CN101044669A - 电力转换装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种电力转换装置，具备：与直流电压源串联连接并向负载提供电力的两个一组的主电路开关元件(4u)、(4x)；与这些各个主电路开关元件反向并联连接的回流二极管(5u)、(5x)；和在切断这些各个回流二极管时向各个回流二极管施加比直流电压源小的反向电压的反向电压施加电路(8)，其中，反向电压施加电路具备抑制在回流二极管的反向恢复时流向低电压直流电压电源的主电路电流的电流抑制电路(10)。
Description
技术领域
本发明涉及一种在主电路开关元件上反向并联连接了回流二极管的结构的电力转换装置。
背景技术
在逆变器装置中例如有如下结构：如图1所示，在MOSFETSu～Sw和Sx～Sz上反向并联连接回流二极管Du～Dw和Dx～Dz。在这种结构的情况下，MOSFETSu～Sw和Sx～Sz关闭时，蓄积在负载M中的电流能量通过回流二极管Du～Dw和Dx～Dz回流。
这种情况下，例如回流二极管Dx中流有正向电流Ia时，如果MOSFETSu导通，则PN间电压(所谓的直流链电压(DC linkvoltage))作为反向偏置施加在回流二极管Dx的两端，如图2所示，在由于残留电荷而在回流二极管Dx中流过反向电流后，回流二极管Dx断开。因此，由于PN间电压和反向电流，回流二极管Dx中产生较大损失，因此必须使散热器大型化。
因而有以下方案：设置反向电压施加电路，当切断回流二极管时，从反向电压施加电路向回流二极管施加较小的反向电压，由反向电压施加电路的低电压直流电压源引起回流二极管的反向恢复，从而降低在回流二极管中产生的损失。例如包括在日本公开特许公报的特开平10-327585号中记载的发明。
图3是具备反向电压施加电路的现有的电力转换装置的电路图。在图3中，直流电压源1对3相交流电源进行整流，在直流电压源1的正侧直流母线1a和负侧直流母线1b之间连接有平滑用的电容器2和逆变器主电路3。逆变器主电路3将相当于主电路开关元件的MOSFET4u～4w和4x～4z进行3相桥接，在MOSFET4u～4w和4x～4z的集电极和发射极之间反向并联连接回流二极管5u～5w和5x～5z，并在逆变器主电路3的输出侧连接负载6(例如电机)。
另外，对于逆变器主电路3，存在控制该逆变器主电路3的控制电路(后述)。该控制电路相对上述逆变器主电路3，被定位为副电路(辅助电路)。
在各个回流二极管5u～5w和5x～5z上连接有反向电压施加电路7。这些各个反向电压施加电路7具有电压值比直流电压源1低的低电压直流电压源8，并且在MOSFET4u～4w和4x～4z的集电极和发射极之间分别连接低电压直流电压源8的电源线8a、8b。
各反向电压施加电路7具有基极驱动电路9，基极驱动电路9的电源线9a、9b与低电压直流电压源8的电源线8a、8b连接，当从省略图示的开关定时生成电路向基极驱动电路9输出了驱动信号SGu～SGw、SGx～SGz(未图示)时，基极驱动电路9由来自低电压直流电压源8的电源驱动，从而导通MOSFET4u～4w和4x～4z。
各反向电压施加电路7具有相当于反向电压施加开关元件的MOSFET17，MOSFET17被插在低电压直流电压源8的电源线8a上，选择耐压比MOSFET4u～4w和4x～4z低的MOSFET17。该MOSFET17在回流二极管的反向恢复时导通。
各反向电压施加电路7具有二极管13和电容器14，这些各个二极管13和电容器14与低电压直流电压源8的电源线8a并联连接，当MOSFET4u～4w和4x～4z被导通时，从各个低电压直流电压源8通过二极管13向电容器14充电。由此向电容器14充入基极驱动电路18的驱动用电源。在电源线8a、8b之间连接电容器15，并在电源线8a上串联连接二极管29。另外，在电源线8a、8b之间连接二极管16。
基极驱动电路18的电源线18a、18b连接在电容器14的两个端子上，当从根据逆变器主电路3的A、B、C点的电位输出驱动信号的省略图示的电位判别电路向基极驱动电路18输出了驱动信号SGru～SGrw、SGrx～SGrz(未图示)时，基极驱动电路18由电容器14的充电电力驱动，使MOSFET17导通。由此，从低电压直流电压源8通过MOSFET17向回流二极管5u～5w和5x～5z施加小于直流电压源1的反向电压。
但是，上述现有技术为了在回流二极管的反向恢复时使反向电压施加电路7动作，必须检测出逆变器主电路3的A、B、C点的电位，并判定主电路电流的方向，因此需要电压检测器。
而且，在回流二极管的反向恢复时，由于主电路的电流暂时流过反向电压施加电路的低电压直流电压电源8，因此辅助电源的电压变动大。即，在回流二极管的反向恢复时，反向电压施加电路7使得在回流二极管中流动的电流不流动，因此在回流二极管中流动的电流暂时流入反向电压施加电路，从而形成通过反向电压施加电路的低电压直流电压电源8将回流二极管旁路的电路。因此，反向电压施加电路的低电压直流电压电源8的电压变动大。结果，必须增大反向电压施加电路的低电压直流电压电源8的电流容量。
本发明的目的在于提供一种电力转换装置，可以抑制在回流二极管的反向恢复时流向反向电压施加电路的辅助电源的主电路电流，并且可以适当地进行回流二极管的反向恢复。
进而，本发明的目的在于提供一种电力转换装置，无需设置用于检测在回流二极管中流动的电流的方向的检测器，就可适当地进行回流二极管的反向恢复，并且可以抑制在回流二极管的反向恢复时流向反向电压施加电路的辅助电源的主电路电流。
发明内容
为了实现上述目的，本发明的电力转换装置如下构成。即，
