CN109245520A - 基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法 - Google Patents

基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN109245520A
CN109245520A CN201811390453.4A CN201811390453A CN109245520A CN 109245520 A CN109245520 A CN 109245520A CN 201811390453 A CN201811390453 A CN 201811390453A CN 109245520 A CN109245520 A CN 109245520A
Authority
CN
China
Prior art keywords
node
diode
resonance
resonant
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201811390453.4A
Other languages
English (en)
Inventor
李守翔
王向周
郑戍华
梁胜男
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Beijing Institute of Technology BIT
Original Assignee
Beijing Institute of Technology BIT
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Beijing Institute of Technology BIT filed Critical Beijing Institute of Technology BIT
Priority to CN201811390453.4A priority Critical patent/CN109245520A/zh
Publication of CN109245520A publication Critical patent/CN109245520A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/005—Conversion of dc power input into dc power output using Cuk converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明公开一种基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法，所述直流变换器包括第一谐振电感、第二谐振电感和谐振电容，所述第一谐振电感与所述第一开关管串联后连接于所述第一节点与所述第三节点之间；所述第二谐振电感与所述第一二极管串联后连接于所述第一节点与所述第二节点之间；所述谐振电容连接于所述第三节点与所述第二节点之间，构成了双谐振的直流变换器。本发明提供的直流变换器及其控制方法，实现了开关管的零电流开通，二极管的零电流关断，以及全负载范围内的高效率宽电压调节范围。

Description

基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及直流变换器技术领域，特别是涉及一种基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法。
背景技术
开关电容直流变换器有着小体积、轻重量、高效率和高功率密度等优点。但是传统的开关电容器由于自身电路特性决定，存在着开关管硬开通、充放电电流尖峰高、以及高效率的调压范围极其有限的限制因素。
为解决开关管硬开通、充放电电流尖峰高的问题，公开号US20040141345A1的美国专利中提出了一种升压式谐振开关电容变换器(SCRC)。其开关管和二极管均可实现零电流(ZCS)开通/关断，充放电电流尖峰明显减小，但是其调压范围及其有限。
为了进一步解决调压问题，在《IEEE Transactions on Power Electronics》中2018年发表的《A Family of Resonant Two-Switch Boosting Switched-CapacitorConverter With ZVS Operation and a Wide Line Regulation Range》中，通过改变SCRC的开关频率工作区间，不仅实现了开关管零电压(ZVS)开通、二极管零电流(ZCS)开通/关断、近似正弦的充放电电流，还实现了高效率的宽范围调压功能。然而，在轻载或者无负载运行时，该电路的调压范围将会再次变窄甚至失去调压能力。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法，能够解决传统开关电容硬开通、充放电电流尖峰高的问题，并能实现全负载范围内的宽范围调压。
