CN111682768A - 基于堆叠桥的lclcl高阶直流变换器及控制方法 - Google Patents

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Abstract

一种基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器及控制方法，属于功率变换器设计技术领域。本发明为解决现有LLC谐振变换器电压输入范围受限并且易产生电压输入波动的问题。变换器包括：开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4依次连接形成堆叠桥，带阻滤波器、变压器T的原边、谐振电感Lr和谐振电容Cr依次串联在上桥臂和下桥臂之间；变压器T副边的一端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接变压器T副边的另一端；变压器T副边的中间抽头与二极管D2的阴极之间连接输出电容C0；输出电容C0与负载电阻RL相并联。本发明在实现电压宽范围输入的同时，降低了副边二极管损耗。

Description

基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器及控制方法，属于功率变换器设计技术领域。
背景技术
现有LLC谐振变换器的电压输入范围受限，无法胜任宽范围输入调压场合的需要；并且其电源质量不佳，在例如地下勘探钻井等场合，极易产生电压输入波动。
发明内容
针对现有LLC谐振变换器电压输入范围受限并且易产生电压输入波动的问题，本发明提供一种基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器及控制方法。
本发明提供了一种基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器，包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、带阻滤波电感Lp、带阻滤波电容Cp、二极管D1、二极管D2、输出电容C0、分压电容Cin1和分压电容Cin2；
开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4依次连接形成堆叠桥，开关管S1和开关管S2构成上桥臂，上桥臂并联分压电容Cin1；开关管S3和开关管S4构成下桥臂，下桥臂并联分压电容Cin2；
带阻滤波电感Lp和带阻滤波电容Cp相并联形成带阻滤波器；
带阻滤波器、变压器T的原边、谐振电感Lr和谐振电容Cr依次串联在上桥臂和下桥臂之间；
变压器T副边的一端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接变压器T副边的另一端；
变压器T副边的中间抽头与二极管D2的阴极之间连接输出电容C0；输出电容C0与负载电阻RL相并联。
根据本发明的基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器，
开关管S1的漏极用于连接电源的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S2的源极连接开关管S3的漏极，开关管S3的源极连接开关管S4的漏极，开关管S4的源极用于连接电源的负极；
分压电容Cin1连接在开关管S1的漏极与开关管S2的源极之间，分压电容Cin2连接在开关管S3的漏极与开关管S4的源极之间；
带阻滤波器、变压器T的原边、谐振电感Lr和谐振电容Cr依次串联在开关管S1的源极和开关管S4的漏极之间。
本发明还提供了一种基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器控制方法，用于实现对所述基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器的控制，包括，
对电源的输入电压进行采样，当输入电压为低压范围时，在开关频率为1MHz状态下，将开关管S1和开关管S4作为第一组开关管，开关管S2和开关管S3作为第二组开关管，控制两组开关管交替工作二分之一电压周期，实现变频工作模态；
当输入电压为高压范围时，在开关频率为500kHz状态下，按顺序依次循环控制开关管 S1和开关管S3、开关管S2和开关管S3、开关管S2和开关管S4及开关管S2和开关管S3各工作四分之一电压周期，实现倍频工作模态。
根据本发明的基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器控制方法，所述低压范围包括170-255V；所述高压范围包括255-340V。
根据本发明的基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器控制方法，当输入电压为170V-600V时，调整开关频率为1MHz-2MHz，实现调压。
根据本发明的基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器控制方法，所述对电源的输入电压进行采样采用的电路包括：
使电阻R1的一端连接电源的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，电阻R2的另一端接地；
