CN108599569A - 一种耦合电感准z源dc/dc变换器 - Google Patents

一种耦合电感准z源dc/dc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，属于电力电子变换器技术领域。电源Vin的正极与电感L的一端连接，Vin的负极接地，电感L的另一端与二极管D1的阳极和电容C2的一端相连接，二极管D1的阴极与耦合电感T的原边绕组同名端、电容C1的一端和二极管D2的阳极相连接，电容C1的另一端接地，电容C2的另一端与耦合电感T的原边绕组的非同名端、开关管S的第一端和耦合电感T的副边绕组的同名端相连接，开关管S的第二端接地，耦合电感T的副边绕组的非同名端与电容C3的一端连接。针对现有技术的准Z源DC/DC变换器调节电压增益时存在占空比可控范围小的问题，它可以在较宽占空比范围内对电压增益进行调节。

Description

一种耦合电感准Z源DC/DC变换器
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种耦合电感准Z源DC/DC变换器。
背景技术
近年来，光伏、燃料电池等低压可再生能源发电系统、不间断电源、电动汽车等领域的迅速发展，致使高增益直流变换技术得到广泛专注。但由于传统Boost变换器易受元器件寄生参数的影响，在实际应用中难以达到高增益、高效率的直流变换技术。为更好地满足高增益直流变换场合，现有技术中，准Z源DC/DC变换器能够取得高电压增益。同时，还具有输入输出共地、输入电流连续等优点。为进一步提高准Z源DC/DC变换器的电压增益，现有技术中多采用引入耦合电感、抽头变压器以及倍压单元等方式，但普遍存在以下问题：增益提高的倍率较低，开关器件应力大，损耗大，使用寿命低，占空比可控范围小，致使输出电压可提升的空间有限，在实际应用中受到诸多限制，普遍适用性差。
中国发明专利，公布号：105763044A，公开日：2016年7月13日，该发明公开了一种抽头电感型准Z源变换器。将一匝比为1：n的变压器引入到准Z源DC/DC变换器中，提高了变换器的电压增益，其不足之处在于：1)该电路的占空比工作范围受到进一步的限制，在匝比n＝1的情况下，最大工作占空比Dmax仅为若匝比n更大，最大工作占空比Dmax将更小，导致变换器的可调占空比的工作范围小；2)该专利利用电感与电容及二极管所形成倍压单元模块来进行能量传输，因耦合电感和电容仅在占空比所在工作周期内(开关管导通期间，详见该专利的附图2)储能，加之可调占空比的工作范围小，所以耦合电感和电容储能少，能量传输容量有限，仅在一定程度上提高了电压增益，幅度不大。
中国发明专利，公布号：105763045A，公开日：2016年7月13日，该发明公开了一种耦合电感型准Z源变换器。该发明将耦合电感引入到传统准Z源DC/DC变换器中，变换器具有较高的电压增益，通过较小的占空比控制就可将较低的输入电压提升至较高的输出电压。其不足之处在于：1)该专利在耦合电感的匝比n＝1的情况下，最大工作占空比Dmax仅为1/3，若耦合电感的匝比设定继续增大，最大工作占空比Dmax会继续减小，可调占空比的工作范围小，在变换器实际应用中需格外注意，以防溢出占空比工作范围，造成电路损毁的事故，实际应用中对控制方式要求高，推广范围小，应用难度大；2)该专利利用耦合电感的原级和次级、电容和二极管形成倍压单元模块来进行能量传输，因耦合电感和电容仅在占空比所在工作周期内(开关管导通期间，详见该专利的附图2)储能，加之可调占空比的工作范围小，所以耦合电感和电容储能少，能量传输容量有限，仅在一定程度上提高了电压增益，幅度不大。
论文名称：《A High Voltage Gain DC–DC Converter Integrating Coupled-Inductor and Diode–Capacitor Techniques》；作者：Xuefeng Hu and Chunying Gong；公开在《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》上；公开日期：2014年4月，第29卷第2期。该论文利用耦合电感和倍压单元的组合，在避免较高占空比的条件下，获得较高的电压变比。该转换器仍是在Boost转换器的基础上作进一步改进，不属于准Z源变换器的范畴，并不适用于在准Z源变换器上应用，不存在可调占空比小这一限制，对于本领域普通技术人员来说不容易想到将该专利的技术方案在本发明中推广应用。
发明内容
1.发明要解决的技术问题
针对现有技术的准Z源DC/DC变换器调节增益时存在占空比可控范围小的问题，本发明提供了一种耦合电感准Z源DC/DC变换器。它可以在较宽占空比范围内对电压增益进行调节。