Cuk斩波电路是开关电源六种基本DC/DC变换拓扑之一，也称Cuk变换器，是由美国加州理工学院Slobodan Cuk博士提出的。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，包括正输入节点、负输入节点、正输出节点和负输出节点，所述正输入节点与所述负输入节点之间为电压输入端，所述正输出节点与所述负输出节点之间为电压输出端，第一二极管和第二二极管串联后连接在所述正输入节点与所述正输出节点之间，第一开关管和第二开关管串联后连接在所述正输入节点与所述负输入节点之间，滤波电容连接在所述正输出节点与所述负输出节点之间；所述第一二极管的正极、所述第一开关管的漏极和所述正输入节点三者相交于第一节点，所述第一二极管的负极与所述第二二极管的正极之间设置第二节点，所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极之间设置第三节点，所述第二开关管的源极连接于所述负输入节点与所述负输出节点之间的第四节点，所述滤波电容的一端、所述第二二极管的负极和所述正输出节点三者相交于第五节点；所述直流变换器还包括第一谐振电感、第二谐振电感和谐振电容：
所述第一谐振电感与所述第一开关管串联后连接于所述第一节点与所述第三节点之间；所述第二谐振电感与所述第一二极管串联后连接于所述第一节点与所述第二节点之间；所述谐振电容连接于所述第三节点与所述第二节点之间。
可选的，所述第一节点与所述第三节点之间的所述第一谐振电感与所述第一开关管依次串联；或所述第一节点与所述第三节点之间的所述第一开关管与所述第一谐振电感依次串联。
可选的，所述第一节点与所述第二节点之间的所述第二谐振电感与所述第一二极管依次串联；或所述第一节点与所述第二节点之间的所述第一二极管与所述第二谐振电感依次串联。
可选的，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第一二极管或所述第二二极管为金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管。
本发明还提供了另一种基于基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，其包括正输入节点、负输入节点、正输出节点和负输出节点，所述正输入节点与所述负输入节点之间为电压输入端，所述正输出节点与所述负输出节点之间为电压输出端，第一二极管和第二二极管串联后连接在所述正输入节点与所述正输出节点之间，第一开关管和第二开关管串联后连接在所述正输入节点与所述负输入节点之间，滤波电容连接在所述正输出节点与所述负输出节点之间；所述第一二极管的正极、所述第一开关管的漏极和所述正输入节点三者相交于第一节点，所述第一二极管的负极与所述第二二极管的正极之间设置第二节点，所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极之间设置第三节点，所述第二开关管的源极连接于所述负输入节点与所述负输出节点之间的第四节点，所述滤波电容的一端、所述第二二极管的负极和所述正输出节点三者相交于第五节点；所述直流变换器还包括第一谐振电感、第二谐振电感和谐振电容：
所述第一谐振电感与所述第二开关管串联后连接于所述第三节点与所述第四节点之间；所述第二谐振电感与所述第二二极管串联后连接于所述第二节点与所述第五节点之间；所述谐振电容连接于所述第三节点与所述第二节点之间。
可选的，所述第三节点与所述第四节点之间的所述第一谐振电感与所述第二开关管依次串联；或所述第三节点与所述第四节点之间的所述第二开关管与所述第一谐振电感依次串联。
可选的，所述第二节点与所述第五节点之间的所述第二谐振电感与所述第二二极管依次串联；或所述第二节点与所述第五节点之间的所述第二二极管与所述第二谐振电感依次串联。
可选的，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第一二极管或所述第二二极管为金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管。
本发明还提供了一种基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的控制方法，包括：
第一谐振通路包括第一谐振电感和谐振电容，第二谐振通路包括第二谐振电感和所述谐振电容；
计算所述第一谐振通路的谐振频率
计算所述第二谐振通路的谐振频率
其中Lr1为所述第一谐振电感的电感值，Cr为所述谐振电容的电容值，Lr2为所述第二谐振电感的电感值；
设定第一开关管的开通时间为固定值，其中fr1为第一谐振通路的谐振频率；
计算第一中间变量其中fs为所述第一开关管开关频率，k为谐振频率系数，
计算第二中间变量m＝CrRLf，其中Cr所述谐振电容的电容值，RL为负载电阻；
按照公式(1)——(4)调节所述第一开关管频率fs的大小，调节输出电压：
其中，Vcr为所述谐振电容两端电压；
Vcr_max,Vcr_mir分别为所述谐振电容两端电压的最大值和最小值；
Vin为输入端电压，Vout为输出端电压；
M为输入端电压与输出端电压的电压增益；
Mcr_max为所述谐振电容两端的电压与输入端间的归一化最大值；
Mcr_min为所述谐振电容两端的电压与输入端间的归一化最小值。
可选的，在一个周期中，所述第一开关管的开通时间和所述第二开关管的开通时间互补。
与现有技术相比，本发明公开了以下技术效果：
本发明提供的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法，利用两个谐振电感与一个谐振电容构成了双谐振的直流变换器，实现了开关管的零电流(ZCS)开通，二极管的零电流(ZCS)关断，以及全负载范围内的高效率宽电压调节范围。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为传统的升压式直流变换器的电路示意图。
图2为本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的电路示意图；
