CN1140045C - 准单级带功率因数校正的电源变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电源变换器。传统电源变换器存在着输入电流谐波大以及工作效率低等缺点。本发明提供的电源变换器包括将直流电转换为高频交流电的全桥开关器件组；变压器；主开关器件；升压开关器件；滤波电容器；升压开关器件与滤波电容器串接后与开关器件组并联，在升压开关器件上反向并联一个二极管，在主开关器件上也反向并联一个二极管。这种电路结构的能实现所有开关器件零电压或零电流开关，大大提高了工作效率。

Description

准单级带功率因数校正的电源变换器

本发明涉及电源变换器，尤其涉及一种利用诸如MOSFET、IGBT等半导体开关器件实现的电源变换装置。这类电源变换装置可以作为各类通信电源、电力操作电源等交直流开关电流，可以实现小的输入电流谐波，满足各类标准的要求，且能达到较高的效率。

图1给出了传统的采用全桥电路的交流/直流(AC/DC)变换器。本说明书中所述的开关器件可以是MOSFET或IGBT等功率开关，为了表述方便，在说明书正文中均以“开关器件”表示，在说明书附图中均以MOSFET表示。这类电源变换器，利用不控整流电路(由整流二极管D1至D6组成)和滤波电路(包括滤波电容器C11)将输入的交流电压变化成为较为平直的直流电压，再利用全桥直流/直流(DC/DC)变换电路(由全桥半导体开关器件Q11-Q14、变压器T1、整流二极管D7-D10以及LC滤波电路L11、C13组成)将这个直流电压变化为所需的直流电压。此类交直流变换器，通常需要采用大电容C11作为滤波环节。大电容的引入，使得输入电流产生了失真。因而此类变换器，大都不能满足各国关于电气装置输入电流谐波的标准，在目前的应用中受到了很大的限制。为了符合谐波的标准，往往需要在输入环节加入滤波器，由于该变换器本身的输入电流含有大量的谐波分量，为了滤除谐波，此类滤波器体积非常巨大，而且成本高。但是此类变换器的电路结构简单，控制方便，而且对于开关器件的选择来说比较经济，此类电路仍然被广泛的使用着。

图2给出了升压(Boost)电路结构的整流电路。该整流电路增加了一个主开关器件Q21，与整流二极管D1-D6并联，在该主开关器件Q21后串接一个升压二极管D27和滤波电容器C21。该电路工作原理是这样的：当主开关器件Q21闭合时，三相输入电压被输入电感La、Lb和Lc短路。在这个工作区间，三相进线电流与输入的相电压成正比。当主开关器件Q21关断时，三相进线电流在输出电压的作用下下降。如果这段时间很短，可以忽略时，各相输入电流的平均值与该相的相电压成正比。而当开关频率足够高时，输入只需加一个很小的滤波器就足以滤除开关频率的谐波，使得该AC/DC变换器成为一个具有功率因数校正功能的变换器。但是此种变换器的输出电压较高，通常在380V输入线电压的情况下，输出电压要高达1000V才能够满足IEC61000-3-2的标准。为了降低输出电压并且满足输入电流谐波的标准，人们提出了谐波注入的控制方法。利用三相电压的全波整流的波头来调制主开关器件的占空比，理论及实验证明了这样的控制方法可以大大降低输入电流的谐波，并且降低输出的电压。也就是说在满足输入电流谐波的标准的状况下，降低输出电压的值。在文献中给出，采用了谐波注入的方法之后的输出电压可以降至750V仍然可以满足IEC61000-3-2的标准。

可以看到，尽管采用了谐波注入，降低了电路的输出电压，但是电压仍然高达750V。对于一般的用户，很难在这样的电压下工作。通常的做法是将这一级电压再经过一级DC/DC变换，将具有功率因数校正(PFC)的升压电路的输出电压变化为用户所需的电压。如图3所示，这个电路将升压电路和全桥DC/DC电路串联在一起。由于这个电路能量需要进行两级传递，且不能自然实现软开关，所以效率不高。

综合上述已有技术存在的问题，包括输入电流谐波大、要求的滤波器体积大以及工作效率低等。因此，本发明的目的在于提供一种能克服上述不足的电源变换器，这种变换器具有较低的输入谐波以及较高的工作效率。