电阻R2的一端连接放大器U1的同相输入端，放大器U1的反相输入端连接其输出端，并且放大器U1的电源正极连接3.3V电压，电源负板接地；
放大器U1的输出端连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接电容C1的一端，电容 C1的另一端接地；
电阻R3的另一端输出电压经A/D转换，获得采样结果。
本发明的有益效果：本发明将现有LLC谐振变换器的半桥结构替换为堆叠桥结构，将LLC谐振腔替换为LCLCL五元谐振腔。在实现电压宽范围输入的同时，降低了副边二极管损耗。
本发明拓扑结构能在较大的输入电压范围内实现良好软开关的工作状态，并且可以保证稳定的电压输出，维持较高的转换效率，且可注入三次谐波提升效率。
附图说明
图1是本发明所述基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器的电路结构示意图；图中1表示堆叠桥，2表示谐振腔，3表示副边整流，4表示平面变压器；Lm表示变压器T的励磁电感；
图2是变频工作模态下开关管S1和开关管S4导通的示意图；VB表示母线电压，vmid1表示开关管S1源极电位，vmid2表示开关管S3源极电位，vmid表示输入电压的等效方波电压；
图3是变频工作模态下开关管S2和开关管S3导通的示意图；
图4是变频工作模态的电压驱动信号波形图；Vg_s1表示开关管S1的驱动电压，Vg_s2 表示开关管S2的驱动电压，Vg_s3表示开关管S3的驱动电压，Vg_s4表示开关管S4的驱动电压，t表示时间，t0表示一个电压周期的起始时刻，t1表示1/4电压周期时刻，t2表示半电压周期时刻，t3表示3/4电压周期时刻；
图5是倍频工作模态下开关管S1和开关管S3在前四分之一电压周期内导通的示意图；
图6是倍频工作模态下开关管S2和开关管S3在第四分之二电压周期内导通的示意图；
图7是倍频工作模态下开关管S2和开关管S4在第四分之三电压周期内导通的示意图；
图8是倍频工作模态下开关管S2和开关管S3在后四分之一电压周期内导通的示意图；
图9是倍频工作模态的电压驱动信号波形图；t4表示第二电压周期的起始时刻，t5表示第二电压周期的1/4时刻，t6表示第二电压周期的半周期时刻；
图10是不同谐振腔参数下增益曲线；图中λ为电感系数，Q为品质因数；
图11是现有传统LLC拓扑副边二极管的整流波形图；Im表示正弦基波的峰值，iDS表示二极管电流，T表示电压周期；
图12是本发明拓扑副边二极管的整流波形叠加图；
图13是变频工作模态的软开关波形图；iCr表示谐振腔电流，Time表示时间；
图14是倍频工作模态的软开关波形图；
图15是本发明两个工作模态切换时的软开关波形图；V0表示输出电压；
图16是本发明拓扑副边二极管的整流波形图；iD表示二极管整流电流；
图17是对电源的输入电压进行采样的电路结构示意图；
图18是基于小信号传递函数的获得的变换器伯德图；
图19是对图18所示伯德图采用补偿器补偿后的新的伯德图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
具体实施方式一、结合图1所示，本发明的第一方面，提供了一种基于堆叠桥的LCLCL 高阶直流变换器，包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、带阻滤波电感Lp、带阻滤波电容Cp、二极管D1、二极管D2、输出电容C0、分压电容Cin1和分压电容Cin2；
开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4依次连接形成堆叠桥，开关管S1和开关管S2构成上桥臂，上桥臂并联分压电容Cin1；开关管S3和开关管S4构成下桥臂，下桥臂并联分压电容Cin2；
带阻滤波电感Lp和带阻滤波电容Cp相并联形成带阻滤波器；
带阻滤波器、变压器T的原边、谐振电感Lr和谐振电容Cr依次串联在上桥臂和下桥臂之间；
变压器T副边的一端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接变压器T副边的另一端；
变压器T副边的中间抽头与二极管D2的阴极之间连接输出电容C0；输出电容C0与负载电阻RL相并联。
本实施方式中，将现有变换器的半桥结构替换为堆叠桥结构。将开关管由两个变为四个，并加入两个输入侧分压电容，形成三电平结构。
进一步，结合图1所示，开关管S1的漏极用于连接电源的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S2的源极连接开关管S3的漏极，开关管S3的源极连接开关管S4的漏极，开关管S4的源极用于连接电源的负极；
分压电容Cin1连接在开关管S1的漏极与开关管S2的源极之间，分压电容Cin2连接在开关管S3的漏极与开关管S4的源极之间；
带阻滤波器、变压器T的原边、谐振电感Lr和谐振电容Cr依次串联在开关管S1的源极和开关管S4的漏极之间。
具体实施方式二、结合图1至图19所示，本发明的另一方面还提供了一种基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器控制方法，用于实现对所述基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器的控制，包括，