2.技术方案
为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：
一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，电感L的一端与二极管D1的阳极和电容C2的一端相连接，二极管D1的阴极与耦合电感T的原边绕组NP的同名端、电容C1的一端和二极管D2的阳极相连接，电容C1的另一端、开关管S的第二端接地，电容C2的另一端与耦合电感T的原边绕组NP的非同名端、开关管S的第一端和耦合电感T的副边绕组NS的同名端相连接，耦合电感T的副边绕组NS的非同名端与电容C3的一端连接，二极管D2的阴极与电容C3的另一端和二极管Do的阳极相连接,二极管Do的阴极与开关管S的第二端构成变换器的输出端，电感L的另一端和电容C1的另一端构成变换器的输入端。
优选地，开关管S为IGBT，开关管S的第一端为集电极，开关管S的第二端为发射极。
优选地，开关管S为MOSFET，开关管S的第一端为漏极，开关管S的第二端为源极。
优选地，电源Vin与变换器的输入端连接，电源Vin的正极与电感L的一端连接，电源Vin的负极与电容C1的另一端连接。
优选地，变换器的输出端与滤波器输入端连接，滤波器的输出端连接负载R。
优选地，所述的滤波器为电容Co，电容Co的一端与二极管Do的阴极和负载R的一端连接，电容Co的另一端与开关管S的第二端和负载R的另一端连接。
优选地，开关管S的驱动信号占空比为(0,0.5)。
一种耦合电感准Z源DC/DC变换器的控制方法：在开关管S导通期间，包括以下工作模态，二极管D2导通，二极管D1、Do关断，电感L、耦合电感T的励磁电感Lm与漏感Lk、电容C3充电储能；
在开关管S关断期间，包括以下工作模态，二极管D1、Do导通，二极管D2关断，电容C1、电容C2充电储能，电源Vin、电感L、耦合电感T的励磁电感Lm及副边绕组NS向输出压电压Vo输送能量。
优选地，变换器的电压增益为：
优选地，开关管S导通期间，还包括以下工作模态，二极管D1、Do导通，二极管D2反向截止，电容C2、耦合电感T的励磁电感Lm与漏感Lk储能；
在开关管S关断期间，还包括以下工作模态，二极管D1导通，二极管D2、Do均关断，电容C1和电容C2储存能量。
3.有益效果
采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：
(1)本发明的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，针对现有技术的准Z源DC/DC变换器调节电压增益时存在占空比可控范围小的问题，它可以在较宽占空比范围内对电压增益进行调节，且具有高升压比直流功率转换的能力；
(2)本发明的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，达到了高增益电压变换技术，其电压增益受到了占空比与耦合电感匝比n的共同控制，故电压增益调节更加灵活；
(3)本发明的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，该变换器的最大工作占空比Dmax等于0.5，拓宽了现有技术中抽头电感型或耦合电感型准Z源变换器的占空比工作范围；
(4)本发明的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，开关器件的电压应力低，可采用低耐压等级、低导通损耗高性能的开关器件以改善变换器的转换效率；
(5)本发明的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，与其他耦合电感DC/DC变换器相比，具有拓扑结构简洁、控制电路简单、功率器件少、硬件成本低等优势；
(6)本发明的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，耦合电感漏感能量可被钳位电路吸收，降低了开关管关断电压尖峰；
(7)本发明的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，开关管的占空比总低于0.5，开关管的导通时间比关断时间短，有助于开关管散热。
(8)本发明的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，在光伏、燃料电池等新能源发电领域、不间断电源、LED照明等需要升压变换的场合有着很好的应用价值。
附图说明