本发明的电力转换装置具备：与直流电压源串联连接并向负载提供电力的两个一组的主电路开关元件；与这些各个主电路开关元件反向并联连接的回流二极管；和在切断这些各个回流二极管时向各个回流二极管施加比直流电压源小的反向电压的反向电压施加电路，其中，反向电压施加电路由以下部分的串联电路构成：电压值比直流电压源低的辅助电源；在回流二极管的反向恢复时接通并且耐压比主电路开关元件低的反向电压施加开关元件；和反向恢复时间比回流二极管短的高速辅助二极管，辅助电源具备：比直流电压源的电压低的低电压直流电压电源；与低电压直流电压电源串联连接、并且抑制在回流二极管的反向恢复时流向低电压直流电压电源的主电路电流的电流抑制电路；和与低电压直流电压电源和电流抑制电路的串联电路并联连接、并且即使在高频带内其内部阻抗也较低的高频用电容器。
另外，本发明的电力转换装置具备：与直流电压源串联连接并向负载提供电力的两个一组的主电路开关元件；与这些各个主电路开关元件反向并联连接的回流二极管；和在切断这些各个回流二极管时向各个回流二极管施加比直流电压源小的反向电压的反向电压施加电路，其中，反向电压施加电路由以下部分的串联电路构成：电压值比直流电压源低的辅助电源；在回流二极管的反向恢复时接通并且耐压比主电路开关元件低的反向电压施加开关元件；和反向恢复时间比回流二极管短的高速辅助二极管，并且该电力转换装置具备：具有短时间的休止期间来切换主电路开关元件的主电路开关控制电路，该休止期间在对两个一组的主电路开关元件相互切换接通状态和断开状态时，使两个主电路开关元件都断开；和在从主电路开关元件断开的时刻开始的休止期间中使反向电压施加开关元件接通、在休止期间经过后使其断开的反向电压施加开关控制电路。
附图说明
图1是表示现有的逆变器电路的一个例子的电路图。
图2是表示回流二极管的反向恢复特性的电流波形图。
图3是表示现有的电力转换装置的一个例子的电路图。
图4是本发明第1实施例的电力转换装置的电路图。
图5是本发明第1实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图6是本发明第1、7实施例中的电流抑制电路的电路图。
图7是本发明第2实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图8是本发明第3实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图9是本发明第4实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图10是本发明第5实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图11是一般的功率MOSFET的元件特性的导通电阻和反向恢复时间的倾向曲线图。
图12是本发明第6实施例的电力转换装置的电路图。
图13是本发明第6实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图14是本发明第6实施例中的来自主电路开关控制电路的栅极驱动信号和来自反向电压施加开关控制电路的栅极驱动信号的说明图。
图15是本发明第7实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图16是本发明第8实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图17是本发明第9实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图18是本发明第10实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图19是本发明第11实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图20A、图20B是本发明第11实施例中的正侧主电路开关元件的栅极驱动信号的脉冲缺损的说明图。
图21是本发明第12实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图22是本发明第13实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
图23是本发明第14实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路的主要部分的电路图。
具体实施方式
以下参照图4至图23详细地说明本发明的电力转换装置的各实施例。
(第1实施例)
图4是本发明第1实施例的电力转换装置的电路图。该第1实施例相对于图3所示的现有例，在反向电压施加电路7内追加设置了抑制在回流二极管5(5u、5v、5w、5x、5y、5z)的反向恢复时流向低电压直流电压电源8的主电路电流的电流抑制电路10，并且在低电压直流电压电源8和电流抑制电路10的串联电路上并联连接了即使在高频带内其内部阻抗也较低的高频用电容器15A。与图3相同的要素使用相同的符号并省略重复说明。
在图4中，检测出逆变器主电路3的A点的电压，当判定为处于进行回流二极管5u的反向恢复的状态时，向基极驱动电路18输出驱动信号，MOSFET17导通。由此，通过电源线8a向回流二极管5u施加反向电压，从而回流二极管5u中流动的电流减少。
这样，从负载6经由回流二极管5u流向直流电压电源的P侧的主电路电流流入反向电压施加电路7。流入了反向电压施加电路的主电路电流将流入低电压直流电压电源8和高频用电容器15A，但由于低电压直流电压电源8上串联连接了电流抑制电路10，因此流入低电压直流电压电源8的电流被抑制，流向高频用电容器15A一方。从而可以抑制流向低电压直流电压电源的主电路电流，而无需增大恒压电源的电流容量。另外，可以在短时间内流动使回流二极管5u反向恢复所需的电流，从而无需延长在切换以互补的关系通断的两个一组的主电路开关元件4u、4x的通断时的休止期间。因此，还可以抑制由于休止期间所产生的电力转换装置的控制质量的劣化(波形劣化)。
