。

这种情况下，影响到浪涌电压产生的区间仅是反向恢复区间，因此，电子电路1U的导通基本模型具有反向判定功能，仅在该反向转换区间施加反馈电压V_FB。

即，di/dt反馈部23U中的实现反向判定功能的结构要素是换流侧电流I_FWD检测部54、换流电流I_FWD方向判定部55(反向判定电路55)、乘法部56。

换流侧电流I_FWD检测部54检测换流电流I_FWD。

换流电流I_FWD方向判定部55判定换流电流I_FWD的方向。

换流电流I_FWD方向判定部55在换流电流I_FWD的方向是与反向恢复区间对应的方向、即从图9所示的FWD 12D的负极到电动机等负载L侧流动的方向的情况下，判定成是反向恢复区间。在判断为是反向恢复区间的情况下，将表示该判定结果的“1”提供到乘法部56。

与之相对，在除此以外的情况下，判定为不是反向恢复区间，将表示该判定结果的“0”提供到乘法部56。

乘法部56对增益部52的输出信号乘以换流电流I_FWD方向判定部55的判定结果。

即，在为反向恢复区间的情况下，换流电流I_FWD方向判定部55的判断结果是“1”，因此增益部52的输出信号从乘法部56被输出，作为反馈电压V_FB而被施加。

与之相对，在为反向恢复区间以外的情况下，换流电流I_FWD方向判定部55的判定结果为“0”，因此乘法部56的输出也为0，反馈电压V_FB的施加被禁止。

图10是图9的电子电路1U的导通基本模型的流程图。

在图10中，基于IGBT 11U导通而产生的栅极-发射极之间的电压Vge的变化通过IGBT 11U而成为与和该IGBT 11U串联连接的IGBT 11D成对的FWD 12的换流电流I_FWD的变化，并经由浮地电感Ls而直到成为浪涌电压ΔVrrp，这一方向(与图中的下方相同)上的流动以往就存在。因此，以下，将该流动称为“以往的流动”。

在导通基本模型中，相对于这样的以往的流动，进一步判定换流电流I_FWD的变化方向，在该变化方向与反向恢复区间对应的情况下，与换流电流I_FWD的变化对应的反馈电压V_FB的变化被负反馈，与栅极-发射极之间的电压Vge的变化相加。

图11(A)～图11(F)是表示图9及图10的电子电路1U的导通基本模型、及按照以往的流动进行动作的电子电路(以下称为“以往的电子电路”)各自导通时的动作结果的时序图。

图11(A)是IGBT 11U的栅极-发射极之间的电压Vge的时序图。

图11(B)是与和该IGBT 11U串联连接的IGBT 11D成对的FWD12的换流电流I_FWD的时序图。

图11(C)是换流电流I_FWD的时间变化、即时间微分值dI/dt的时序图。

图11(D)是表示换流电流I_FWD的电流方向的波形的时序图。

图11(E)是反馈电压V_FB的时序图。

图11(F)是FWD 12D的电压Vrr的时序图。

在图11(A)、图11(B)、图11(C)、以及图11(F)中，实线表示电子电路1U的导通基本模型的波形，虚线表示关于以往的电子电路的波形。此外，反馈电压V_FB在以往的电子电路中不存在，因此图11(D)所示的换流电流I_FWD的电流方向及图11(E)所示的反馈电压V_FB当然是基于电子电路1U的导通基本模型的。

适当参照图11简单说明电子电路1U的导通基本模型的原理。

在本例中，图11(D)的换流电流I_FWD的电流方向在负(-)的期间被视为反向恢复区间。

因此，图11(D)的换流电流I_FWD的电流方向在正(+)的期间，如图11(E)所示，在电子电路1U的导通基本模型中不产生反馈电压V_FB。

之后，图11(D)的换流电流I_FWD的电流方向从正(+)向负(-)反向时，如图11(E)所示，在电子电路1的导通基本模型中产生反馈电压V_FB。

之后，如图11(C)所示，换流电流I_FWD的时间变化、即时间微分值dI/dt在负(-)的期间，在电子电路1的导通基本模型中持续产生反馈电压V_FB。

之后，如图11(C)所示，换流电流I_FWD的时间变化、即时间微分值dI/dt在从负(-)向正(+)反向时，在电子电路1的导通基本模型中反馈电压V_FB消失。

这样，反馈电压V_FB在换流电流I_FWD的电流方向为负(-)、并且换流电流I_FWD的时间变化、即时间微分值dI/dt为负(-)的情况下产生。即，反馈电压V_FB以最佳反馈增益、并且在FWD 12D的反向恢复区间中产生。

由此，如图11(F)所示，电子电路1U的导通基本模型的(FWD12D的电压Vrr下的)浪涌电压ΔVrrp(实线波形的高低之差)与以往的电子电路的浪涌电压ΔVrrp(虚线波形的高低之差)相比被抑制。

图12是表示电子电路1U的导通基本模型及以往的电子电路各自导通时的、浪涌电压与切换损失的关系的一例的图。

在图12中，纵轴表示浪涌电压ΔVrrp，横轴表示切换损失。此外，实线是关于电子电路1U的导通基本模型的、将标记出使反馈增益变化了的情况下的各实测值的点连结起来的曲线。另一方面，虚线是关于以往的电子电路的、将标记出使反馈增益变化了的情况下的各实测值的点连结起来的曲线。

如图12所示，通过使电子电路1U的导通基本模型的反馈增益最佳化，通过采用与该图的空心箭头的尖端所示的标记点对应的反馈增益，从而与以往的电路相比，能够在不增加切换损失的情况下大幅地抑制浪涌电压ΔVrrp。