根据本发明的上述目的，本发明的电源变换器包括：

开关器件组，交替地导通和关断，将直流电转换为高频交流电；

变压器，与所述开关器件组相连，对所述开关器件组输出的高频交流电进行变压；

主开关器件，与所述开关器件并联；

升压开关器件；

滤波电容器；

其特征在于，所述升压开关器件与所述滤波电容器串接后与所述全桥开关器件组并联，在所述升压开关器件上反向并联一个二极管，在所述主开关器件上也反向并联一个二极管。

通过下面结合附图对本发明所作的详细描述，可以更全面地理解和了解本发明的上述和其它目的、特征以及优点。附图中，

图1是传统的全桥电路的AC/DC变换器的电路图；

图2是传统的升压电路结构的整流电路的电路图；

图3是具有图2所示的整流电路的全桥AC/DC变换器的电路图；

图4是本发明的AC/DC变换器的电路图；

图5至图11用于说明图4所示的变换器在工作状态；

图12是本发明对图4所示的电路的进一步改进的电路结构图；

图13是图12所示的电路结构中的电压或电流波形图；

图14示出了本发明的AC/AC变换器的电路结构；

图15示出了本发明的DC/DC变换器的电路结构；

图16示出了本发明的DC/AC变换器的电路结构；

图17示出了本发明的利用单相交流电作为输入电源的AC/DC变换器电路结构；

图18示出了本发明的利用单相交流电作为输入电源的AC/AC变换器的电路结构；

图19A示出正激式开关器件组的电路结构；

图19B示出反激式开关器件组的电路结构；

图19C和D示出了半桥式开关器件组的电路结构。

图4示出了本发明的AC/DC变换器的电路图。如图4所示，该变换器主要由整流二极管D1至D6组成的整流电路、主开关器件Qa、升压开关器件Qb、由四个全桥结构的开关器件Q41-Q44组成的全桥开关器件组、变压器T1和由整流二极管D48、D49组成的整流电路(为便于与由整流二极管D1-D6组成的整流电路区分，将该整流电路称为后端整流电路，而将二极管D1-D6组成的整流电路称为前端整流电路)以及由串接的电感器L42和电容器C43构成的LC滤波电路构成。

图4所示的变换器的电路结构与图2所示的变换器的电路结构的主要差异是：将图3中的升压二极管D27改用升压开关器件Qb，该升压开关器件Qb与滤波电容器C41串接后改在后级与全桥开关器件组Q41-Q44并联，并且，在升压开关器件Qb上反向并联一个二极管Db，在主开关器件Qa上也反向并联一个二极管Da。主开关器件Qa和升压开关器件Qb上反向并联的二极管一般可以利用开关器件中的体内二极管来实现。(图4中，电容器Ca和Cb分别为主开关器件Qa和升压开关器件Qb的结电容，也称为体内电容。)通过这种组合，可以实现能量的准单级传输，而且使得所有的开关器件可以自然地实现零电压或者零电流开关，从而提高整机的效率，降低的变换器的电磁干扰(EMI)。这些特点通过下面对变换器的工作过程的详细描述将会变得更为明了。

以下是电路的工作过程描述：

图5中为工作状态1，主开关器件Qa导通，升压开关器件Qb截止，全桥开关器件组上所有的开关管Q41、Q42、Q43和Q44均截止。假设此时A相电压为正，B、C两相电压为负。由于主开关器件Qa导通，三相输入电压通过三相电感被短路，主开关管的电流线性上升，在其余的支路中均无电流流过。

图6中为工作状态2，主开关管Qa截止，升压开关管Qb截止，全桥开关器件组上所有的开关管Q11、Q12、Q13和Q14均截止。主开关管Qa上的电压Ud在三相电感电流的作用下，主开关管Qa上的结电容Ca被充电，电压缓慢上升。假如主开关管Qa的结电容Ca足够大，或者有外加电容的作用，就可以使得主开关管Qa上的电压和电流的重叠部分足够小，实现主开关管的零电压关断。

当主开关管Qa上的电压上升到了输出的直流母线电压时，升压开关管Qb的反并(反向并联之简称)二极管Db开始自然导通。在该二极管Db导通之后，将升压开关管Qb开通，那么这个升压开关管Qb的开通也就是零电压开通的。这一阶段的工作过程如图7所示。