图5是第1实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。在图5中省略了基极驱动电路9、18等的记载。直流电压源1例如通过对三相交流电源进行整流并由平滑电容器2进行平滑而得到。正侧直流母线1a和负侧直流母线1b从直流电压源1延伸，在正侧直流母线1a和负侧直流母线1b之间串联连接作为主电路开关元件4u、4x的2个MOSFET。
这些正侧的主电路开关元件4u和负侧的主电路开关元件4x双方都分别内置回流二极管5u、5x。从正侧主电路开关元件4u和负侧主电路开关元件4x之间取出与负载连接的负载端子11，并且在主电路开关元件4的漏极端子和源极端子之间(回流二极管5的负极端子和正极端子之间)连接反向电压施加电路7。
反向电压施加电路7由电压值低于直流电压源1的辅助电源12、耐压低于主电路开关元件4的反向电压施加开关元件17、反向恢复时间短于回流二极管5的高速辅助二极管16的串联连接构成。
辅助电源12通过串联连接比直流电压源的电压的约1/4低的低电压直流电压电源8、作为电流抑制电路10的电阻器、即使在高频带内其内部阻抗也较低的高频用电容器15A而构成。
这里，高频用电容器15A不使用平滑用的电解电容器等，而是使用陶瓷电容器或薄膜电容器等高频用电容器。另外，作为电流抑制电路10的电阻器例如也可以使用印刷布线基板的铜箔图案的布线电阻或铜线、铜板等的布线电阻。而且，也可以使用例如图6所示的恒流电路。
在图5的结构中，连接了高频用电容器15A、反向电压施加开关元件17、辅助二极管16和回流二极管5的放电路径尽可能短地布线，以便减小阻抗。
在上述结构的第1实施例中，使用即使在高频带内其内部阻抗也较低的高频用电容器15A，因此，从该高频用电容器15A的电荷放电可以高速地执行，从而可以缩短在使回流二极管5反向恢复时流动的电流的上升时间，并且最大电流也变高。另外，还与电流抑制电路10的作用相辅，这种脉冲状的电流不直接在低电压直流电压电源8中流动，而是更为平均的波形的电流在低电压直流电压电源8中流动。
根据第1实施例，可以使反向恢复回流二极管5所需的电流在短时间内流动，而不需要延长休止期间，因此，还可以抑制由于切换以互补的关系通断的两个一组的主电路开关元件4u、4x的通断时的休止期间所产生的电力转换装置的控制质量的劣化(波形劣化)等。
另外，在向回流二极管5提供反向恢复电流的时间中，主电路电流(负载电流)也通过反向电压施加电路7，从而由主电路电流所导致的损失也增加，因此最好尽可能快地结束回流二极管5的反向恢复，这种要求也可以实现。而且，由于对低电压直流电压电源8的负担也减轻，因此低电压直流电压电源8可以是低电流容量的电源，从而低电压直流电压电源8的内部发热也减轻。
(第2实施例)
图7是本发明第2实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该第2实施例相对于图4所示的第1实施例，将低电压直流电压电源8用作主电路开关元件4的驱动用电源。
在图7中，主电路开关元件4的基极驱动电路9包括栅极驱动用放大器27和栅极电阻19，栅极驱动用放大器27从低电压直流电压电源8得到电力，并经由栅极电阻19，作为主电路开关元件4的栅极驱动信号输入到主电路开关元件4的栅极端子。图7中示出了使用电阻器作为电流抑制电路10的情况。
由于电流抑制电路10的电流抑制作用和高频用电容器15A的高频阻抗降低作用，在低电压直流电压电源8中不再流动伴随回流二极管5的反向恢复的脉冲状的电流，因此即使在回流二极管5的反向恢复时，低电压直流电压电源8的电压变动也非常小。
根据第2实施例，低电压直流电压电源8的电压变动小、实现了稳定化，因此即使向主电路开关元件4的基极驱动电路9提供电源，在回流二极管5的反向恢复时也可以防止电源电压变动等的坏影响。另外，通过低电压直流电压电源8与基极驱动电路9的电源的电源共有，可以实现电路的简化。
(第3实施例)
图8是本发明第3实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该第3实施例相对于图4所示的第1实施例，仅在两个一组的主电路开关元件4u～4w和4x～4z中的、连接在直流电源负侧的主电路开关元件4x～4z中具备反向电压施加电路7。在图8中示出用作三相逆变器时的电力转换装置。
在图8中，正侧直流母线1a和负侧直流母线1b从直流电压源1延伸，在正侧直流母线1a和负侧直流母线1b之间，在正侧主电路开关元件4u～4w中应用IGBT，在负侧主电路开关元件4x～4z中应用MOSFET。
在负侧主电路开关元件4x～4z中使用内置有回流二极管5x～5z的MOSFET，而在正侧主电路开关元件4u～4w中使用没有内置回流二极管5u～5w的IGBT，因此在正侧主电路开关元件4u～4w上并联连接反向恢复时间短并且反向恢复损失小的回流二极管5u～5w。从而在正侧主电路开关元件4u～4w中不需要反向电压施加电路7。
即，虽然在负侧主电路开关元件4x～4z上连接反向电压施加电路7，但在正侧主电路开关元件4u上没有连接反向电压施加电路7。负侧主电路开关元件4x～4z的反向电压施加电路7针对三相电路仅共用一个低电压直流电压电源8。这是因为x相～z相的反向电压施加电路7的一个电源线可以与直流电压源1的负侧直流母线1b共用。
根据第3实施例，仅在负侧主电路开关元件4x～4z中应用反向电压施加电路7，因此不必针对三相电路为每相设置低电压直流电压电源8，各相共用一个即可。另外，由于低电压直流电压电源8可以仅为1个，因此可以实现电路的简化。