图1为本发明的电路结构图；
图2为本发明的等效电路结构图；
图3为本发明的关键工作波形；
图4为本发明模态1的等效电路；
图5为本发明模态2的等效电路；
图6为本发明模态3的等效电路；
图7为本发明模态4的等效电路；
图8为本发明耦合电感匝比n＝1的条件下、基本Boost变换器、准Z源变换器的电压增益随占空比变化的关系曲线；
图9为本发明开关器件的电压应力随占空比变化的关系曲线；
图10分别为开关驱动Vgs、电感L电流iL及励磁电感电流iLm的波形；
图11分别为开关管S电压应力VS、二极管D1电压应力VD1、二极管D2电压应力VD2及二极管Do电压应力VDo的波形。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容，结合附图及实施例对本发明作详细描述。
实施例1
一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，如图1所示，电源Vin的正极与电感L的一端连接，Vin的负极、电容C1的一端、开关管S的第二端、电容Co的一端和负载R的一端接地，电感L的另一端与二极管D1的阳极和电容C2的一端相连接，二极管D1的阴极与耦合电感T的原边绕组NP的同名端、电容C1的另一端和二极管D2的阳极相连接，电容C2的另一端与耦合电感T的原边绕组NP的非同名端、开关管S的第一端和耦合电感T的副边绕组NS的同名端相连接，耦合电感T的副边绕组NS的非同名端与电容C3的一端连接，二极管D2的阴极与电容C3的另一端和二极管Do的阳极相连接，二极管Do的阴极与电容Co的另一端和负载R的另一端相连接。
当开关管S为IGBT时，开关管S的第一端为集电极，开关管S的第二端为发射极；当开关管S为MOSFET时，开关管S的第一端为漏极，开关管S的第二端为源极；开关管S的驱动信号占空比工作范围为(0,0.5)，具体应用时可根据需要调整占空比为0.2、0.3、0.4、0.25、0.45等数值。
实施例2
本实施例的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，其结构与实施例1相同，其等效电路结构如图2所示。
图2为本文提出的耦合电感准Z源DC/DC变换器，副边漏感折算到原边后的等效结构。该结构包括耦合电感T，其同名端用“·”表示，耦合电感的匝比n＝NS/NP；耦合电感T等效成理想变压器与励磁电感并联后再串联漏感的模型，Lm和Lk分别为耦合电感T的励磁电感，耦合电感T的原边漏感与副边漏感折算到原边的总漏感；输入电感L，开关管S，二极管D1、D2、Do，电容C1、C2、C3、Co，输入电压源Vin及负载R。由电容C2与二极管D1组成的回路可在开关管S关断后，吸收耦合电感T漏感的能量，又可以抑制漏感带来的开关管S关断电压。
实施例3变换器的工作原理
开关管S可工作在占空比D小于0.5的范围内，本实施例中的变换器在电感L及耦合电感T的励磁电感Lm均工作CCM模式下的关键工作波形如图3所示，在一个开关周期中有4种工作模态，如图4-7所示。
模态Ⅰ[t0-t1]
在t0时刻，开关管S开始导通，二极管D1、Do导通，二极管D2反向截止，对应的等效电路如图4所示，在由耦合电感T的励磁电感Lm与漏感Lk、二极管D1和电容C2组成的回路中，因二极管D1导通，耦合电感T的励磁电感Lm漏感Lk向电容C2充电，电容C2储能；在由耦合电感T的励磁电感Lm与漏感Lk，开关管S、电容C1组成的回路中，因开关管S导通，耦合电感T的励磁电感Lm在电容C1的作用下线性储能。耦合电感T的漏感Lk控制了耦合电感T的副边绕组NS电流的变化率，从而也控制了二极管Do关断电流的下降速度，进而缓解了二极管Do的反向恢复问题，改善了二极管Do的损耗，降低EMT(电磁干扰)，延长了二极管Do的使用寿命。
模态Ⅱ[t1-t2]
如图5所示，开关管S仍处于导通状态，二极管D2导通，二极管D1、Do关断。在由电源Vin、电感L、电容C2和开关管S组成的回路中，因开关管S导通，在电源Vin与电容C2的作用下，电感L继续储能；在由耦合电感T的励磁电感Lm与漏感Lk，开关管S、电容C1组成的回路中，因开关管S导通，耦合电感T的励磁电感Lm与漏感Lk在电容C1的作用下继续线性储能；在由电容C3、耦合电感T的副边绕组NS、开关管S、电容C1和二极管D2组成的回路中，因开关管S与二极管D2导通，电容C3在电容C1及耦合电感T的励磁电感Lm经副边绕组NS的作用下充电储能。
模态Ⅲ[t2-t3]