当升压开关管Qb导通之后(无论是开关管Qb本身导通，还是开关管Qb的反并二极管Db导通)，就可以让全桥开关器件组开始工作了。在这一阶段，工作如图8所示。

开关管Q41、Q43导通，其余的开关管Q42和Q44均关断。我们在变压器T1的原边中串入了一个电感器L41。这是因为，在开关管Q41和Q43导通的阶段，变压器T1原边等效为短路，假如没有电感的存在，开关管中的电流上升率很高，开关管上的电压和电流的重叠部分很大，将会产生巨大的开关损耗。这个电感器L41的引入，使得开关管中的电流上升率被电感器L41所限制(因此把该电感器L41称为限流电感器)，开关管上在开通时的电压电流的重叠大为减小，也就是说这两个开关管Q41和Q43实现了零电流开通。开关管Q41和Q43开通后，全桥开关器件组开始向变压器T1的副边输送能量。在这段时间内，储存在PFC电感中的能量可以直接输送到变压器T1副边。假如PFC电感中的能量不足以提供输出能量，将由存储在直流母线滤波电容器C41上的能量来提供。正因为这个原因，我们称其为准单级的AC/DC变换器。

在下一时刻，升压开关管Qb关断。开关管Q41、Q43继续导通，开关管Qa、Q42、Q44继续保持关断。开关管Qb关断时，由于开关管Qb的结电容Cb和开关管上外加的电容的作用，开关管Qb上的电压缓慢上升，如图9所示。因此开关管Qb的关断是零电压关断的。

当升压开关管Qb关断之后，输出的能量就只能够由主开关管Qa的结电容Ca或外加的辅助电容来提供。此时，主开关管Qa上的电压在负载电流的作用下线性下降，直至到零。假如在电压下降到零之后才开通主开关管Qa，开关管Qa就是零电压开通的。在这段时间中，开关管Qb、Q42、Q44保持截止，开关管Q41、  Q43保持导通。工作状态如图10所示。

在主开关管Qa开通之后，就可以关断全桥开关器件组上的开关管Q41、Q43了。由于主开关管Qa导通，开关管Qa上的电压保持为零，在这种状态下关断开关管Q41和Q43，这两个开关管上的电压始终保持在零，使得这两个开关管实现零电压关断，如图11所示。

接下去主开关管Qa继续导通，如图5所示。三相电流继续在它的作用下线性上升。在刚才的工作阶段中，电感电流已经下降到零，处于断续状态，在现在的过程中又是从零开始上升，这一点对于减小电路的输入电流谐波来说是十分有帮助的。然后主开关管Qa零电压关断，这一过程与在图6中的状态完全相同。

当主开关管Qa上的电压上升到直流母线电压时，升压开关管Qb的反并二极管Db再次导通，再次实现开关管Qb的零电压开通。然后，全桥开关器件组上的开关管Q42、Q44零电流开通，其工作原理同开关管Q41、Q43的开通相同。接下去，升压开关管Qb在它的结电容Cb和外加的电容的作用下实现零电压关断。当开关管Qb关断之后，开关管Qa上的电压在开关管Q42、Q44的作用下下降，当电压下降到零之后，开关管Qa再次实现零电压开通。然后开关管Q42、Q44在Qa导通状态作用下实现了零电压关断。接下去电路进入下一个周期。

在上面的描述中，主开关管Qa和升压开关管Qb的结电容Ca和Cb也起到了相应的作用，作为另外的实施例，也可以在主开关管Qa和升压开关管Qb上并联相应的电容器，替代结电容Ca和Cb。替代的电容器可以采用固定电容器，也可以采用可调电容器、可切换电容器等变值电容器。

从以上的分析中可以看到，所有的开关管均工作在软开关状态，可以实现较高的效率。

但是，这样的电路也存在着一些问题。由于输入电流处于断续的工作状态，它的输入电流的脉动很大。同时，为了保证直流母线的电压Ud的调节和输出电压的调节，输出电压的占空比会变得很小，电路的利用率不能达到最高。

为了克服以上问题，提出了一种对上述电路的进一步改进，以减小输入电流的脉动和增加输出电压的占空比。该电路结构如图12所示。

这个电路的本质是将两个准单级的带PFC的AC/DC变换器并联，并使它们工作于分时交替(interleaving)工作的状态。从图13可以看出，由于两套电路分时交替工作，入端电流就是两个电路的电流之和，从而达到减小输入电流脉动的目的。同样，输出电压也是两个电路的输出电压的叠加，最大占空比会接近100％，大大提高了电路的性能。