(第4实施例)
图9是本发明第4实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该第4实施例相对于图4所示的第1实施例，设置了电压变化率抑制电路20，用于调整主电路开关元件4的驱动信号的电压，以便抑制主电路开关元件4的输出电压随时间的急剧变化。
在图9中，电压变化率抑制电路20通过串联连接电压变化率抑制用电容器21和电压变化率抑制用电阻器22而构成，并且连接在主电路开关元件4的漏极端子和主电路开关元件4的栅极端子之间。
在回流二极管的反向恢复时，由于反向电压施加电路7的动作，回流二极管5急速截止。因此，主电路开关元件4的漏极-源极间电压的时间变化率大。从而，当主电路开关元件4的漏极电压开始急剧下降时，由于电压变化率抑制电路20的作用，降低了主电路开关元件4的栅极电压，结果缓和了主开关元件的接通速度。
根据第4实施例，由于缓和了主开关元件4的接通速度，因此，抑制了主电路开关元件4的电压变化率，从而抑制了电磁干扰波(噪声)的发生。
(第5实施例)
图10是本发明第5实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该第5实施例相对于图4所示的第1实施例，使用优先设计了低导通电阻的MOSFET作为主电路开关元件4，并在主电路开关元件4上并联连接双极元件23。该双极元件23与主电路开关元件4几乎同时接通，并且比主电路开关元件4的断开稍早地断开。
在图10中，与主电路开关元件4并联连接双极元件23。栅极信号延迟电路24接收原始的栅极信号，将其分成给予主电路开关元件4的栅极驱动信号和给予双极元件23的基极驱动用信号，并使主电路开关元件4的栅极驱动信号的断开定时比双极元件23的基极驱动用信号的断开定时稍晚。
给予主电路开关元件4的栅极驱动信号经由基极驱动电路9的栅极驱动用放大器27和栅极电阻19，输入到主电路开关元件4的栅极。同样，给予双极元件23的基极驱动用信号经由基极驱动电路25的栅极驱动用放大器28和栅极电阻26，输入到双极元件23。
图11表示一般的功率MOSFET的元件特性的导通电阻和反向恢复时间的倾向曲线。在图11中示出如下倾向：如果将MOSFET设计成导通电阻较小，则反向恢复时间变长，结果，由反向恢复导致的损失也变大，相反，如果将MOSFET设计成导通电阻较大，则反向恢复时间变短，结果，由反向恢复导致的损失也变小。
因此，在第5实施例中，作为在主电路开关元件4中使用的功率MOSFET，应用将导通电阻优先设计得较低的功率MOSFET，并且并联连接与主电路开关元件4几乎同时接通、并且比主电路开关元件4的断开稍早地断开的双极元件23。
由此可以实现与具有积蓄时间的双极元件23的并行操作。当接通时，由于大量电流流到低电阻的双极元件23中，因此可以实现接通损失的降低。另外，在关闭时，双极元件23的断开定时稍早，因此，在具有积蓄时间的双极元件23完全断开后，主电路开关元件4才断开，因此关闭损失也可以减小。
根据第5实施例，可以减小功率半导体的芯片面积，并且可以降低所产生的损失，从而可以实现低成本、高效率的电力转换装置。
(第6实施例)
图12是本发明第6实施例的电力转换装置的电路图。该第6实施例相对于图3所示的现有例，设置了主电路开关控制电路30和反向电压施加开关控制电路31，主电路开关控制电路30设置在使两个一组的主电路开关元件4u～4w、4x～4z相互切换接通状态和断开状态时，使两组主电路开关元件4u～4w、4x～4z共同断开的短时间的休止期间来进行切换，反向电压施加开关控制电路31在从主电路开关元件4u～4w、4x～4z断开的时刻开始的休止期间中，使反向电压施加开关元件17接通，在休止期间经过后使其断开。与图3相同的要素使用相同的符号并省略重复的说明。
在图12中，主电路开关控制电路30输出主电路开关元件4u～4w、4x～4z的通断指令，并且以与成组的主电路开关元件4u～4w、4x～4z互补的关系输出通断指令。在图12中示出了主电路开关控制电路30仅与主电路开关元件4u连接的情况，但也与其它的主电路开关元件4v～4z连接。
主电路开关控制电路30例如针对成组的主电路开关元件4u和主电路开关元件4x，在主电路开关元件4x断开时向主电路开关元件4u输出接通指令，在主电路开关元件4x接通时向主电路开关元件4u输出断开指令。
此时，具有使两个主电路开关元件4x、4u同时断开的短时间的休止期间，主电路开关控制电路30在该休止期间中将主电路开关元件4u切换为接通状态。
反向电压施加电路7的反向电压施加开关控制电路31在从主电路开关元件4u断开的时刻开始的休止期间中，使反向电压施加开关元件17接通，从而使反向电压施加电路7动作。然后，在休止期间经过后，使反向电压施加开关元件17断开，从而停止反向电压施加电路7的动作。由此，可以与主电路中流动的主电路电流的方向无关，适当地使反向电压施加电路7动作，从而不需要检测电流方向的检测器等。
图13是第6实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。直流电压源1例如通过对三相交流电源进行整流并由平滑电容器2进行平滑而得到。正侧直流母线1a和负侧直流母线1b从直流电压源1延伸，在正侧直流母线1a和负侧直流母线1b之间串联连接相当于主电路开关元件4u、4x的2个MOSFET。这些正侧的主电路开关元件4u和负侧的主电路开关元件4x双方都分别内置回流二极管5u、5x。从正侧主电路开关元件4u和负侧主电路开关元件4x之间取出与负载连接的负载端子11。
反向电压施加电路7a、7b连接在主电路开关元件4u、4x的漏极端子和源极端子之间。即，在回流二极管5u、5x的负极端子和回流二极管5u、5x的正极端子之间连接反向电压施加电路7a、7b。