图3为本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器电路的工作波形图；
图4为本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器在图3中t0-t1时间区间内的等效电路示意图；
图5为本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器在图3中t1-t2时间区间内的等效电路示意图；
图6为本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器在图3中t2-t3时间区间内的等效电路示意图；
图7为本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的理论增益曲线；
图8为本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器在开关频率为120kHz(F＝0.5)时的谐振电流和电压的实验波形图；
图9为本发明实施例2的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的电路示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图1为传统的升压式直流变换器电路示意图，箭头方向表示电流的流向，其中包括正输入节点1、负输入节点2、正输出节点3和负输出节点4，正输入节点1与负输入节点2之间为电压输入端Vin，正输出节点3与负输出节点4之间为电压输出端Vout，第一二极管6和第二二极管8串联后连接在正输入节点1与正输出节点3之间，第一开关管10和第二开关管12串联后连接在正输入节点1与所述负输入节点2之间，滤波电容14连接在正输出节点3与负输出节点4之间；第一二极管6的正极、第一开关管10的漏极和正输入节点1三者相交于第一节点5，第一二极管6的负极与第二二极管8的正极之间设置第二节点7，第一开关管10的源极与第二开关管12的漏极之间设置第三节点11，第二开关管12的源极连接于负输入节点2与负输出节点4之间的第四节点13，滤波电容14的一端、第二二极管8的负极和正输出节点3三者相交于第五节点9，传统谐振电容C1连接在第三节点11与第二节点7之间。
实施例1
如图1和2所示，在图1所示的传统的升压式直流变换器电路示意图中添加第一谐振电感15和第二谐振电感16，并将传统谐振电容C1替换为谐振电容17，构成如图2所示的本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的电路示意图。
图2本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的电路示意图，箭头方向表示电流的流向，其中谐振电容17连接于第三节点11与第二节点7之间，其电容值比同等级的传统直流变换器中的传统谐振电容C1小至少一个数量级。本实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器采用电容值小的谐振电容，减小了谐振电容的体积，进而减小了直流变换器的体积，且降低了成本。
第一谐振电感15与第一开关管10串联后连接于第一节点5与第三节点11之间；第二谐振电感16与第一二极管6串联后连接于第一节点5与第二节点7之间；谐振电容17连接于第三节点11与第二节点7之间。
其中，第一节点5与第三节点11之间的第一谐振电感15与第一开关管10依次串联；或第一节点5与第三节点11之间的第一开关管10与第一谐振电感15依次串联。图2所示的本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器中，第一节点5与第一开关管10的漏极连接，第一开关管10的源极与第一谐振电感15的一端连接，第一谐振电感15的另一端与第三节点11连接。
其中，第一节点5与第二节点7之间的第二谐振电感16与第一二极管6依次串联；或第一节点5与第二节点7之间的第一二极管6与第二谐振电感16依次串联。图2所示的本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器中，第二谐振电感16的一端与第一节点5连接，第二谐振电感16的另一端与第一二极管6的正极连接，第一二极管6的负极与第二节点7连接。
其中，第一开关管10、第二开关管12、第一二极管6或第二二极管8为金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管。图2所示的本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器中，第一开关管10和第二开关管12为金属氧化物半导体场效应管，第一二极管6和第二二极管8为绝缘栅双极型晶体管，在进行电路布置时，还需要根据金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管的工作特性选择能够保证电流单向流动的布置方式。
本发明实施例1中直流变换器包含两个谐振通路，第一谐振通路包括第一谐振电感15和谐振电容17，第二谐振通路包括第二谐振电感16和谐振电容17。
本发明实施例1中的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的工作波形如图3所示，在不同时间区间内等效电路如图4至图6所述，其具体工作原理如下：