两套电路的控制脉冲及各个开关管上的电压波形如图13所示。图中波形Ug_Qa是主开关管Qa上的驱动电压波形；波形Ug_Qb是升压开关管Qb上的驱动电压波形；波形Ug_Q41和Ug_Q43是开关管Q41和Q43上的驱动电压波形；波形Ug_Q42和Ug_Q44是开关管Q42和Q44上的驱动电压波形；波形Ug_Qa′是主开关管Qa′(参见图12)驱动电压波形；波形Ug_Qb′是升压开关管Qb′(参见图12)上的驱动电压波形；波形Ug_Q41′和Ug_Q43′是开关管Q41′和Q43′(参见图12)上的驱动电压波形；波形Ug_Q42′和Ug_Q44’是开关管Q42′和Q44′(参见图12)上的驱动电压波形；波形Uo是图12所示的标号Uo上的电压波形；波形i1是A相进线经EMI滤波前的电流，它是分时交替工作的两个A相电流i1_1，i1_2波形的和。

电路的工作情况是这样的：主开关管Qa和Qa′的工作脉冲互差180°。从本质上来说，两个电路是并联工作的，他们各自的软开关工作状态并没有因为另一套电路的引入而改变，它们各自的工作仍然与前面相同。所不同的是，两套电路的时序相差180°，当开关管Qa这一路输出电压为零时，开关管Qa’这一路就会有输出电压；同样的，当开关管Qa′这一路输出电压为零时，开关管Qa这一路也会有输出电压。那么，当原来的输出电压的占空比最大为50％时，现在的输出电压占空比最大为100％。同样的，当开关管Qa这一路的输入电流很小时，开关Qa′这一路的输入电流很大。两者相加所得的输入电流的脉动大为减小，使得输入电流的滤波器可以比原来要小很多。

另外，这样的工作方式带来了另外的好处：输出二极管上的电压应力很小。电路的基本原理是这样的：

假设电路的初始状态为一路的开关管Q41′和Q43′导通，二极管D48′导通，向负载输出能量，这一路的另一个二极管D49′截止，另一路的二极管D48、D49截止。此时，变压器T1的输出电压为零，可以知道二极管D48和D49上加的反偏电压为Uo。同时由于此时的变压器T1′输出电压，在二极管D49′上将会产生2Uo的反偏电压。紧接着开关管Qa′导通，开关管Q41′和Q43′关断，变压器T1’的输出电压为零。在下一阶段另一路电路的开关管Q41和Q43开始导通，二极管D48开始进入导通，此时加在二极管D49上的反偏电压为2Uo，加在二极管D48′和D49′上的反偏电压为Uo。因为在此之前仅二极管D48′导通，此时D48′有反向恢复引起的电压过冲。因二极管D48′的反偏电压为Uo，加上反向恢复引起的电压过冲后，其实际电压不会超过2Uo。二极管D49′无反向恢复引起的过冲电压，其电压即是2Uo。所以在这种电路中，二极管的反向恢复不会引起很大的附加电压应力，二极管的实际电压就是2Uo。

从以上的分析中，可以看出本发明可以实现以下的效果：

1、所有开关管的开关损耗都很小；

2、输出二极管上的电压应力很小；

3、不存在占空比丢失的问题；

4、只需要很小的EMI滤波器和输入电流滤波器；

5、主电路和控制电路都很简单；

6、输入电流谐波能够满足IEC61000-3-2的要求；

7、效率很高。

上面以AC/DC变换器为实施例详细描述了本发明的结构以及工作原理。同样，本发明的上述结构也可以应用于AC/AC变换器、DC/DC变换器、DC/AC变换器等。

图14示出了AC/AC变换器的电路结构。该电路是在图4的电路的基础上去掉变压器T1后面的后端整流电路和LC滤波电路，即成为AC/AC变换器。如果在图4所示的电路的基础上去掉前端整流电路，即成为为DC/DC变换器，该电路结构如图15所示。如果再进一步去掉后端整流电路和LC滤波电路，即成为DC/AC变换器，其结构如图16所示。AC/AC变换器、AC/DC变换器、DC/AC变换器和DC/DC变换器统称为电源变换器。