反向电压施加电路7a、7b由具有电压值低于直流电压源1的恒压直流电源8a、8b的辅助电源12a、12b、耐压低于主电路开关元件4u、4x的反向电压施加开关元件17a、17b、反向恢复时间短于回流二极管5u、5x的高速辅助二极管29a、29b的串联连接构成。主电路开关元件4u、4x的栅极驱动信号g1a、g1b从主电路开关控制电路30经由基极驱动电路9a、9b被输入到主电路开关元件4u、4x的栅极端子。另外，反向电压施加开关元件17的栅极驱动信号g2a、g2b从反向电压施加开关控制电路31经由基极驱动电路18a、18b被输入到反向电压施加开关元件17a、17b的栅极端子。
图14是来自主电路开关控制电路30的栅极驱动信号g1和来自反向电压施加开关控制电路31的栅极驱动信号g2的说明图。栅极驱动信号g1a是输入到正侧主电路开关元件4u的栅极端子的栅极驱动信号，栅极驱动信号g1b是输入到负侧主电路开关元件4x的栅极端子的栅极驱动信号，栅极驱动信号g2b是输入到反向电压施加开关元件17的栅极端子的栅极驱动信号。
在图14中，从负侧主电路开关元件4x的栅极驱动信号g1b在时刻t1变成断开指令状态后、到正侧主电路开关元件4u的栅极驱动信号g1a在时刻t3变成接通指令状态之间的休止期间T中，在时刻t2使负侧反向电压施加开关元件17b的栅极驱动信号g2b变成接通指令状态，在休止期间T经过后的时刻t4变成断开指令状态。另外，虽然省略图示，但对于正侧反向电压施加开关元件4u的栅极驱动信号g2a，也同样地提供通断定时。
以下说明动作。说明从负载端子11与负侧直流母线1b连接的状态向与正侧直流母线1a连接的状态切换的情况。这种情况下，首先，在负载电流从负载侧向负载端子11流入时，如果负侧主电路开关元件4x的栅极驱动信号g1b切换成断开指令状态，则负侧主电路开关元件4x在其后很快断开，负载电流立即通过正侧回流二极管5u流入正侧直流母线1a。
此时，负载端子11的电位状态变成与正侧直流母线1a连接的状态。在该状态下，负侧主电路开关元件4x的漏极端子、即负侧辅助二极管29b的负极端子的电位也变成与正侧直流母线1a连接的状态。另一方面，由于负侧恒压直流电压源8b的电压值低于直流电压源1，因此反向电压被施加在负侧辅助二极管29b上，即使将负侧反向电压施加开关元件17b变成接通状态，电流也不流向反向电压施加电路7b。
这种情况下，使负侧反向电压施加开关元件17b变成接通状态的定时如果太早，则负侧主电路开关元件4x可能没有完全断开，从而使辅助电源12b断路。这样，虽然电压值低于直流电压源1，但最好不产生多余的损失。因此，将使负侧反向电压施加开关元件17变成接通状态的定时(图14的时刻t2)设成负侧主电路开关元件4x完全断开后的定时。
然后，当负载电流从负载端子11向负载侧流出时，即使将负侧主电路开关元件4x的栅极驱动信号g1b切换成断开指令状态，负侧回流二极管5x也使电流继续沿正向流动。因此，负载端子11的电位状态依然保持与负侧直流母线1b连接的状态。在该状态下，不向负侧辅助二极管29b施加反向电压，而是通过将负侧反向电压施加开关元件17b变成接通状态，使电流从辅助电源12b的低压直流电压源8b流出。
由此，通过从反向电压施加电路7b向负侧回流二极管5x流入反向恢复电流，可以使负侧回流二极管5x处于截止状态。然后，在休止期间T经过后，正侧主电路开关元件4u变成接通状态，于是，负载端子11的电位状态变成与正侧直流母线1a连接的状态。
这种情况下，使负侧反向电压施加开关元件17b变成接通状态的定时如果过晚，则用于使反向恢复电流流入负侧回流二极管5x的时间不足，从而负侧回流二极管5x不能完全反向恢复。因此，将使负侧反向电压施加开关元件17b变成接通状态的定时设成能够确保负侧回流二极管5x可以利用来自反向电压施加电路7b的反向恢复电流来进行反向恢复所需的时间的定时。
这样，使反向电压施加开关元件17变成接通状态的定时无论过早还是过晚都有问题，因此考虑它们的平衡来决定。另外，也可以利用它们的平衡将休止期间T设定为适当长。
根据第6实施例，可以与主电路电流(负载电流)的方向无关地以统一的定时来使反向电压施加电路7适当地动作，因此不需要检测主电路电流方向的检测器等，从而可以简化控制机构。
(第7实施例)
图15是第7实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该第7实施例与图13所示的第6实施例相比，辅助电源12a、12b设置了比直流电压源1的电压低的低电压直流电压电源8a、8b；与低电压直流电压电源8a、8b串联连接并且抑制在回流二极管的反向恢复时流向低电压直流电压电源8a、8b的主电路电流的电流抑制电路10a、10b；与低电压直流电压电源8a、8b和电流抑制电路10a、10b的串联电路并联连接并且即使在高频带内其内部阻抗也较低的高频用电容器32a、32b。
在图15中，辅助电源12a、12b通过串联连接比直流电压源1的电压的约1/4低的低电压直流电压电源8a、8b、作为电流抑制电路10a、10b的电阻器、即使在高频带内其内部阻抗也较低的高频用电容器32a、32b而构成。
这里，高频用电容器32a、32b不使用平滑用的电解电容器等，而是使用陶瓷电容器或薄膜电容器等高频用电容器。另外，作为电流抑制电路10a、10b的电阻器例如也可以代用印刷布线基板的铜箔图案的布线电阻或铜线、铜板等的布线电阻。另外，也可以置换成图6中所示的恒流电路来形成。在图15的结构中，连接了高频用电容器32a、32b、反向电压施加开关元件17a、17b、辅助二极管29a、29b和回流二极管5u、5x的放电路径尽可能短地布线，以便减小阻抗。