[t0-t1]时间区间内，本发明实施例1中的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的等效电路如图4所示，在t0时刻，第二开关管12和第一二极管6以零电流(ZCS)方式开通并导通谐振电流，此时第二谐振通路工作，该第二谐振通路的谐振频率为fr2。
[t1-t2]时间区间内，本发明实施例1中的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的等效电路如图5所示，在t1时刻，第二开关管12关断，第一开关管10以ZCS方式开通。由于第二谐振电感16的谐振电流iLr2(t)仍未谐振到零，所以该电流将通过第一二极管6续流。与此同时，第一谐振通路通过第一开关管10开始导通第一谐振电感15的谐振电流iLr1(t)，在该时间区间内，两个谐振电感电流同时存在。
[t2-t3]时间区间内，本发明实施例1中的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的等效电路如图6所示，在t2时刻，第二谐振电感16的谐振电流iLr2(t)线性下降到零，第一二极管6以ZCS方式关断，第一谐振电感15的谐振电流iLr1(t)继续通过第一开关管10和第二二极管8续流，在t3时刻，第一谐振电感15的谐振电流iLr1(t)谐振到零，第一开关管10和第二二极管8以ZCS的方式关断。
图7为本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的理论增益曲线，其中谐振频率系数频率比例系数F＝ton/Ts＝fs/2fr1，品质因数式中fr1为第一谐振通路的谐振频率，fr2为第二谐振通路的谐振频率，Lr1为第一谐振电感15的电感值，Lr2为第二谐振电感15的电感值，ton为第一开关管10的开通时间，Ts为一个开关周期的时间，fs为第一开关管10的开关频率，Cr为谐振电容17的电容值，RL为负载阻抗。
当时，本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器处于可调压工作模态，无论在轻载(Q值较小)还是重载情况下(Q值较大)，本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器均能够实现全范围调压。
图8为本发明实施例1的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器在开关频率为120kHz(F＝0.5)时的谐振电流和电压的实验波形图，其中拓扑参数为：Lr1＝2.5uH,Lr2＝10uH,Cr＝1uF,ton＝5us,Vin＝48V,P＜120W,67kHz＜fs＜180kHz,其中Vin为输入电压，P为功率。第一谐振电感15的谐振电流iLr1(t)为完整的半波，其存在的时间固定为第二谐振电感16的谐振电流iLr2(t)线性下降的阶段与第一谐振电感15的谐振电流iLr1(t)谐振上升的阶段重叠，在此期间实现谐振电容17上的电荷守恒，以此达到调压功能。
实施例2
如图1和图9所示，在图1所示的传统的升压式直流变换器电路示意图中添加第一谐振电感15和第二谐振电感16，并将传统谐振电容C1替换为谐振电容17，构成如图9所示的本发明实施例2的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的电路示意图。
图9本发明实施例2的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的电路示意图，箭头方向表示电流的流向，其中谐振电容17连接于第三节点11与第二节点7之间，其电容值比同等级的传统直流变换器中的传统谐振电容C1小至少一个数量级。本实施例2的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器采用电容值小的谐振电容，减小了谐振电容的体积，进而减小了直流变换器的体积，且降低了成本。
第一谐振电感15与第二开关管12串联后连接于第三节点11与第四节点之间13；第二谐振电感16与第二二极管8串联后连接于第二节点7与第五节点9之间；谐振电容17连接于第三节点11与第二节点7之间。
其中，第三节点11与第四节点13之间的第一谐振电感15与第二开关管12依次串联；或第三节点11与第四节点13之间的第二开关管12与第一谐振电感15依次串联。图9所示的本发明实施例2的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器中，第三节点11与第二开关管12的漏极连接，第二开关管12的源极与第一谐振电感15的一端连接，第一谐振电感15的另一端与第四节点13连接。
其中，第二节点7与第五节点9之间的第二谐振电感16与第二二极管8依次串联；或第二节点7与所述第五节点9之间的第二二极管8与第二谐振电感16依次串联。图9所示的本发明实施例2的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器中，第二节点7与第二二极管8的正极连接，第二二极管8的负极与第二谐振电感16的一端连接，第二谐振电感16的另一端与第五节点9连接。