以上，参照图1，说明了应用了本发明的电子电路1，之后，参照图5和图6等说明了电子电路1的断开基本模型，参照图10和图11等说明了电子电路1U的导通基本模型。

根据这样的电子电路1，能够起到以下效果(1)、(2)。

(1)本实施方式的电子电路1的半导体元件驱动电路13包括能够进行“di/dt内反馈动作”的di/dt反馈部23。

由此，能够改善浪涌电压与切换损失的折衷特性。

(2)通过在断开时应用“di/dt内反馈动作”，即，通过应用图5的电子电路1的断开基本模型，在断开时，能够在与以往相比不增加切换损失的情况下，与以往相比大幅抑制浪涌电压。

浪涌电压的抑制与直到耐电压附近IGBT 11的动作都能够进行这样的效果有联系。另外，切换损失的维持(不增加)与抑制IGBT 11的制造偏差、进而减小设计余量以实现电子电路1整体的小型化和成本降低这样的效果有联系。

(3)另一方面，通过在导通时应用“di/dt内反馈动作”，即，通过应用图0的电子电路1的导通基本模型，在导通时，能够在与以往相比不增加切换损失的情况下，与以往相比大幅抑制浪涌电压。

此外，在上述说明中，为了方便而将断开基本模型和导通基本模型分开进行了说明，但他们不是相互排斥的，能够如在以下说明的电子电路1的安装方式中所示那样组合使用。

接着，作为能够起到这样的效果(1)至(3)的电子电路1的安装方式，对3个安装方式进行说明。即，以下，将3个安装方式分别称为“第一电子电路安装方式”、“第二电子电路安装方式”、“第三电子电路安装方式”，并以此顺序分别说明。

<第一电子电路安装方式>

图13表示安装有电子电路1U的逆变器的一部分的结构例。

如图13所示，电子电路1U的IGBT 11U及IGBT 11D被同向地串联连接，此外，包括IGBT 11D的电子电路，虽未进行图示，但设置有与图13的半导体元件驱动电路13U具有相同的结构和功能的电路。

IGBT 11U和IGBT 11D的串联连接与主电路电源101及未图示的平滑电容器并联连接。具体而言，主电路电源101的正极端与电子电路1U的IGBT 11U的集电极侧连接，主电路电源101的负极端与IGBT 11D的发射极侧连接。

例如，在本逆变器被用作电动汽车用逆变器的情况下，将电子电路1U的IGBT 11U及未图示的电子电路的IGBT 11D的串联连接作为1个单位，对于同步电动机的三相的负载L，例如将三个单位等的多个单位并联连接而使用。

半导体元件驱动电路13U具有：栅极电阻21、电压源22、断开用di/dt反馈部23OFF、导通用di/dt反馈部23ON、晶体管81A、81B、加法部82、切换部83。

与图1等的半导体元件驱动电路13相比，在图13的半导体元件驱动电路13U中，还设置有晶体管81A、81B，从而电路结构被改变。这是为了使电流容量增加。即，图13的半导体元件驱动电路13U包括以往经常使用的方式的、由晶体管构成的IGBT驱动用的缓冲电路(推挽电路)。

断开用di/dt反馈部23OFF安装有图5及图6的电子电路1的断开基本模型的di/dt反馈部23。

断开用di/dt反馈部23OFF具有电流检测部61、增益部62、微分部63。

即，电流检测部61和微分部63与图5的di/dt检测部31相对应。增益部62与图5的增益部32相对应。此外，加法部82的加法功能与图5的电压源33相对应。

导通用di/dt反馈部23ON安装有图10及图11的电子电路1U的导通基本模型的di/dt反馈部23U。

导通用di/dt反馈部23ON具有电流检测部71、增益部72、微分部73、比较部74、比较部75、乘法部76、乘法部77。

即，电流检测部71和微分部73对应于图9的di/dt检测部51。电流检测部71还对应于图9的换流侧电流I_FWD检测部54。增益部72对应于图9的增益部52。乘法部77对应于图9的乘法部56。

此外，比较部74、比较部75、乘法部76对应于图9的换流侧电流I_FWD方向判定部55。即，通过比较部74进行换流电流I_FWD的电流方向是否为负(-)的判定。此外，通过比较部75进行换流电流I_FWD的时间变化、即时间微分值dI/dt是否为负(-)的判定。

这种情况下，仅在换流电流I_FWD的电流方向为负(-)、且换流电流I_FWD的时间变化即时间微分值dI/dt为负(-)时，比较部74及比较部75的输出为“1”，因此微分部73的输出信号从乘法部77被输出，并作为反馈电压V_FB而被施加。

与之相对，在除此以外的情况下，比较部74及比较部75的至少一方的输出为“0”，因此乘法部77的输出也为0，反馈电压V_FB的施加被禁止。

切换部83切换输入信号，并输出到加法部62。即，通过切换部83而被切换的输入信号的电压作为反馈电压V_FB而被施加。

具体而言，IGBT 11U切换成断开时，对切换部83输入断开用di/dt反馈部23OFF的输出信号，并将该电压作为反馈电压V_FB输出。

与之相对，IGBT 11U切换成导通时，对切换部83输入导通用di/dt反馈部23ON的输出信号，并将该电压作为反馈电压V_FB输出。

此外，关于图13的电子电路1U的动作，与图1的电子电路1的动作、图5及图6的电子电路1的断开基本模型的动作、或者图10及图11的电子电路1U的导通基本模型的动作基本相同。因此，在这里，省略图13的电子电路1U的动作的说明。

