CN109980918A - 一种反向耦合高增益升压Cuk电路及其模糊控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种反向耦合高增益升压Cuk电路及其模糊控制方法，其特征在于，包括：由电感L 1、构成反向耦合的电感L 2和电感L 3 、输出电容C o、中间电容C B、二极管DB、功率开关管Q1、输入直流电压源V in以及负载R L组成的主电路，以及由依次连接的采样电路、求和比较电路、模糊控制器和驱动电路组成的控制电路。其采用的模糊控制方法为采样输出电感电压开关周期平均值与输出电压的多变量采样模糊控制。本发明通过引入反向耦合电感以提高升压Cuk变换器输入输出电压增益而实现高效、低输入输出纹波、大变比电能变换的功能。采用多变量采样闭环控制实现恒压功能，闭环控制采用改进TSK滑模模糊控制算法以提高电路的动态响应性能。

Description

一种反向耦合高增益升压Cuk电路及其模糊控制方法
技术领域
本发明涉及DC-DC变换器及电路控制领域，尤其涉及一种反向耦合高增益升压Cuk电路及其模糊控制方法。
背景技术
近年来，DC-DC变换器广泛的应用于各种领域，包括UPS供电系统、电动汽车、分布式光伏发电以及电池储能系统等。由于光伏电池、燃料电池等设备输出电压常常较低(常规型号可见24V，48V)而逆变器所需的母线电压等级大多为200V和400V，因此需要高增益变换器升压，面对并网需求，其接口电力电子设备也需具备高电压增益的特点。传统Boost升压电路在电压变比很高时会产生器件电流应力大，二极管反向恢复严重，效率降低等问题，以及控制问题。此外，传统线性控制策略基于稳态工作点进行参数设计，对于燃料电池及光伏电池等设备，其输出电压变化范围较宽，稳态工作点变化范围大，若采用传统的线性控制难以满足变换器动静态性能要求，甚至造成变换器工作不稳定等问题。现有DC-DC变换器模糊控制策略只对输出电压进行采样，且存在控制复杂，难以实现实时计算等问题。”因此，对低成本、高增益、高效率的DC-DC变换器及其非线性控制策略的研究在当前电动汽车、分布式发电等领域是十分有意义的。
发明内容
本发明的目的在于提供一种反向耦合高增益升压Cuk电路与模糊控制方法，通过引入反向耦合电感以提高升压Cuk变换器输入输出电压增益，实现高效、低输入输出纹波、大变比电能变换功能；采用引入输出电感电压开关周期平均值的多变量采样模糊控制以抑电路各种扰动并提高变换器的动静态性能。
本发明通过引入反向耦合电感以提高升压Cuk变换器输入输出电压增益而实现高效、低输入输出纹波、大电压变比电能转换；采用引入输出电感电压平均值等多采样变量模糊控制策略以提高电路的动、静态性能。在升压Cuk变换器中引入反向耦合电感，有效地提高电路输入输出电压增益，使其能够以合理的占空比进行工作，从而减少电路损耗和器件应力；输入、输出端各有一个电感，输入输出电流脉动小，容易对输入、输出进行滤波，有利于EMI的减小；为了解决传统线性控制方法存在的受到大扰动时变换器动态响应性能以及稳定性变差等问题，同时为了增强电路的抗扰能力，在现有的模糊控制基础上，采用引入输出电感电压平均值的多采样变量模糊控制以抑制电路各种扰动，提高变换器的动态响应性能并提高变换器在宽范围电压输入下的稳定性。模糊控制方法为改进TSK模糊滑模控制，采用模糊TSK算法对滑模控制律拟合，得到输入误差e与占空比增量Δd对应关系曲线，并根据实时输入误差按照此关系曲线输出占空比增量Δd并送入后级补偿网络构成适时占空比d实现优良控制性能。
本发明具体采用以下技术方案：
一种反向耦合高增益升压Cuk电路，其特征在于：包括主电路和控制电路；