其中，第一开关管10、第二开关管12、第一二极管6或第二二极管8为金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管。图9所示的本发明实施例2的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器中，第一开关管10和第二开关管12为金属氧化物半导体场效应管，第一二极管6和第二二极管8为绝缘栅双极型晶体管，在进行电路布置时，还需要根据金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管的工作特性选择能够保证电流单向流动的布置方式。
本发明实施例2中直流变换器包含两个谐振通路，第一谐振通路包括第一谐振电感15和谐振电容17，第二谐振通路包括第二谐振电感16和谐振电容17。
第一谐振通路的谐振频率为第二谐振通路的谐振频率为其中Lr1为第一谐振电感15的电感值，Cr为谐振电容17的电容值，Lr2为第二谐振电感16的电感值。本发明实施例2中的电路采用开通时间固定的变频控制，即第二开关管12的开通时间固定为通过改变第一开关管10的开关频率fs的大小，实现输出电压的调节，并且在一个控制周期中，第一开关管10的通断时间与第二开关管12的通断互补。
本发明还提供了一种基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的控制方法，其中，第一谐振通路包括第一谐振电感和谐振电容，第二谐振通路包括第二谐振电感和所述谐振电容，
计算所述第一谐振通路的谐振频率
计算所述第二谐振通路的谐振频率
其中Lr1为所述第一谐振电感的电感值，Cr为所述谐振电容的电容值，Lr2为所述第二谐振电感的电感值；
设定第一开关管的开通时间为固定值，其中fr1为第一谐振通路的谐振频率；
计算第一中间变量其中fs为所述第一开关管开关频率，k为谐振频率系数；
计算第二中间变量m＝CrRLf，其中Cr所述谐振电容的电容值，RL为负载电阻；
按照公式(1)——(4)调节所述第一开关管频率fs的大小，调节输出电压：
其中，Vcr为所述谐振电容两端电压；
Vcr_max,Vcr_mir分别为所述谐振电容两端电压的最大值和最小值；
Vin为输入端电压，Vout为输出端电压；
M为输入端电压与输出端电压的电压增益；
Mcr_max为所述谐振电容两端的电压与输入端间的归一化最大值；
Mcr_min为所述谐振电容两端的电压与输入端间的归一化最小值。
其中，在一个周期中，第一开关管10与第二开关管12交替开通，第一开关管10的开通时间与第二开关管12的开通互补。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，所述直流变换器包括正输入节点、负输入节点、正输出节点和负输出节点，所述正输入节点与所述负输入节点之间为电压输入端，所述正输出节点与所述负输出节点之间为电压输出端，第一二极管和第二二极管串联后连接在所述正输入节点与所述正输出节点之间，第一开关管和第二开关管串联后连接在所述正输入节点与所述负输入节点之间，滤波电容连接在所述正输出节点与所述负输出节点之间；所述第一二极管的正极、所述第一开关管的漏极和所述正输入节点三者相交于第一节点，所述第一二极管的负极与所述第二二极管的正极之间设置第二节点，所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极之间设置第三节点，所述第二开关管的源极连接于所述负输入节点与所述负输出节点之间的第四节点，所述滤波电容的一端、所述第二二极管的负极和所述正输出节点三者相交于第五节点，其特征在于，所述直流变换器还包括第一谐振电感、第二谐振电感和谐振电容：
所述第一谐振电感与所述第一开关管串联后连接于所述第一节点与所述第三节点之间；所述第二谐振电感与所述第一二极管串联后连接于所述第一节点与所述第二节点之间；所述谐振电容连接于所述第三节点与所述第二节点之间。
2.根据权利要求1所述的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，其特征在于，所述第一节点与所述第三节点之间的所述第一谐振电感与所述第一开关管依次串联；或所述第一节点与所述第三节点之间的所述第一开关管与所述第一谐振电感依次串联。
3.根据权利要求2所述的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，其特征在于，所述第一节点与所述第二节点之间的所述第二谐振电感与所述第一二极管依次串联；或所述第一节点与所述第二节点之间的所述第一二极管与所述第二谐振电感依次串联。
4.根据权利要求1所述的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第一二极管或所述第二二极管为金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管。
5.一种基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，所述直流变换器包括正输入节点、负输入节点、正输出节点和负输出节点，所述正输入节点与所述负输入节点之间为电压输入端，所述正输出节点与所述负输出节点之间为电压输出端，第一二极管和第二二极管串联后连接在所述正输入节点与所述正输出节点之间，第一开关管和第二开关管串联后连接在所述正输入节点与所述负输入节点之间，滤波电容连接在所述正输出节点与所述负输出节点之间；所述第一二极管的正极、所述第一开关管的漏极和所述正输入节点三者相交于第一节点，所述第一二极管的负极与所述第二二极管的正极之间设置第二节点，所述第一开关管的源极与所述第二开关管的漏极之间设置第三节点，所述第二开关管的源极连接于所述负输入节点与所述负输出节点之间的第四节点，所述滤波电容的一端、所述第二二极管的负极和所述正输出节点三者相交于第五节点，其特征在于，所述直流变换器还包括第一谐振电感、第二谐振电感和谐振电容：