图14(A)～图14(C)是表示对以往的电子电路与图13的电子电路1U的断开时的动作结果进行比较的时序图。

图14(A)是栅极电阻的电阻值Rg小的情况下的以往的电子电路的时序图。

图14(B)是栅极电阻的电阻值Rg大的情况下的以往的电子电路的时序图。

图14(C)是栅极电阻21的电阻值Rg小的情况下的图13的电子电路1U的时序图。

在图14(A)的以往的电子电路的情况下，浪涌电压是201(V)，切换损失是11(mJ)。

在图14(B)的以往的电子电路的情况下，浪涌电压是99(V)，切换损失是37(mJ)。

在图14(C)的电子电路1U的情况下，浪涌电压是100(V)，切换损失是13(mJ)。

这样，确认了在图13的电子电路1U中能够得到下述效果：根据断开时的“di/dt内反馈动作”，能够在不改变集电极-发射极之间的电压Vce的上升(由此不使切换损失增加)的情况下，使浪涌电压降低。

图15(A)～图15(C)是表示对以往的电子电路和图13的电子电路1U的导通时的动作结果进行比较的时序图。

图15(A)是栅极电阻的电阻值Rg小的情况下的以往的电子电路的时序图。

图15(B)是栅极电阻的电阻值Rg大的情况下的以往的电子电路的时序图。

图15(C)是栅极电阻21的电阻值Rg小的情况下的图13的电子电路1U的时序图。

在图15(A)的以往的电子电路的情况下，浪涌电压是167(V)，切换损失是2(mJ)。

在图15(B)的以往的电子电路的情况下，浪涌电压是-9(V)，切换损失是20(mJ)。

在图15(C)的电子电路1U的情况下，浪涌电压是47(V)，切换损失是11(mJ)。

这样，确认了在图13的电子电路1U中能够得到下述效果，根据导通时的“di/dt内反馈动作”，在不改变集电极-发射极之间的电压Vce下降(由此不使切换损失增加)的情况下，使浪涌电压降低。

再有，在使浪涌电压一致的驱动条件下，对断开时的图14和导通时的图15的各个切换波形(集电极-发射极之间的电压Vce的波形)的上升和下降的定时进行比较。

特别是，对关于栅极电阻的电阻值Rg大的情况下的以往的电子电路的图14(A)及图15(A)和关于电子电路1U的图14(C)及图15(C)进行比较。

进行这样的比较可以知道，通过使用“di/dt内反馈动作”，与采用以往的电子电路的栅极驱动方法相比，能够在断开时和导通时都缩短死区时间。

这意味着有助于提高基于PWM控制的电压利用率，意味着今后能够使功率转换装置的效率提高。

图16(A)及图16(B)是对以往的电子电路和图13的电子电路1U的短路阻断特性进行比较的图。

图16(A)是表示以往的电子电路的短路阻断特性的图。

图16(B)是表示图13的电子电路1U的短路阻断特性的图。

在图16(A)的以往的电子电路的情况下，浪涌电压是137(V)，最大电流是2513(A)，短路损失是1145(mJ)。

在图16(B)的图13的电子电路1U的情况下，浪涌电压是37(V)，最大电流是476(A)，短路损失是150(mJ)。

这样，通过使用“di/dt内反馈动作”可知，能够起到使短路时的最大电流减少的效果，其结果，能够减小短路时的损失。

由此，能够在追求短路保护电路的简易化以及损失性能的情况下设计IGBT。

图17是表示对以往的电子电路和图13的电子电路1U的、短路时产生损失的栅极电压(栅极-发射极之间的电压Vge)的依赖性进行比较的图。

在图17中，横轴表示短路时产生损失(mJ/chip)，纵轴表示IGBT(图13的情况下的IGBT 11U)的栅极-发射极之间的电压Vge(V)。

IGBT理论上能够通过最大限度地使用栅极-发射极之间的电压Vge而得到最小的导通损失。

然而，在采用以往的电子电路的栅极驱动方法中，短路时产生损失与栅极-发射极之间的电压Vge一同增加。因此，栅极-发射极之间的电压Vge的上限值自然存在限制。不过，超过栅极氧化膜的耐压的使用是被禁止的。

与之相对地可知，通过使用本发明的“di/dt内反馈动作”，能够大幅降低短路产生损失对栅极电压(栅极-发射极之间的电压Vge)的依赖性。

这不仅意味着IGBT的低损耗化，也意味着能够缓和栅极驱动用电源的精度，还意味着有助于成本的进一步降低。

如以上说明那样，图13的电子电路1U具有半导体元件驱动电路13U，该半导体元件具有根据施加在栅极上的驱动信号的电压来导通或断开的切换功能，是集电极和发射极被插入母线中的第一半导体元件及第二半导体元件，为了通过分别并联连接有续流二极管的第一半导体元件及第二半导体元件的串联连接来使母线导通或阻断，该半导体元件驱动电路13U将驱动信号提供到第一半导体元件的栅极。

这里，在图13的例子中，作为第一半导体元件，采用IGBT 11U，作为第二半导体元件采用IGBT 11D。作为被并联连接在第一半导体元件上的续流二极管，采用FWD 12U，作为被并联连接在第二半导体元件上的续流二极管，采用FWD 12D。

在半导体元件驱动电路13U中，作为根据流过母线的电流的时间变化生成反馈电压V_FB并将反馈电压V_FB作为所述驱动信号的电压的一部分进行施加的反馈部，具有断开用di/dt反馈部23OFF和导通用di/dt反馈部23ON。

断开用di/dt反馈部23OFF在第一半导体元件从导通切换到断开时，即、在图13的例子中，在IGBT 11U断开时，根据该第一半导体元件的集电极电流(在图13的例子中为IGBT 11U的集电极电流Ic)的时间变化来生成反馈电压V_FB。

导通用di/dt反馈部23ON在第一半导体元件从断开切换到导通时，即、在图13的例子中IGBT 11U导通时，根据流过第二半导体元件侧的续流二极管的续流电流(在图13的例子中为FWD 12D的换流电流I_FWD)，生成反馈电压V_FB。