如图3所示，在t＝t2时刻，开关管S开始关断，二极管D1导通，二极管D2、Do均关断。电流流通路径如图6所示，在由电源Vin、电感L、二极管D1和电容C1组成的回路中，由于二极管D1的导通，为电源Vin与电感L给电容C1储存能量提供了充电路径；在由耦合电感T的励磁电感Lm、漏感Lk、电容C2和二极管D1组成的回路中，因二极管D1导通，耦合电感T的漏感Lk中存储的能量通过二极管D1向电容C2转移。
模态Ⅳ[t3-t4]
如图3所示，开关管S继续关断，二极管D1、Do导通，二极管D2关断，如图7所示，在由电源Vin、电感L、二极管D1和电容C1组成的回路中，由于二极管D1的导通，电容C1继续由电源Vin与电感L充电储能；在由耦合电感T的励磁电感Lm、漏感Lk、电容C2和二极管D1组成的回路中，因二极管D1导通，电容C2继续由耦合电感T的漏感Lk提供能量；在由电源Vin、电感L、二极管D1、耦合电感T的励磁电感Lm及副边绕组NS、电容C3、二极管Do、电容Co及负载R组成的回路中，因二极管D1、Do导通，电源Vin、电感L、耦合电感T的励磁电感Lm及副边绕组NS和电容C3串联向输出侧提供能量，从而提高了输压电压Vo，直至t＝t4时刻，该模态结束，完成一个开关周期的工作，进入下一周期。
文献1，中国发明专利申请，申请号为：201511034574.1，专利名称：一种高增益Trans-Z源升压变换器；以及文献2，中国发明专利申请，申请号为：201610070967.6，专利名称：一种耦合电感型准Z源DC-DC变换器。要么直接将Boost变换器的原有电感直接替换成耦合电感，要么是在Boost中间部分直接加入含有耦合电感的倍压单元，以上两篇专利均存在占空比可调范围小的问题，而本申请发明创造性的解决了以上技术问题，在结构上，摒弃以上2篇文献的改进思路，创造性地提出了一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，如图1所示，其工作原理完全不同于上述2篇文献，增大了开关管占空比的可调范围，提高了变换器的电压增益，同时开关器件电压应力低，选型成本低。
背景技术中提到的文献3(论文名称《A High Voltage Gain DC–DC ConverterIntegrating Coupled-Inductor and Diode–Capacitor Techniques》)不属于准Z源变换器领域，在输入电流连续工作情况下，结合文献3的图3可知，3(a)和3(b)是主要工作模态，与本发明的主要工作模态(图5和7)对比可知，两者工作模态不同：1)电路器件数量减少了，本发明减少了二极管的使用数量，减小电路占用空间，节省电路设计成本；2)正是受限于领域不同，本发明在电感后面连接了电容，电路结构与文献3不同，是本领域普通技术人员所不容易想到的；3)在开关管导通期间，对比本发明的图5与文献3的图3(a)可知，本发明相较于文献3，输入电源和电容C2同时对电感L进行直接充电；4)在开关关断期间，对比本发明的图7与文献3的图3(b)可知，本发明相较于文献3，在向输出端直接传递能量的同时，本发明的电容C2在耦合电感T的漏感Lk的作用下继续储能。综上可知：1)文献3不属于准Z源变换器领域，不存在占空比可调范围小，或增益调节范围小的问题，所以，文献3与文献1和2没有结合的可能性；2)由于工作原理不同，文献3中的技术方案内容并不能通过直接替换得到本发明的技术方案，所以文献3的技术方案内容对本发明不构成技术启示。
实施例4电压增益分析
为了简化分析，在以下分析中不计损耗且忽略耦合电感漏感的影响。由于模态Ⅰ与Ⅲ持续的时间极短，仅模态Ⅱ与Ⅳ被考虑。
当变换器工作在图5所示的模态Ⅱ中，输入电压源Vin与电容C2共同向电感L充电，以下等式可得到：
电容C1给励磁电感Lm充电，以下关系式可得到：
电容C3两端电压为：
VC3＝(1+n)VC1 (3)
变换器工作在图7所示的模态Ⅳ中，以下等式可推导出：
Vo＝VC1+(1+n)VC2+VC3 (6)
根据电感L的伏秒平衡原理，以下等式可列出：
根据励磁电感Lm的伏秒平衡原理，以下等式可列出：
由式(7)、(8)可得到电容C1、C2两端电压的表达式：
将式(9)代入到式(3)中，可得到电容C3两端电压的表达式：
将式(9)、(10)、(11)代入到式(6)中，可得到输出电压的表达式：
由式可求出该变换器的电压增益：
图8为本发明耦合电感匝比n＝1的条件下、传统Boost变换器、准Z源DC/DC变换器的电压增益随占空比D变化的关系曲线。可以看出，在占空比一致时，本发明的电压增益明显高于二者的电压增益，故本发明的变换器更适用于低压输入、高压输出的变换场合。
实施例5开关器件的电压应力分析
根据上述对本发明的工作原理分析，可求出开关管S的电压应力：
二极管D1、D2、Do的电压应力分别为：