所述主电路包括：电感L1、构成反向耦合的电感L2和电感L3、输出电容Co、中间电容CB、二极管DB、功率开关管Q1、输入直流电压源Vin以及负载RL；所述电感L1的一端连接输入直流电压源Vin的正端和输出电容Co的正端，另一端连接功率开关管Q1、中间电容CB和负载RL的一端；所述电感L2和电感L3的公共端连接二极管DB的正极；所述电感L2的另一端连接中间电容CB的另一端；所述电感L3的另一端连接中间电容CB和负载RL的另一端；所述直流电压源Vin的负端与功率开关管Q1的另一端及二极管DB的负极连接；
所述控制电路包括依次连接的采样电路、求和比较电路、模糊控制器和驱动电路；所述采样电路包括连接负载RL两端的第一采样电路和连接反向耦合的电感L2和电感L3两端的第二采样电路；所述驱动电路连接功率开关管Q1。
进一步地，所述中间电容CB为高频电容；所述二极管DB为功率快恢复二极管；所述功率开关管Q1为功率FET或IGBT。
进一步地，所述电感L1连接功率开关管Q1的漏极；所述二极管DB的负极连接功率开关管Q1的源极；所述驱动电路连接功率开关管Q1的栅极。
进一步地，所述电感L2和电感L3绕组的对应同名端相互连接，并引出抽头。
进一步地，所述模糊控制器经补偿网络和PWM调制模块连接驱动电路。
以及该一种反向耦合高增益升压Cuk电路的模糊控制方法，其特征在于：所述采样电路分别对负载RL两端输出电压Vo，以及反向耦合的电感L2和电感L3两端电压平均值进行采样；所述求和比较电路对采样电路的两个采样值求和并与参考电压进行比较之后送入模糊控制器产生电路响应控制信号。
进一步地，所述采样电路对反向耦合的电感L2和电感L3两端开关周期平均电压采样。
进一步地，所述模糊控制器采用改进TSK模糊滑模控制方法：采用模糊TSK算法对滑模控制律拟合，得到输入误差e与占空比增量Δd对应关系曲线，并根据实时输入误差按照该关系曲线输出占空比增量Δd。
本发明通过引入反向耦合电感以提高升压Cuk变换器输入输出电压增益而实现高效、低输入输出纹波、大变比电能变换的功能。采用多变量采样闭环控制实现恒压功能，闭环控制采用改进TSK滑模模糊控制算法以提高电路的动态响应性能。
相较于现有技术，本发明及其优选方案具有以下有益效果：
1.实现了一种低输入输出纹波的高增益升压变换电路；
2.采用多变量采样模糊控制算法，实现简化和快速非线性控制。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：
图1是本发明实施例整体电路原理示意图；
图2是本发明实施例主电路部分电路原理示意图；
图3是本发明实施例主电路部分在电能由电源Vin向负载RL传递即高增益升压模式工作示意图1；
图4是本发明实施例主电路部分在电能由电源Vin向负载RL传递即高增益升压模式工作示意图2；
图5是本发明实施例输出电感电压平均值和采用TSK算法的多变量采样模糊控制原理示意图。
具体实施方式
为让本专利的特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图，作详细说明如下：
如图1、图2所示，本实施例整体电路包括主电路和控制电路；
其中，主电路包括：电感L1、构成反向耦合的电感L2和电感L3、输出电容Co、中间电容CB、二极管DB、功率开关管Q1、输入直流电压源Vin以及负载RL。电感L1的一端连接输入直流电压源Vin的正端和输出电容Co的正端，另一端连接功率开关管Q1、中间电容CB和负载RL的一端；电感L2和电感L3的公共端c连接二极管DB的正极；电感L2的另一端a连接中间电容CB的另一端；电感L3的另一端b连接中间电容CB和负载RL的另一端；直流电压源Vin的负端与功率开关管Q1的另一端及二极管DB的负极连接。