这种情况下，导通用di/dt反馈部23ON在续流电流的方向为与反向恢复区间对应的方向、即从图13所示的FWD 12D的负极流向电动机等负载L侧的方向的情况下，生成反馈电压V_FB，除此以外的情况下，禁止反馈电压V_FB的生成。

具有这样的结构的图13的电子电路1U当然能够起到上述效果(1)至(3)，而且还能够起到下述效果(4)至(8)。

(4)通过“di/dt内反馈动作”，根据IGBT 11等的半导体元件各自的特性，例如根据断开或导通时的切换速度，自动调整反馈量，因此能够吸收半导体元件的特性的偏差的影响。换言之不需要按每个半导体元件单体进行调整。

(5)“di/dt内反馈动作”仅在浪涌电压产生的期间作用，对IGBT11等半导体元件的集电极-发射极之间的电压Vce的上升、下降不产生影响，因此能够进一步改善浪涌电压与切换损失的折衷特性。即，效果(1)越发显著。

(6)通过“di/dt内反馈动作”，即使在电流急剧增加的情况下，也能够将栅极电压(栅极-发射极之间的电压Vge)抑制得低，使饱和电流降低，能够实现短路容量的提高。这方面与效果(4)一样，也有助于吸收半导体元件的特性的偏差的影响，换言之，有助于不需要按每个半导体元件单体进行调整。

(7)能够将柔性阻断用栅极电阻21的电阻值Rg设定得较低，并且设定范围变大。其结果，不需要基于测试等的严密的电阻值Rg的设计。

(8)不仅能够自动排除半导体元件的特性差异的影响，作为电子电路1的整体，也能够自动排除电路阻抗差异(浮地电感和电阻的差异)的影响。

<第二电子电路安装方式>

图18(A)及图18(B)是安装有电子电路1的逆变器的一部分的结构例，表示与图13的例子不同的例子。

图18(A)是电子电路1的电路图，图18(B)是表示电子电路1的一个构成部件即变压器121的外观的概要构成例的立体图。

图18(A)的电子电路1的半导体元件驱动电路13具有栅极电阻21、电压源22、di/dt反馈部23、缓冲器111。

缓冲器111至少是以往经常使用的方式的由晶体管111ta、111tb构成的IGBT驱动用的缓冲电路(推挽电路)的一部分。

与图1等的半导体元件驱动电路13相比，还设置有缓冲器111，电路结构被变更。这是为了使电流容量增加。即，图18(A)的半导体元件驱动电路13包含以往经常使用的方式的由晶体管构成的IGBT驱动用缓冲电路(推挽电路)。

图18(A)的di/dt反馈部23安装有图5及图6的电子电路1的断开基本模型的di/dt反馈部23。

图18(A)的di/dt反馈部23具有变压器121、电阻器122。

即，变压器121对应于图5的di/dt检测部31及增益部32。此外，在将电压源22与缓冲器111连接起来的路径上连接有电阻器122，电阻器122的两端被连接在变压器121的二次侧，电阻器122对应于图5的电压源33。

即，图18(A)的di/dt反馈部23是将IGBT 11的集电极电流Ic(主电流)所流过的主电流路径和栅极电流所流过的栅极电流路径磁耦合而得到的。

这种情况下，反馈电压V_FB如下面的式(12)所示。

(式子12)

$V_{\mathrm{FB}}=k*\sqrt{L_{\sec }*L_p}\&CenterDot;\frac{d{I}_{\mathrm{ce}}}{\mathrm{dt}}$

…(12)

在式子(12)中，k表示变压器121的一次侧与二次侧的耦合系数。Lp表示变压器121的一次侧电感。Lsec表示变压器121的二次侧电感。Ice表示IGBT 11的集电极-发射极之间的电流(与集电极电流Ic等效)。

如图18(B)所示，变压器121被配置在IGBT 11的集电极电流Ic(主电流)所流过的成为主电流路径(母线)的总线131的汇流条(bar)上。

在这里，图18(A)的半导体元件驱动电路13如上述那样，包含以往经常使用的方式的由晶体管111ta、111tb构成的IGBT驱动用缓冲电路(推挽电路)。因此，作为电阻122，能够直接采用该缓冲电路的基极电阻。

在这里，在变压器121中产生的电动势向被电阻122消耗的方向、使缓冲器111的晶体管111ta再次导通、或者使晶体管111tb导通的方向供给电流。此时，在使IGBT 11的栅极电容充电或放电的方向上，经由缓冲器111的晶体管111ta、111tb而使电流被放大，并将电流供给到IGBT的栅极。即，变压器121的二次侧绕组所生成的电流中的、流到缓冲器111的晶体管111ta、111tb中的电流被放大为缓冲器111的晶体管111ta、111tb的电流放大增益hef倍，因此，能够以较小的电感值的变压器121使“di/dt内反馈动作”成立。此外，虽未图示，但在缓冲器111中，能够采用由MOSFET构成的晶体管，这种情况下，也能够得到相同的效果。

这样，通过仅在作为基极电阻的电阻122的两端并联连接变压器121的二次侧这样的非常单纯的电路，就能够具体实现图18的di/dt反馈部23。

如图18(B)所示，IGBT 11的集电极电流Ic(主电流)在成为主电流路径(母线)的总线131中流过，此时产生的磁场H与变压器121耦合，从而产生电动势Ldi/dt。该电动势Ldi/dt作为反馈电压V_FB，输入(负反馈)到IGBT 11的栅极。