在上述结构的第7实施例中，使用了即使在高频带内其内部阻抗也较低的高频用电容器32a、32b，因此，从该高频用电容器32a、32b的电荷放电可以高速地执行，从而可以缩短在使回流二极管5u、5x反向恢复时流动的电流的上升时间，并且最大电流也变高。另外，还与电流抑制电路10a、10b的作用相辅，这种脉冲状的电流不直接在低电压直流电压电源8a、8b中流动，而是更为平均的波形的电流在低电压直流电压电源8a、8b中流动。
根据第6实施例，在第6实施例的效果的基础上，还可以使反向恢复回流二极管5u、5x所需的电流在短时间内流动，而不需要延长休止期间，因此，还可以抑制由休止期间产生的电力转换装置的控制质量的劣化(波形劣化)等。另外，在向回流二极管5u、5x提供反向恢复电流的时间中，主电路电流(负载电流)也通过反向电压施加电路7，从而由主电路电流所导致的损失也增加，因此最好尽可能快地结束回流二极管5u、5x的反向恢复，这种要求也可以实现。而且，由于对低电压直流电压电源8a、8b的负担也减轻，因此低电压直流电压电源8a、8b可以是低电流容量的电源，从而低电压直流电压电源8a、8b的内部发热也减轻。
(第8实施例)
图16是本发明第8实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该第8实施例相对于第6实施例，将低电压直流电压电源8用作主电路开关元件4的驱动用电源。
在图16中，主电路开关元件4的基极驱动电路9包括栅极驱动用放大器27和栅极电阻19，栅极驱动用放大器27从低电压直流电压电源8得到电力，并经由栅极电阻19，作为主电路开关元件4的栅极驱动信号输入到主电路开关元件4的栅极端子。在图16中示出了使用电阻器作为电流抑制电路10的情况。另外，主电路开关控制电路30向基极驱动电路9的栅极驱动用放大器27输出通断指令，对主电路开关元件4进行通断控制，反向电压施加开关控制电路31经由基极驱动电路18向反向电压施加开关元件17输出通断指令。
在图16的结构中，由于电流抑制电路10的电流抑制作用和高频用电容器32的高频阻抗降低作用，在低电压直流电压电源8中不再流动伴随回流二极管5的反向恢复的脉冲状的电流，因此即使在回流二极管5的反向恢复时，低电压直流电压电源8的电压变动也非常小。
根据第8实施例，在第6实施例的效果的基础上，由于低电压直流电压电源8a、8b的电压变动小、实现了稳定化，因此即使向主电路开关元件4的基极驱动电路9提供电源，在回流二极管5的反向恢复时也可以防止电源电压变动等的坏影响。另外，通过低电压直流电压电源8与基极驱动电路9的电源的电源共有，可以实现电路的简化。
(第9实施例)
图17是本发明笫9实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该笫9实施例与第6实施例相比较，反向电压施加开关元件17的驱动电源利用自举电路33从主电路开关元件4的驱动电源提供。
在图17中，反向电压施加开关元件17的基极驱动电路18包括栅极驱动用放大器34和栅极电阻35，利用自举电路33从低电压直流电压电源8得到电力。自举电路33包括自举二极管36和自举电容器37。
然后，反向电压施加开关元件17的基极驱动电路18响应来自反向电压施加开关控制电路31的指令，利用自举电路33得到电力，作为反向电压施加开关元件17的栅极驱动信号输出到反向电压施加开关元件17的栅极端子。
在主电路开关元件4接通的期间、或者回流二极管5通电的期间，形成低电压直流电压电源8的正极→自举二极管36→自举电容器37→辅助二极管29→主电路开关元件4→低电压直流电压电源8的负极的充电环路，从而从低电压直流电压电源8为自举电容器37充电。使用为该自举电容器37充电后得到的电力作为反向电压施加开关元件17的驱动电源。
根据第9实施例，在第6实施例的效果的基础上，可以在不准备另外的绝缘电源的情况下得到反向电压施加开关元件17的基极驱动电路18的电源，从而可以简化电路。
(第10实施例)
图18是本发明第10实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该第10实施例与第6实施例相比较，反向电压施加开关元件17的驱动信号经由脉冲变压器38供给。
在图18中，反向电压施加开关控制电路31经由脉冲变压器38向反向电压施加开关元件17提供栅极驱动信号。反向电压施加开关元件的栅极驱动信号g2一边由脉冲变压器38绝缘，一边驱动反向电压施加开关元件17的栅极。
根据第10实施例，可以仅用1个脉冲变压器38来绝缘栅极驱动信号，因此不需要专用的栅极驱动用放大器的电源。从而可以利用与其它相的栅极驱动信号相同的电源，以共同的控制电位进行驱动，从而可以实现电路的简化。
(第11实施例)
图19是本发明第11实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该第11实施例相对于第6实施例，使从控制电路39输出的、提供给主电路开关元件4u、4x的驱动原始信号G的脉冲宽度比使两个主电路开关元件4u、4x都断开的短时间的休止期间长。
从控制电路39产生的主电路开关元件4u、4x的驱动原始信号G通常形成PWM波形。控制电路39仅输出脉冲宽度比使两个主电路开关元件4u、4x都断开的休止期间长的驱动原始信号G。这是为了防止正侧主电路开关元件4u的栅极驱动信号g1a的脉冲缺损。
图20A、图20B是正侧主电路开关元件4u的栅极驱动信号g1a的脉冲缺损的说明图。如图20A所示，正侧主电路开关元件4u的栅极驱动信号g1a形成为使驱动原始信号G的上升时间延迟了休止期间T后的信号，负侧主电路开关元件4x的栅极驱动信号g1b通过将使驱动原始信号G的接通和断开反转后的波形的上升时间延迟了休止期间而形成。