图9为耦合电感匝比n＝1的情况下，本发明变换器的功率器件电压应力随占空比变化的关系曲线。可以看出，开关管S的电压应力明显低于输出电压，二极管D1、D2、Do的电压应力也低于输出电压，有利于选择低耐压、低导通损耗的高性能开关器件以提高变换器的转换效率，且成本较低。
实施例6性能验证
为了验证实施例1-5所提变换器的工作性能，本实施例进行了仿真验证。参数设置：电源Vin＝30V，输出电压Vo＝400V，输出功率Po＝400W；开关频率为40kHz；电容C1＝100μF，C2＝C3＝200μF，Co＝220μF；耦合电感的励磁电感Lm＝60μH，漏感Lk＝2.5μH，匝比n＝1；电感L＝100μH。仿真波形如图10-11，图10分别为开关驱动Vgs、电感L电流iL及励磁电感电流iLm的波形；图11分别为开关管S电压应力VS、二极管D1电压应力VD1、二极管D2电压应力VD2及二极管Do电压应力VDo的波形，可以看出，开关器件的电压应力均明显低于输出电压，故实现了低电压应力功能，有助于选择低耐压、低导通电阻的开关器件以改善变换器的性能。
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，其特征在于，电感L的一端与二极管D1的阳极和电容C2的一端相连接，二极管D1的阴极与耦合电感T的原边绕组NP的同名端、电容C1的一端和二极管D2的阳极相连接，电容C1的另一端、开关管S的第二端接地，电容C2的另一端与耦合电感T的原边绕组NP的非同名端、开关管S的第一端和耦合电感T的副边绕组NS的同名端相连接，耦合电感T的副边绕组NS的非同名端与电容C3的一端连接，二极管D2的阴极与电容C3的另一端和二极管Do的阳极相连接,二极管Do的阴极与开关管S的第二端构成变换器的输出端，电感L的一端和电容C1的另一端构成变换器的输入端。
2.根据权利要求1所述的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，其特征在于，开关管S为IGBT，开关管S的第一端为集电极，开关管S的第二端为发射极。
3.根据权利要求1所述的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，其特征在于，开关管S为MOSFET，开关管S的第一端为漏极，开关管S的第二端为源极。
4.根据权利要求1所述的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，其特征在于，电源Vin与变换器的输入端连接，电源Vin的正极与电感L的一端连接，电源Vin的负极与电容C1的另一端连接。
5.根据权利要求1所述的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，其特征在于，变换器的输出端与滤波器输入端连接，滤波器的输出端连接负载R。
6.根据权利要求5所述的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，其特征在于，所述的滤波器为电容Co，电容Co的一端与二极管Do的阴极和负载R的一端连接，电容Co的另一端与开关管S的第二端和负载R的另一端连接。
7.根据权利要求1-6任一项所述的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器，其特征在于，开关管S的驱动信号占空比工作范围为(0,0.5)。
8.一种耦合电感准Z源DC/DC变换器的控制方法，其特征在于：在开关管S导通期间，包括以下工作模态，二极管D2导通，二极管D1、Do关断，电感L、耦合电感T的励磁电感Lm与漏感Lk、电容C3充电储能；
在开关管S关断期间，包括以下工作模态，二极管D1、Do导通，二极管D2关断，电容C1、电容C2充电储能，电源Vin、电感L、耦合电感T的励磁电感Lm及副边绕组NS向输出端输送能量。
9.根据权利要求8所述的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器的控制方法，其特征在于：变换器的电压增益为：
10.根据权利要求8所述的一种耦合电感准Z源DC/DC变换器的控制方法，其特征在于：开关管S导通期间，还包括以下工作模态，二极管D1、Do导通，二极管D2反向截止，电容C2、耦合电感T的励磁电感Lm与漏感Lk储能；
在开关管S关断期间，还包括以下工作模态，二极管D1导通，二极管D2、Do均关断，电容C1和电容C2储存能量。
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