通过采用这样的结构的图18(A)及图18(B)的di/dt反馈部23，能够事先调整用于决定反馈量的增益值(这种情况下为与绕组的耦合度)。通过适当进行这样的调整，能够与切换动作的过渡期的电流的时间变化速度对应地进行向栅极的负反馈动作、即“di/dt内反馈动作”。

由此，能够对不必要的电流梯度不产生反应，能够期待大幅降低切换损失。

此外，作为图18(A)的di/dt反馈部23的磁电路能够通过下述极为简单的构造而具体实现：例如作为变压器121，采用在印制基板的总线131上形成绕组图案以作为绝缘变压器而发挥作用的变压器，从而如图18(B)所示，仅变压器121贴合在主电路的总线131的汇流条上。

这种情况下，磁电路被绝缘，因此能够采用从总线131的任意地方产生的信号。

此外，通过在印制基板等电路基板上制作图18(A)的di/dt反馈部23，能够在相对于以往的的结构不产生追加部件的情况下，具体实现图18(A)的电子电路1，所以能够起到成本降低的效果。

再有，作为图18的di/dt反馈部23的构成要素，采用变压器121，作为其副效果，能够得到以下那样的效果。即，通过采用在变压器121的二次侧消耗蓄积在已有的总线131的汇流条的浮地电感中的能量这样的电路结构，能够降低实效电感，其结果能够起到有助于降低浪涌电压这一效果。此外，在图18的例子中，蓄积在浮地电感中的能量作为缓冲电路111的基极电阻的电阻122所产生的焦耳热及基极电流而被消耗。

与图18(A)及图18(B)的di/dt反馈部23相同地，换流侧的FWD 12D(在图18(A)中未图示)的换流电流I_FWD所流过的主电流路径(母线)和栅极电流所流过的栅极电流路径磁耦合的磁电路也能够安装在图9及图10的电子电路1U的导通基本模型的di/dt反馈部23U上。

但是，在逆变器中，使用上侧的电子电路1U与下侧的电子电路1D(下侧在图9中未图示)串联连接的组。这种情况下，需要分别从上侧的FWD 12D和下侧的FWD 12D交叉地取出电流信号，若也考虑断开侧的di/dt反馈部23，则可以预想到电子电路1U及1D的电路结构及构造变得复杂。

现实中，为了确保零部件数量的削减以及上侧和下侧的独立性(阻碍设计自由度的主要原因)，需要采用在上侧和下侧实现功能的方法。

图19是说明这样的方法的一例的图。

在图19中，上侧的电子电路1U和下侧的电子电路1D(下侧在图9中未图示)中，上侧的波形被表现为“hi”，下侧的波形被表现为“Lo”。

作为图19中的波形如所示那样，FWD 12D的换流电流I_FWD(Lo)具有作为短路电流与导通的IGBT 11U的集电极电流Ic重叠这一特性。利用该特性，能够采用通过导通侧的变压器121间接地观测FWD12D的电流变化这一方法。

通过采用这样的方法，能够实现部件共用化，其结果，能够抑制成本增加，并且能够实现在上侧和下侧的实现功能。

由此，通过对IGBT 11这样的1个功率半导体元件，在最近的母线(总线131等)上仅配置1个变压器121的简单构成，能够具体实现多个电子电路1，并且在断开及导通两个动作时均能够自动调整浪涌电压。

如以上说明那样，图18(A)及图18(B)的电子电路1具有半导体元件驱动电路13，该半导体元件驱动电路13具有根据施加在栅极上的驱动信号的电压而导通或断开的切换功能，为了通过集电极和发射极被插入到母线中的半导体元件来使母线导通或阻断，将驱动信号供给半导体元件的栅极。

在这里，在图18(A)及图18(B)的例子中，作为半导体元件采用IGBT 11。

半导体元件驱动电路13具有：包括基极电阻的缓冲电路(在图18(A)的例子中，由作为基极电阻的电阻122和缓冲器111构成)、根据流过母线的电流的时间变化将反馈电压V_FB作为驱动信号的电压的一部分来生成的di/dt反馈部23。

di/dt反馈部23具有变压器121，该变压器121的二次侧被连接在缓冲电路的基极电阻(在图18(A)的例子中为电阻122)的两端。

具有这样的结构的图18(A)及图18(B)的电子电路1当然能够起到上述效果(1)至(3)，还能够产生下述那样的效果(9)至(11)。

(9)在图18(A)及图18(B)的di/dt反馈部23中，通过对缓冲电路的基极进行(电流)反馈，能够利用晶体管的增益，因此能够减小变压器121。

换言之，即使是非常小的信号，也能够实现“di/dt内反馈动作”。例如，若在变压器121中产生数nH级的电感，则能够得到充分的反馈增益。

由此，作为变压器121，即使采用未使用铁芯材料的空芯变压器，也能够得到“di/dt内反馈动作”的效果。这种情况下，由于未使用铁芯材料，因此能够完全无视温度的影响，此外，能够无延迟地直接观测流过作为主电流路径(母线)的总线131的电流等，能够实现理想的电流(di/dt)传感检测功能。

(10)图18(A)及图18(B)的di/dt反馈部23采用下述结构：将以往就已存在的基极电阻用作电阻122，在该电阻122上并联连接变压器121的二次侧，因此，即使变压器121产生开放故障，也能够继续切换动作。

(11)从安装多个图18(A)的电子电路1的逆变器整体的观点出发，每一个IGBT 11元件仅增加1个变压器121，不再追加幼圆元件，因此能够进行基于“di/dt内反馈动作”的切换动作。

<第三电子电路安装方式>

对作为采用第三电子电路安装方式的根据的技术背景进行能说明。

例如，图9的上侧的电子电路1U的导通基本模型与同样的导通基本模型的下侧的电子电路1D(下侧在图9中未图示)串联连接，该串联连接的组搭载在逆变器中。这种情况下的导通时的时序图例如图19所示。