在这样形成的栅极驱动信号g1a、g1b中，如图20B所示，在驱动原始信号G的接通状态期间比休止期间T短的情况下，在正侧主电路开关元件4u的栅极驱动信号g1a中不再有接通状态，从而产生脉冲缺损。
负侧反向电压施加开关元件17b通常通过利用正侧主电路开关元件4u的接通，将负侧辅助二极管29b反向偏置，来自然地切断电流。但是，当发生这样的脉冲欠缺时，正侧主电路开关元件4u不接通，因此负侧反向电压施加开关元件4x利用自身的切断能力断开，从而负侧反向电压施加开关元件4x的关闭时的开关损失或浪涌电压增大，结果，反向电压施加开关元件17b必须选择能力高的元件。因此，第11实施例不输出这样的比休止期间窄的脉冲宽度。
根据第11实施例，在第6实施例的效果的基础上，由于控制装置39不输出比休止期间T短的脉冲宽度的驱动原始信号G，因此可以防止正侧主电路开关元件4u的栅极驱动信号g1a的脉冲欠缺。因此，通过将辅助二极管29b反向偏置，反向电压施加开关元件17b的电流自然切断，结果，反向电压施加开关元件17b可以不选择能力高的元件。
(第12实施例)
图21是本发明第12实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。相对于第6实施例，该第12实施例仅在两个一组的主电路开关元件4u～4w和4x～4z中的、连接在直流电源的负侧的主电路开关元件4x～4z中具备反向电压施加电路7。在图21中示出用作三相逆变器时的电力转换装置。
在图21中，正侧直流母线1a和负侧直流母线1b从直流电压源1延伸，在正侧直流母线1a和负侧直流母线1b之间，在正侧主电路开关元件4u～4w中应用IGBT，在负侧主电路开关元件4x～4z中应用MOSFET。
在负侧主电路开关元件4x～4z中使用内置有回流二极管5x～5z的MOSFET，而在正侧主电路开关元件4u～4w中使用没有内置回流二极管5u～5w的IGBT，因此在正侧主电路开关元件4u～4w上并联连接反向恢复时间短并且反向恢复损失小的回流二极管5u～5w。从而在正侧主电路开关元件4u～4w中不需要反向电压施加电路7。
即，虽然在负侧主电路开关元件4x～4z上连接了反向电压施加电路7x～7z，但在正侧主电路开关元件4u上没有连接反向电压施加电路7。负侧主电路开关元件4x～4z的反向电压施加电路7x～7z针对三相电路仅共用一个低电压直流电压电源8。这是因为x相～z相的反向电压施加电路7的一个电源线可以与直流电压源1的负侧直流母线1b共用。
根据第12实施例，在第6实施例的效果的基础上，仅在负侧主电路开关元件4x～4z中应用反向电压施加电路7x～7z，因此不必针对三相电路为每相设置低电压直流电压电源8，各相共用一个即可。另外，由于低电压直流电压电源8可以仅为1个，因此可以实现电路的简化。
(第13实施例)
图22是本发明第13实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该第13实施例相对于第6实施例，设置了电压变化率抑制电路20，用于调整主电路开关元件4的驱动信号的电压，以便抑制主电路开关元件4的输出电压随时间的急剧变化。
在图22中，电压变化率抑制电路20通过串联连接电压变化率抑制用电容器21和电压变化率抑制用电阻器22而构成，并且连接在主电路开关元件4的漏极端子和主电路开关元件4的栅极端子之间。
在回流二极管5的反向恢复时，由于反向电压施加电路7的动作，回流二极管5急速截止。因此，主电路开关元件4的漏极-源极间电压的时间变化率大。从而，当主电路开关元件4的漏极电压开始急剧下降时，由于电压变化率抑制电路20的作用，降低了主电路开关元件4的栅极电压，结果缓和了主开关元件的接通速度。
根据第13实施例，在第6实施例的效果的基础上，由于缓和了主开关元件4的接通速度，因此，抑制了主电路开关元件4的电压变化率，从而抑制了电磁干扰波(噪声)的发生。
(第14实施例)
图23是本发明第14实施例的电力转换装置中的反向电压施加电路7的主要部分的电路图。该第14实施例相对于第6实施例，使用优先设计了低导通电阻的MOSFET作为主电路开关元件4，并在主电路开关元件4上并联连接双极元件23。该双极元件23与主电路开关元件4几乎同时接通，并且比主电路开关元件4的断开稍早地断开。
在图23中，与主电路开关元件4并联连接双极元件23。栅极信号延迟电路24从主电路开关控制电路30接收原始的栅极驱动信号，将其分成给予主电路开关元件4的栅极驱动信号和给予双极元件23的基极驱动用信号，并使主电路开关元件4的栅极驱动信号的断开定时比双极元件23的基极驱动用信号的断开定时稍晚。
给予主电路开关元件4的栅极驱动信号经由基极驱动电路9的栅极驱动用放大器27和栅极电阻19，输入到主电路开关元件4。同样，给予双极元件23的基极驱动用信号经由基极驱动电路25的栅极驱动用放大器28和栅极电阻26，输入到双极元件23。
如前所述，图11表示一般的功率MOSFET的元件特性的导通电阻和反向恢复时间的倾向曲线。在该图中示出如下倾向：如果将MOSFET设计成导通电阻较小，则反向恢复时间变长，结果，由反向恢复导致的损失也变大，相反，如果将MOSFET设计成导通电阻较大，则反向恢复时间变短，结果，由反向恢复导致的损失也变小。
因此，在第14实施例中，在主电路开关元件4所使用的功率MOSFET中应用将导通电阻优先设计得较低的功率MOSFET，并且并联连接与主电路开关元件4几乎同时接通、并且比主电路开关元件4的断开稍早地断开的双极元件23。
由此可以实现与具有积蓄时间的双极元件23的并行操作。当接通时，由于大量电流流到低电阻的双极元件23中，因此可以实现接通损失的降低。另外，在关闭时，由于双极元件23的断开定时稍早，因此，在具有积蓄时间的双极元件23完全断开后，主电路开关元件4才断开，因此关闭损失也可以减小。