所述第一谐振电感与所述第二开关管串联后连接于所述第三节点与所述第四节点之间；所述第二谐振电感与所述第二二极管串联后连接于所述第二节点与所述第五节点之间；所述谐振电容连接于所述第三节点与所述第二节点之间。
6.根据权利要求5所述的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，其特征在于，所述第三节点与所述第四节点之间的所述第一谐振电感与所述第二开关管依次串联；或所述第三节点与所述第四节点之间的所述第二开关管与所述第一谐振电感依次串联。
7.根据权利要求6所述的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，其特征在于，所述第二节点与所述第五节点之间的所述第二谐振电感与所述第二二极管依次串联；或所述第二节点与所述第五节点之间的所述第二二极管与所述第二谐振电感依次串联。
8.根据权利要求5所述的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第一二极管或所述第二二极管为金属氧化物半导体场效应管或绝缘栅双极型晶体管。
9.一种基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法应用于权利要求1至8中任一项所述的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器，所述控制方法为开通时间固定的变频控制方法：
第一谐振通路包括第一谐振电感和谐振电容，第二谐振通路包括第二谐振电感和所述谐振电容；
计算所述第一谐振通路的谐振频率
计算所述第二谐振通路的谐振频率
其中Lr1为所述第一谐振电感的电感值，Cr为所述谐振电容的电容值，Lr2为所述第二谐振电感的电感值；
设定第一开关管的开通时间为固定值，其中fr1为第一谐振通路的谐振频率；
计算第一中间变量fs为所述第一开关管开关频率，k为谐振频率系数，
计算第二中间变量m＝CrRLf，其中Cr所述谐振电容的电容值，RL为负载电阻；
按照公式(1)——(4)调节所述第一开关管频率fs的大小，调节输出电压：
其中，Vcr为所述谐振电容两端电压；
Vcr_max,Vcr_min分别为所述谐振电容两端电压的最大值和最小值；
Vin为输入端电压，Vout为输出端电压；
M为输入端电压与输出端电压的电压增益；
Mcr_max为所述谐振电容两端的电压与输入端间的归一化最大值；
Mcr_min为所述谐振电容两端的电压与输入端间的归一化最小值。
10.根据权利要求9所述的基于升压式Cuk双谐振的直流变换器的控制方法，其特征在于，在一个时间周期中，所述第一开关管的开通时间和所述第二开关管的开通时间互补。
CN201811390453.4A 2018-11-21 2018-11-21 基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法 Pending CN109245520A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201811390453.4A CN109245520A (zh) 2018-11-21 2018-11-21 基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201811390453.4A CN109245520A (zh) 2018-11-21 2018-11-21 基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN109245520A true CN109245520A (zh) 2019-01-18

Family

ID=65076194

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201811390453.4A Pending CN109245520A (zh) 2018-11-21 2018-11-21 基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN109245520A (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109980918A (zh) * 2019-04-18 2019-07-05 福州大学 一种反向耦合高增益升压Cuk电路及其模糊控制方法
CN112366937A (zh) * 2020-10-30 2021-02-12 电子科技大学 一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器
CN113992023A (zh) * 2021-10-25 2022-01-28 电子科技大学 一种隔离型双谐振双向直流变压器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6853569B2 (en) * 2003-01-17 2005-02-08 The Hong Kong Polytechnic University DC to DC converter
US20120001612A1 (en) * 2010-06-30 2012-01-05 Cuks, Llc Four-switch step-down storageless converter