图20(A)表示图19的区间trrb中的、蓄积在下侧的FWD 12D的基极层上的载流子Qrr过剩的情况下所放出的电流irr(以下称为“反向恢复电流irr”)。

图20(A)表示图19的区间trrb中的、关于上侧的IGBT 11U的集电极电流Ic及集电极-发射极之间的电压Vce、以及下侧的FWD12D的换流电流I_FWD的各时序图。

图20(B)表示流过反向恢复电流irr的等效电路。在图20(B)中，R(igbt)表示反向恢复区间中的上侧的IGBT 11U的电阻值。

如图20(A)所示，在蓄积在下侧的FWD 12D的基极层上的载流子过剩的情况下，反向恢复电流irr仅以其过剩的量Qrr、作为换流电流I_FWD流过，这是对上侧的IGBT 11U重叠集电极电流Ic从而由下侧的FWD 12D的电压Vrr引起的浪涌电压的主要原因。

图21表示作为反向恢复区间中的上侧的IGBT 11U的电阻值R(igbt)而采用100(mQ)、300(mQ)以及500(mQ)的情况下的、反向恢复电流irr的时序图。

如图21所示可知，反向恢复区间中的上侧的IGBT 11U的电阻值R(igbt)越大，则反向恢复电流irr的峰值电流值Irrp越减小，并且其时间变化(斜率)越缓慢。

即，反向恢复电流irr的峰值电流值Irrp的大小依赖于下侧的FWD 12D的电压Vrr中的浪涌电压的大小。因此，反向切换区间中的上侧的IGBT 11U的电阻值R(igbt)越大，则浪涌电压越被抑制。

这样可知，如想要抑制下侧的FWD 12D的电压Vrr的浪涌电压，则只要在蓄积在下侧的FWD 12D的基极层上的过剩载流子Qrr被放出的过程中，充分减小饱和电流，抑制反向恢复电流irr的峰值电流值Irrp的大小即可。

如以上说明那样，在上侧的IGBT 11U导通时，由于蓄积在下侧的FWD 12D的基极层上的过剩载流子Qrr而有反向恢复电流irr流过。该反向恢复电流irr的时间变化被表示成图19的区间trrb的、下侧的FWD 12D的换流电流I_FWD的时间变化、即关于上侧的IGBT 11U的集电极电流Ic的时间变化。若这样的电流时间变化变得急剧，则会产生由下侧的FWD 12D的电压Vrr所引起的浪涌电压。

因此，为了抑制浪涌电压的产生，需要充分抑制在图19的区间trrb的、这样的电流时间变化。因此，需要事先使下侧的IGBT 11D断开，从而充分使IGBT 11D移至饱和区域。

另一方面，在即将进入下侧的FWD 12D的反向恢复区间前，不发动“di/dt内反馈动作”，而是促使上侧的IGBT 11U的集电极-发射极之间的电压Vce的急剧下降，使切换损失的增加最小化即可。

作为能够实现上述的方法，存在设置开关进行时间控制的方法、或通过插入具有低通滤波器(LPF：Low Pass Filter)等的信号传输延迟(基于一次延迟的延迟)功能的延迟滤波电路从而有意识地使“di/dt内反馈动作”延迟的方法。在这里，以下将后者的方法称为“LPF插入法”。

图22是电子电路1的结构的一例，示出对图18(A)的例子的结构进一步应用LPF插入法的情况下的结构的例子。

因此，在图22中，对与图18(A)相同的部分标以相同的附图标记，省略它们的说明。

将图22和图18(A)进行比较有如下不同：相对于图18(A)的结构，在图22的di/dt反馈部23中，LPF电路201被插入在作为缓冲电路的基极电阻的电阻122的两端与变压器121的二次侧之间。

此外，为了使用图22的di/dt反馈部23来实现导通时的“di/dt内反馈动作”，应用使用图19进行说明的方法即可。即，在使用上侧的电子电路1U和下侧的电子电路1D(下侧在图22中未进行图示)的串联连接的组的情况下，只要应用在上侧和下侧实现功能的方法即可。

该图22的di/dt反馈部23与图18(A)的di/dt反馈部23相同，即使发生变压器121的开放故障也能够保持以往的切换。

此外，如图22所示，在LPF电路201中改变整流元件(在图22的例子中为整流二极管)的朝向而设置有两个电流路径。由此，能够仅通过1个变压器121来调整导通时及断开时各个切换的特性。

即，通过IGBT 11而被阻断或接通的母线中所流过的电流的时间变化存在在IGBT 11断开及导通时是不同的这一特性，即在断开时是电流减小的方向，而在导通时是电流增加的方向这一特性。由于这样的特性，在变压器121的二次侧产生的电动势的朝向互为相反方向。因此，在LPF电路201中，由于两个整流元件(在图22的例子中为整流二极管)，电流路径被分支为导通时的电流路径212和断开时的电流路径211。由此，在各个流路211、212中适当添加作为滤波器和衰减项而发挥作用的元件，从而能够最佳地调整断开时及导通时各自的特性。

例如，在图22的例子的LPF电路201中，在导通时的电流路径211中，通过添加由电阻R和绕组的电感Ld构成的RL电路，能够实现LPF(一次延迟)。即，通过使电感Ld可变，能够容易且适当地调整该延迟量(时间常数)。

这样，通过应用LPF插入法能够得到理想地改善浪涌电压和切换损失的折衷特性的作用。

再有，该作用意味着使IGBT各自的切换速度偏差自动地最佳化。

在专利文献1等现有技术中，需要对IGBT的最差值附加控制参数，而通过使用LPF插入法，作为IGBT 11不管采用怎样的IGBT，均能够起到始终以最佳状态自动地驱动这样的效果。