在上面的AC/DC和AC/AC变换器的结构中，输入电源都采用三相交流电。但应当理解，输入电源也可以采用单相交流电，只要相应地将三相前端整流电路改为单相的前端整流电路即可，例如桥型整流电路或者全波或单波整流电路。在图17和图18分别示出了利用单相交流电作为输入电源的AC/AC变换器和AC/DC变换器的电路结构。

此外，在上面的实施例中，都是以全桥开关器件作为开关器件组，起到DC/DC桥的作用。但是，本技术领域的一般技术人员应当理解，开关器件组也可以采用半桥、正激、反激等形式的开关器件组，具体结构如图19。关于这些开关器件的工作原理，因属于已有技术，因此，在此不再详述。

上面以具体地详细描述本发明的各个较佳实施例，但是应当理解，上述这些并不是对本发明的范围的限制。对于本技术领域的一般人员来说，可以在不脱离本发明的精神的情况下，作出种种变化。因此，本发明的范围应由所附权利要求书来决定。

Claims (20)

1、一种电源变换器，包括：

开关器件组，交替地导通和关断，将直流电转换为高频交流电；

变压器，与所述开关器件组相连，对所述开关器件组输出的高频交流电进行变压；

主开关器件，与所述开关器件并联；

升压元件；

滤波电容器；

其特征在于，所述升压元件采用升压开关器件，所述升压开关器件与所述滤波电容器串接后与所述开关器件组并联，在所述升压开关器件上反向并联一个二极管，在所述主开关器件上也反向并联一个二极管。

2、如权利要求1所述的电源变换器，其特征在于，在所述开关器件组与所述变压器之间串接一个限流电感器。

3、如权利要求1或2所述的电源变换器，其特征在于，所述主开关器件上反向并联的二极管和所述升压开关器件上反向并联的二极管为相应开关器件中的体内二极管。

4、如权利要求1或2所述的电源变换器，其特征在于，在所述主开关器件上，并联一个电容器，在所述升压开关器件上并联一个电容器。

5、如权利要求4所述的电源变换器，其特征在于，所述主开关器件和升压开关器件1上并联的电容器为相应开关器件中的体内电容。

6、如权利要求4所述的电源变换器，其特征在于，所述主开关器件和升压开关器件上并联的电容器为可调电容器或定值电容器。

7、如权利要求1或2所述的电源变换器，其特征在于，还包括前端整流电路，与所述主开关器件以及所述开关器件并联。

8、如权利要求1或2所述的电源变换器，其特征在于，还包括与所述变压器相连的后端整流电路以及与所述后端整流电路相连的LC滤波器。

9、如权利要求7所述的电源变换器，其特征在于，还包括与所述变压器相连的后端整流电路以及与所述后端整流电路相连的LC滤波器。

10、如权利要求7所述的电源变换器，其特征在于，所述前端整流电路为单相整流电路。

11、如权利要求7所述的电源变换器，其特征在于，所述前端整流电路为三相整流电路。

12、如权利要求9所述的电源变换器，其特征在于，所述前端整流电路为单相整流电路。

13、如权利要求9所述的电源变换器，其特征在于，所述前端整流电路为三相整流电路。

14、如权利要求1或2所述的电源变换器，其特征在于，还包括一套结构和组成完全相同的电源变换器，且该两套变换器并联连接，工作于分时交替状态。

15、如权利要求7所述的电源变换器，其特征在于，还包括一套结构和组成完全相同的电源变换器，且该两套变换器并联连接，工作于分时交替状态。

16、如权利要求8所述的电源变换器，其特征在于，还包括一套结构和组成完全相同的电源变换器，且该两套变换器并联连接，工作于分时交替状态。

17、如权利要求9所述的电源变换器，其特征在于，还包括一套结构和组成完全相同的电源变换器，且该两套变换器并联连接，工作于分时交替状态。

18、如权利要求1或2所述的电源变换器，其特征在于，所述开关器件组为全桥开关器件组。

19、如权利要求1或2所述的电源变换器，其特征在于，所述开关器件组为半桥开关器件组。

20、如权利要求1或2所述的电源变换器，其特征在于，所述开关器件组为正激或反激开关器件组。

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