根据第14实施例，可以减小功率半导体的芯片面积，并且可以降低所产生的损失，从而可以实现低成本、高效率的电力转换装置。
产业上的可利用性
根据本发明，设置了电流抑制电路，可以抑制在回流二极管的反向恢复时流向低电压直流电压电源的主电路电流，因此可以抑制在低电压直流电压电源中流动的主电路电流，从而无需增大恒压电源的电流容量。
在回流二极管的反向恢复时流入反向电压施加电路的主电路电流在反向电压施加电路的高频用电容器中流动，因此可以在短时间内流动使回流二极管反向恢复所需的电流，从而不需要延长休止期间。因此还可以抑制由休止期间产生的电力转换装置的控制质量的劣化(波形劣化)等。
而且，根据本发明，可以与主电路电流的方向无关地以统一的定时使反向电压施加电路适当地动作，因此不需要检测电流方向的检测器等，从而可以简化控制机构。
Claims (14)
1.一种电力转换装置，其特征在于，具备：
(1)与直流电压源串联连接并向负载提供电力的两个一组的主电路开关元件；
(2)与这些各个主电路开关元件反向并联连接的回流二极管；和
(3)在切断这些各个回流二极管时向各个回流二极管施加比上述直流电压源小的反向电压的反向电压施加电路，
其中，上述反向电压施加电路由以下部分的串联电路构成：
(a)电压值比上述直流电压源低的辅助电源；
(b)(i)在上述回流二极管的反向恢复时接通并且耐压比上述主电路开关元件低的反向电压施加开关元件；和
(ii)反向恢复时间比上述回流二极管短的高速辅助二极管，
上述辅助电源具备：
(i)比直流电压源的电压低的低电压直流电压电源；
(ii)与上述低电压直流电压电源串联连接、并且抑制在上述回流二极管的反向恢复时流向上述低电压直流电压电源的主电路电流的电流抑制电路；和
(iii)与上述低电压直流电压电源和上述电流抑制电路的串联电路并联连接、并且即使在高频带内其内部阻抗也较低的高频用电容器。
2.一种电力转换装置，其特征在于，具备：
(1)与直流电压源串联连接并向负载提供电力的两个一组的主电路开关元件；
(2)与这些各个主电路开关元件反向并联连接的回流二极管；和
(3)在切断这些各个回流二极管时向各个回流二极管施加比上述直流电压源小的反向电压的反向电压施加电路，
其中，上述反向电压施加电路由以下部分的串联电路构成：
(a)电压值比上述直流电压源低的辅助电源；
(b)(i)在上述回流二极管的反向恢复时接通并且耐压比上述主电路开关元件低的反向电压施加开关元件；和
(ii)反向恢复时间比上述回流二极管短的高速辅助二极管，
并且该电力转换装置具备：
(4)具有短时间的休止期间来切换上述主电路开关元件的主电路开关控制电路，该休止期间在对上述两个一组的主电路开关元件相互切换接通状态和断开状态时，使两个主电路开关元件都断开；和
(5)在从上述主电路开关元件断开的时刻开始的休止期间中使上述反向电压施加开关元件接通、在上述休止期间经过后使其断开的反向电压施加开关控制电路。
3.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，上述低电压直流电压电源用作上述主电路开关元件的驱动用电源。
4.如权利要求1或3所述的电力转换装置，其特征在于，仅在两个一组的主电路开关元件中的、与直流电源的负侧连接的主电路开关元件中具备上述反向电压施加电路。
5.如权利要求1或3所述的电力转换装置，其特征在于，设置电压变化率抑制电路，用于调整上述主电路开关元件的驱动信号的电压，以便抑制上述主电路开关元件的输出电压随时间的急剧变化。
6.如权利要求1或3所述的电力转换装置，其特征在于，主电路开关元件使用优先设计了低导通电阻的MOSFET，并且将双极元件与上述主电路开关元件并联连接，该双极元件与上述主电路开关元件几乎同时接通，并且比上述主电路开关元件的断开稍早地断开。
7.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，上述辅助电源具备：
比直流电压源的电压低的低电压直流电压电源；
与上述低电压直流电压电源串联连接、并且抑制在上述回流二极管的反向恢复时流向上述低电压直流电压电源的主电路电流的电流抑制电路；和
与上述低电压直流电压电源和上述电流抑制电路的串联电路并联连接、并且即使在高频带内其内部阻抗也较低的高频用电容器。
8.如权利要求2或7所述的电力转换装置，其特征在于，上述低电压直流电压电源用作上述主电路开关元件的驱动用电源。
9.如权利要求2或7所述的电力转换装置，其特征在于，利用自举电路从上述主电路开关元件的驱动电源提供上述反向电压施加开关元件的驱动电源。
10.如权利要求2或7所述的电力转换装置，其特征在于，上述反向电压施加开关元件的驱动信号经由脉冲变压器提供。
11.如权利要求2或7所述的电力转换装置，其特征在于，使提供给上述主电路开关元件的驱动原始信号的脉冲宽度比上述休止期间长。
12.如权利要求2或7所述的电力转换装置，其特征在于，仅在上述两个一组的主电路开关元件中的、与直流电源的负侧连接的主电路开关元件中具备上述反向电压施加电路。
13.如权利要求2或7所述的电力转换装置，其特征在于，设置电压变化率抑制电路，用于调整上述主电路开关元件的驱动信号的电压，以便抑制上述主电路开关元件的输出电压随时间的急剧变化。
14.如权利要求2或7所述的电力转换装置，其特征在于，上述主电路开关元件使用优先设计了低导通电阻的MOSFET，并且将双极元件与上述主电路开关元件并联连接，该双极元件与上述主电路开关元件几乎同时接通，并且比上述主电路开关元件的断开稍早地断开。
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