图23(A)～图23(F)是表示对使LPF的延迟量(电感Ld)变化的情况下的、图22的电子电路1导通时的动作的结果进行比较的时序图。

图23(A)是作为参考而示出的、以往的电子电路的时序图。

图23(B)是电感Ld＝10(μH)的情况下的图22的电子电路1的时序图。

图23(C)是电感Ld＝50(μH)的情况下的图22的电子电路1的时序图。

图23(D)是电感Ld＝100(μH)的情况下的图22的电子电路1的时序图。

图23(E)是电感Ld＝150(μH)的情况下的图22的电子电路1的时序图。

图23(F)是电感Ld＝200(μH)的情况下的图22的电子电路1的时序图。

如图23(A)～图23(F)所示，确认了能够得到下述效果：通过适当调整LPF的延迟量(电感Ld)，根据在导通时的“di/dt内反馈动作”，能够在不改变集电极-发射极之间的电压Vce的急剧下降的情况下(由此不使切换损失增加)使换流侧的FWD 12D的电压Vrr的浪涌电压降低。

图24是表示应用了LPF插入法的图22的电子电路1及以往的电子电路各自导通时的、浪涌电压与切换损失的关系的一例的图。

在图24中，纵轴表示浪涌电压，横轴表示切换损失。此外，实线表示关于应用了LPF插入法的图22的电子电路1的、将标记了使LPF的延迟量(电感Ld)变化了的情况下的各实测值的点连结而成的曲线。另一方面，虚线表示对以往的电子电路，将标记了使栅极电阻Rg变化的情况下的各实测值的点连结而成的曲线。

如图24所示，通过使图22的电子电路1的LPF的延迟量(电感Ld)最佳化，通过采用例如图24中的“Ld”字样的上方所示的绘制点所对应的电感Ld，与以往的电子电路相比，能够在不使切换损失增加的情况下，大幅抑制浪涌电压。

如以上说明那样，图22的电子电路1具有半导体元件驱动电路13，该半导体元件具有根据被施加在栅极上的驱动信号的电压而导通或断开的切换功能，是集电极和发射极被插入母线中的第一半导体元件和第二半导体元件，为了通过分别并联连接有续流二极管的所述第一半导体元件及所述第二半导体元件的串联连接来使母线导通或阻断，该半导体元件驱动电路13U将驱动信号提供给第一半导体元件的栅极。

在这里，在图22的例子中，仅示出1个电子电路1，但是在两个电子电路1以设置在上侧和下侧的方式被安装在逆变器等上的情况下，图22所示的电子电路1是上侧的电子电路(在其他的例子中所说的电子电路1U)。

这种情况下，作为第一半导体元件，采用IGBT 11U(图22所示的IGBT 11)，作为第二半导体元件采用IGBT 11D(在图22中未图示)。作为被并联连接在第一半导体元件上的续流二极管，采用FWD12U(图22所示的FWD 12)，作为被并联连接在第二半导体元件上的续流二极管采用FWD 12D(在图22中未图示)。

半导体元件驱动电路13具有di/dt反馈部23，该di/dt反馈部23根据流过母线的电流的时间变化将反馈电压V_FB作为驱动信号的电压的一部分而生成。

di/dt反馈部23在第一半导体元件从导通切换到断开时，即、在图22的例子中所示的IGBT 11断开时，根据该第一半导体元件的集电极电流(在图22的例子中为IGBT 11的集电极电流Ic)的时间变化，生成反馈电压V_FB。

此外，di/dt反馈部23在第一半导体元件从断开切换到导通时，即、在图22的例子所示的IGBT 11导通时，根据流过第二半导体元件侧的续流二极管的续流电流(在图22的例子中未图示的FWD 12D的换流电流I_FWD)，生成反馈电压V_FB。

这样的di/dt反馈部23作为延迟滤波器而具有LPF电路201，该延迟滤波器使反馈电压V_FB作为驱动信号的电压的一部分而施加到IGBT 11的栅极的定时延迟。

具有这样的结构的图22的电子电路1当然能够起到上述效果(1)至(3)，还能够起到以下那样的效果(12)。

(12)通过适当调整延迟滤波器的延迟量(在图22的例子中为电感Ld)，能够在不妨碍根据“di/dt内反馈动作”而导通时的切换的集电极-发射极之间的电压Vce的急剧下降(由此不使切换损失增加)的情况下，使续流二极管的电压Vrr的浪涌电压降低。

即，通过适当调整延迟滤波器的延迟量(在图22的例子中为电感Ld)，能够通过规定使“di/dt内反馈动作”发动的时刻来改善浪涌电压和切换损失的折衷特性。

此外，本发明不限于上述的实施方式，能够达到本发明的目的的范围内的变形、改进等都包含在本发明中。

例如，不仅是IGBT，作为具有切换功能的任意的半导体元件的驱动用途，都可以应用本发明。

即，本发明例如能够在具有根据施加在栅极上的驱动信号的电压来导通或断开的切换功能、为了通过集电极与发射极被插入到母线中的半导体元件使母线导通或阻断而向半导体元件的栅极供给驱动信号的驱动电路中广泛地应用。在该情况下，该驱动电路包括根据流过母线的电流的时间变化将反馈电压作为驱动信号的电压的一部分而生成的反馈部。

换句话说，本发明不仅能够应用于电动汽车、电车、工业用装置等中所使用的逆变器，另外，还能够应用于使用了电压或电流驱动型的任意的半导体元件的任意的电流开闭器。

Claims (8)