其中，中间电容CB采用高频电容；二极管DB采用功率快恢复二极管；功率开关管Q1采用功率MOSFET。电感L1连接功率开关管Q1的漏极；二极管DB的负极连接功率开关管Q1的源极；驱动电路连接功率开关管Q1的栅极。
在本实施例中，反向耦合定义为当耦合电感一绕组电流从同名端流入时，另一绕组电流从同名端流出，电感L2和电感L3绕组的对应同名端相互连接，并引出抽头。
控制电路包括依次连接的采样电路、求和比较电路、模糊控制器、补偿网络、PWM调制模块和驱动电路；采样电路包括连接负载RL两端的第一采样电路和连接反向耦合的电感L2和电感L3两端的第二采样电路；驱动电路连接功率开关管Q1。
在实际工作过程中，采样电路分别对负载RL两端输出电压Vo，以及反向耦合的电感L2和电感L3两端电压平均值进行采样；求和比较电路对采样电路的两个采样值求和并与参考电压进行比较之后送入TSK算法组成的模糊逻辑中生成占空比增量，再通过补偿网络产生对应占空比的控制变量，送至PWM调制模块产生相应驱动控制信号。
尤其地，采用多变量采样模糊控制方法，采样电路对反向耦合的电感L2和电感L3两端(a、b端)开关周期平均电压采样，以实现恒压输出并提高电路对各种扰动的抗扰能力。
模糊控制器采用改进TSK模糊滑模控制方法：即采用模糊TSK(Takagi-Sugeuo-Kang)算法对滑模控制律拟合，得到输入误差e与占空比增量Δd对应关系曲线，并根据实时输入误差按照该关系曲线输出占空比增量Δd。
本发明通过引入反向耦合电感以提高升压Cuk变换器输入输出电压增益而实现高效、低输入输出纹波、大电压变比电能变换功能，且输入输出电压极性相同；通过引入输出电感电压平均值的多变量采样模糊控制方法，提高了变换器的抗扰能力及动态响应性能。
下面结合图2中的具体实例具体说明本发明的一种反向耦合电感高增益升压Cuk电路在CCM模式下的具体工作模态，如图3至图4所示，并结合图5中的具体实例具体说明本发明的引入输出电感电压平均值的多变量采样闭环模糊控制的工作方式。
如图3所示，功率开关管Q1导通、功率二极管DB反向截止时，电感L1储能，电流线性增加；中间电容CB电荷释放，电压下降；耦合电感两部分绕制于同一铁芯，当开关状态变化时铁芯中磁通不能突变，即耦合电感磁链不能突变。所以，当功率开关管Q1由关断到导通时，电感L2电流流向改变。由于电感L2与L3为反向耦合，因此在开关管Q1状态转换时刻，电感L3中电流跳变，耦合电感储能。
即，在功率开关管Q1导通时，输入电压源Vin给电感L1充电，电感L1电流线性增加；中间电容CB电荷释放，电压下降；输入直流电压源Vin同时给耦合电感L2，L3充电，电感L2电流反向线性增加，电感L3电流线性增加，耦合电感储能。耦合电感两部分绕制于同一铁芯，当开关状态变化时铁芯中磁通不能突变，即耦合电感磁链不能突变。所以，当功率开关管Q1由关断到导通时，电感L2电流由正变负。由于电感L2与L3为反向耦合，因此在开关管Q1状态转换时刻，电感L2和L3中电流均会突变。此时，功率二极管DB承受反压截止。
如图4所示，功率开关管Q1关断、功率二极管DB导通时，电感L1释放能量，电流线性减小；中间电容CB电荷储存，电压上升；由于电感L2和L3绕制在同一铁芯上且反向耦合，因铁芯中磁通不能突变的磁路特性使然，在功率开关管Q1由导通到关断时，电感L2中电流反向，电感L3中初始电流反向，随后整个耦合电感开始释放能量，电感L2中电流线性减小，电感L3中电流反向增大，