CN106130064A (zh) * 2016-06-30 2016-11-16 全球能源互联网研究院 一种光伏微型逆变器
CN108631584A (zh) * 2018-04-25 2018-10-09 中山大学 一种dc-dc电力变换器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6853569B2 (en) * 2003-01-17 2005-02-08 The Hong Kong Polytechnic University DC to DC converter
US20120001612A1 (en) * 2010-06-30 2012-01-05 Cuks, Llc Four-switch step-down storageless converter
CN106130064A (zh) * 2016-06-30 2016-11-16 全球能源互联网研究院 一种光伏微型逆变器
CN108631584A (zh) * 2018-04-25 2018-10-09 中山大学 一种dc-dc电力变换器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SHOUXIANG LI 等: ""A Family of Step-Up Resonant Switched-Capacitor Converter With a Continuously Adjustable Conversion Ratio"", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109980918A (zh) * 2019-04-18 2019-07-05 福州大学 一种反向耦合高增益升压Cuk电路及其模糊控制方法
CN109980918B (zh) * 2019-04-18 2020-12-25 福州大学 一种反向耦合高增益升压Cuk电路及其模糊控制方法
CN112366937A (zh) * 2020-10-30 2021-02-12 电子科技大学 一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器
CN112366937B (zh) * 2020-10-30 2022-04-01 电子科技大学 一种升降压Cuk双谐振开关电容变换器
CN113992023A (zh) * 2021-10-25 2022-01-28 电子科技大学 一种隔离型双谐振双向直流变压器

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106877676A (zh) 一种双向谐振变换电路、变换器及其控制方法
CN106533195A (zh) 基于pfc与llc谐振的智能全桥正弦波电压转换电路
CN106787768B (zh) 一种双向全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法
CN109889047A (zh) 一种适用于宽输入宽输出电压范围的两级式dc-dc变换器
CN108599564A (zh) 一种电容电压断续模式电容串接式交错并联Bcuk PFC变换器
CN108365746A (zh) 一种基于耦合电感的高增益双向四相dc-dc变换器及控制方法
CN112234835B (zh) 一种可变结构组合型llc谐振变换器
CN206807298U (zh) 一种双向谐振变换电路和变换器
CN106936319A (zh) 一种隔离型三端口双向dc‑dc变换器
CN106100344A (zh) 一种具有升高电压增益的llc谐振变换器
CN108183603B (zh) 一种单级无桥软开关谐振隔离型功率因数校正电路
CN109245520A (zh) 基于升压式Cuk双谐振的直流变换器及其控制方法
CN105226929A (zh) 一种变模态级联变换器
CN109274264A (zh) 一种宽调压范围的升压式谐振开关电容变换器
CN114337344A (zh) 一种基于自适应混合整流多开关谐振llc变换器的控制方法
CN211656002U (zh) 一种谐振无桥升压功率因数校正ac-dc变换器
CN109450260A (zh) 一种电容串接式交错并联反激电路
CN206658155U (zh) 一种双向全桥谐振直流/直流变换器
CN111682768A (zh) 基于堆叠桥的lclcl高阶直流变换器及控制方法
CN105591558B (zh) 一种单极高功率因数推挽双正激电路及设计方法
CN109617407A (zh) 一种升压式串并联全谐振开关电容变换器
CN105207490B (zh) 反激式多谐振Sepic变换器
CN106787756B (zh) 一种cl-ft-cl谐振直流变换器
CN110829837B (zh) 一种低电压应力ZVS高增益Boost变换器
CN109546861A (zh) 一种llc谐振腔电压转换率动态调节的方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
RJ01 Rejection of invention patent application after publication
RJ01 Rejection of invention patent application after publication

Application publication date: 20190118