1.一种半导体元件的驱动装置(13U)，所述半导体元件具有根据施加在栅极上的驱动信号的电压而导通或断开的切换功能，是集电极和发射极被插入在母线中的、分别并联连接有续流二极管(12U、12D)且相互串联连接的第一半导体元件(11U)及第二半导体元件(11D)，所述半导体元件的驱动装置(13U)向第一半导体元件(11U)及所述第二半导体元件(11D)中的所述第一半导体元件(11U)的栅极提供驱动信号以使所述母线接通或阻断，其特征在于，

所述半导体元件的驱动装置(13U)具有反馈部(23OFF、23ON)，所述反馈部根据流过所述母线的电流的时间变化，将反馈电压作为所述驱动信号的电压的一部分而生成，

所述反馈部具有：

断开时反馈部(23OFF)，在所述第一半导体元件(11U)从导通切换到断开时，根据所述第一半导体元件(11U)的集电极电流的时间变化，生成所述反馈电压；

导通时反馈部(23ON)，在所述第一半导体元件(11U)从断开切换到导通时，根据所述第二半导体元件(11D)侧的所述续流二极管(12D)中所流过的续流电流，生成所述反馈电压。

2.如权利要求1所述的半导体元件的驱动装置，其特征在于，

所述导通时反馈部在所述续流电流的方向是与反向恢复区间对应的方向的情况下，生成所述反馈电压，在除此以外的情况下，禁止所述反馈电压的生成。

3.一种半导体元件的驱动方法，所述半导体元件具有根据施加在栅极上的驱动信号的电压而导通或断开的切换功能，是集电极和发射极被插入在母线中的、分别并联连接有续流二极管(12U、12D)且相互串联连接的第一半导体元件(11U)及第二半导体元件(11D)，所述半导体元件的驱动方法对所述第一半导体元件(11U)及所述第二半导体元件(11D)中的至少所述第一半导体元件(11U)进行驱动，其特征在于，

为了使所述母线导通或阻断，将驱动信号供给到所述第一半导体元件(11U)的栅极，

根据流过所述母线的电流的时间变化，将反馈电压作为所述驱动信号的电压的一部分而生成，

在所述第一半导体元件(11U)从导通切换到断开时，根据所述第一半导体元件(11U)的集电极电流的时间变化，生成所述反馈电压；

在所述第一半导体元件(11U)从断开切换到导通时，根据所述第二半导体元件(11D)侧的所述续流二极管(12D)中所流过的续流电流，生成所述反馈电压。

4.一种半导体元件的驱动装置(13)，所述半导体元件(11)具有根据被施加在栅极上的驱动信号的电压导通或断开的切换功能，且集电极和发射极被插入到母线中，所述半导体元件的驱动装置(13)向半导体元件(11)的栅极供给驱动信号以使所述母线导通或阻断，其特征在于，

所述半导体元件的驱动装置(13)具有：

缓冲电路，包括基极电阻(122)；和

反馈部(23)，根据流过所述母线的电流的时间变化，将反馈电压作为所述驱动信号的电压的一部分而生成，

所述反馈部(23)具有变压器(121)，该变压器(121)的二次侧被连接在所述缓冲电路的所述基极电阻(122)的两端。

5.根据权利要求4所述的半导体元件的驱动装置，其特征在于，

所述变压器(121)是空芯变压器。

6.一种半导体元件的驱动装置(13、13U)，所述半导体元件具有根据施加在栅极上的驱动信号的电压而导通或断开的切换功能，是集电极和发射极被插入在母线中的、分别并联连接有续流二极管(12U、12D)且相互串联连接的第一半导体元件(11U)及第二半导体元件(11D)，所述半导体元件的驱动装置(13U)向第一半导体元件(11U)及所述第二半导体元件(11D)中的所述第一半导体元件(11U)的栅极提供驱动信号以使所述母线接通或阻断，其特征在于，

所述半导体元件的驱动装置(13U)具有：

反馈部(23)，在所述第一半导体元件从导通切换到断开时，根据所述第一半导体元件的集电极电流的时间变化，生成反馈电压，在所述第一半导体元件从断开切换到导通时，根据所述第二半导体元件侧的所述续流二极管中所流过的续流电流，生成反馈电压，将所生成的所述反馈电压作为所述驱动信号的电压的一部分而施加到所述第一半导体元件的栅极上，

所述反馈部(23)具有延迟滤波器(201)，该延迟滤波器(201)使将所述反馈电压作为所述驱动信号的电压的一部分而施加到所述第一半导体元件的栅极上的定时延迟。

7.根据权利要求6所述的半导体元件的驱动装置，其特征在于，所述延迟滤波器(201)具有使整流元件的朝向改变的两个电流路径(211、212)。

8.一种半导体元件的驱动方法，所述半导体元件具有根据施加在栅极上的驱动信号的电压而导通或断开的切换功能，是集电极和发射极被插入在母线中的、分别并联连接有续流二极管(12U、12D)且相互串联连接的第一半导体元件(11U)及第二半导体元件(11D)，所述半导体元件的驱动方法对所述第一半导体元件(11U)及所述第二半导体元件(11D)中的至少所述第一半导体元件(11U)进行驱动，其特征在于，

为了使所述母线导通或阻断，将驱动信号供给到所述第一半导体元件(11U)的栅极，

在第一半导体元件从导通切换到断开时，根据所述第一半导体元件的集电极电流的时间变化，生成反馈电压，并将所述反馈电压作为所述驱动信号的电压的一部分而施加到所述第一半导体元件的栅极上，

在所述第一半导体元件从断开切换到导通时，根据所述第二半导体元件侧的所述续流二极管中所流过的续流电流，生成所述反馈电压，并在生成后延迟规定的延迟量地将所述反馈电压作为所述驱动信号的电压的一部分而施加到所述第一半导体元件的栅极上。

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