即，在功率开关管Q1关断、功率二极管DB导通时，直流电压源与电感L1向中间电容释放能量，中间电容CB充电，电压上升，电感L1电流线性减小；由于电感L2和L3绕制在同一铁芯上且反向耦合，因铁芯中磁通不能突变的磁路特性使然，在功率开关管Q1由导通到关断的时刻时，电感L2中电流由负跳变到正，电感L3中电流由正跳变为负，随后整个耦合电感开始释放能量，电感L2中电流线性减小，电感L3中电流反向增大。此时，功率开关管Q1不工作。
如图5所示,在本实施例中，模糊控制算法采用改进TSK滑模模糊控制，模糊控制器只需引入一个由多采样变量合成的输入变量，通过模糊TSK算法拟合滑模控制律，得到一条误差与占空比增量Δd的关系曲线，并根据输入控制变量产生与占空比增量相对应的输出控制增量，并通过补偿网络得到与占空比对应的控制量并送往后级模块驱动功率开关管Q1。
本专利不局限于上述最佳实施方式，任何人在本专利的启示下都可以得出其它各种形式的一种反向耦合高增益升压Cuk电路及其模糊控制方法，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本专利的涵盖范围。

Claims (8)

1.一种反向耦合高增益升压Cuk电路，其特征在于：包括主电路和控制电路；所述主电路包括：电感L1、构成反向耦合的电感L2和电感L3、输出电容Co、中间电容CB、二极管DB、功率开关管Q1、输入直流电压源Vin以及负载RL；所述电感L1的一端连接输入直流电压源Vin的正端和输出电容Co的正端，另一端连接功率开关管Q1、中间电容CB和负载RL的一端；所述电感L2和电感L3的公共端连接二极管DB的正极；所述电感L2的另一端连接中间电容CB的另一端；所述电感L3的另一端连接中间电容CB和负载RL的另一端；所述直流电压源Vin的负端与功率开关管Q1的另一端及二极管DB的负极连接；
所述控制电路包括依次连接的采样电路、求和比较电路、模糊控制器和驱动电路；所述采样电路包括连接负载RL两端的第一采样电路和连接反向耦合的电感L2和电感L3两端的第二采样电路；所述驱动电路连接功率开关管Q1。
2.根据权利要求1所述的一种反向耦合高增益升压Cuk电路，其特征在于：所述中间电容CB为高频电容；所述二极管DB为功率快恢复二极管；所述功率开关管Q1为功率FET或IGBT。
3.根据权利要求2所述的一种反向耦合高增益升压Cuk电路，其特征在于：所述电感L1连接功率开关管Q1的漏极；所述二极管DB的负极连接功率开关管Q1的源极；所述驱动电路连接功率开关管Q1的栅极。
4.根据权利要求1所述的一种反向耦合高增益升压Cuk电路，其特征在于：所述电感L2和电感L3绕组的对应同名端相互连接，并引出抽头。
5.根据权利要求1所述的一种反向耦合高增益升压Cuk电路，其特征在于：所述模糊控制器经补偿网络和PWM调制模块连接驱动电路。
6.根据权利要求1-5其中任一所述的一种反向耦合高增益升压Cuk电路的模糊控制方法，其特征在于：所述采样电路分别对负载RL两端输出电压Vo，以及反向耦合的电感L2和电感L3两端电压平均值进行采样；所述求和比较电路对采样电路的两个采样值求和并与参考电压进行比较之后送入模糊控制器产生电路响应控制信号。
7.根据权利要求6所述的一种反向耦合高增益升压Cuk电路的模糊控制方法，其特征在于：所述采样电路对反向耦合的电感L2和电感L3两端开关周期平均电压采样。
8.根据权利要求6所述的一种反向耦合高增益升压Cuk电路的模糊控制方法，其特征在于：所述模糊控制器采用改进TSK模糊滑模控制方法：采用模糊TSK算法对滑模控制律拟合，得到输入误差e与占空比增量Δd对应关系曲线，并根据实时输入误差按照该关系曲线输出占空比增量Δd。
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