对电源的输入电压进行采样，当输入电压为低压范围时，在开关频率为1MHz状态下，将开关管S1和开关管S4作为第一组开关管，开关管S2和开关管S3作为第二组开关管，控制两组开关管交替工作二分之一电压周期，实现变频工作模态；
当输入电压为高压范围时，在开关频率为500kHz状态下，按顺序依次循环控制开关管 S1和开关管S3、开关管S2和开关管S3、开关管S2和开关管S4及开关管S2和开关管S3各工作四分之一电压周期，实现倍频工作模态。
本实施方式中，在较宽的电压输入范围内，可通过变频-倍频的工作方式，在不影响软开关状态的前提下，使输出稳定。在变频工作模态下，例如所述低压范围包括170-255V时，利用基波传递能量，开关管的开关顺序如图2和图3所示。当输入电压处于高压范围，变为低压范围的二倍时，例如为255-340V时，此时采用倍频的方式开始工作，此时四个开关管的开关切换顺序如图5至图8所示。
由图9的波形可知，开关管的驱动信号频率减半，但是输入端等效的方波电压vmid的基波频率和变频工作模态的基波频率相同，，且方波电压的幅值减半，从而使得输出保持稳定。
在拓扑结构的LCLCL谐振腔注入三次谐波，可进一步拓宽电压增益范围。
由图10所示，整个谐振变换器系统，三次谐波增益为1，可为变换器注入三次谐波降低二极管损耗。传统LLC拓扑二极管的整流波形如图11所示，根据基波分析法近似为正弦波。LCLCL拓扑二极管的整流波形如图12所示。在引入三次谐波能量传输的同时，降低了次级侧整流二极管的损耗。两种拓扑的平均值和有效值证明如下。
LLC的副边二极管波形为半波正弦，LCLCL为基波与三次谐波叠加的半波马鞍形波形。假设正弦基波的峰值为Im，则半波正弦平均值
Figure BDA0002524749220000051
和有效值I的计算如下：
Figure BDA0002524749220000052
Figure BDA0002524749220000053
三次谐波注入后的鞍形波形的平均值
Figure BDA0002524749220000054
和有效值I计算如下：
Figure BDA0002524749220000055
Figure BDA0002524749220000061
从上式可知，注入到三次谐波中的鞍形电流与普通的半波正弦电流相比，其有效值增加了2.22倍，平均值增加了1.65倍，这意味着，在相同的功率，相同的有效值工作状态下，注入三次谐波后的LCLCL谐振变换器平均值将变为传统LLC副边二极管电流平均值的74％。
进一步，当输入电压为170V-600V时，调整开关频率为1MHz-2MHz，实现调压。
综上所述，本发明可对170V-600V范围的输入电压进行变换，使输出电压维持在20V，如图15所示，并且保证效率高达94％以上，额定工作状态下效率可达96％。
本发明的开关管均实现软开关工作状态，如图13和图14所示。副边整流二极管三次谐波成功注入，进一步提升了效率，如图16所示。
再进一步，结合图17所示，所述对电源的输入电压进行采样采用的电路包括：
使电阻R1的一端连接电源的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，电阻R2的另一端接地；
电阻R2的一端连接放大器U1的同相输入端，放大器U1的反相输入端连接其输出端，并且放大器U1的电源正极连接3.3V电压，电源负板接地；
放大器U1的输出端连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接电容C1的一端，电容 C1的另一端接地；
电阻R3的另一端输出电压经A/D转换，获得采样结果。
本发明方法硬件搭建上的采样不仅要对输出采样还要对输入进行采样，从而进行输入电压判断。
当输入电压为170-255V时，为低电压输入模式。开关频率为1MHz状态下，开关管S1和S4一组，S2和S3一组，各工作半周期构成工作模式1，可以实现0-Vin的方波输入。当输入电压为255-340V时，开关频率为500kHz，分别按，S1与S3、S2与S3、S2与S4，最后S2与S3各占1/4周期进行控制，可以实现0-1/4Vin的方波输入。并通过后级谐振腔，放大三次谐波增益，引入三次谐波能量传输，降低损耗。
本发明的倍频工作模态具有半频倍压效果。为了提升变换器的系统稳定性，在实际的控制中，可结合拓扑结构的小信号模型设计补偿器，根据小信号模型得到补偿前的bode图，设计4P4Z补偿器，进而得到补偿后系统稳定的Bode图。最终得到输入输出双检测闭环的双工作模式的堆叠桥式谐振变换器。
具体实施例：额定输入电压为170V和340V两种情况，对应的额定工作频率为1MHz和500KHz，输出电压为稳定的20V，输出功率为40W。
一、变频工作模态：
当输入电压为170V时，采用变频的工作方式，即传统的LLC谐振功率变换器模式，此时等效的输入方波电压幅值为输入电压，频率为1MHz。
二、倍频工作模态：
当输入电压为340V时，采用倍频的工作方式，通过控制四个开关管的开关顺序，使输入的方波电压幅值为输入电压的一般，方波频率为开关管频率的一半，频率为1MHz。
三、当输入电压进一步升高时，将堆叠桥的LCLCL谐振变换器工作频率调整到增益曲线的1MHz-2MHz部分，在保证效率的同时，可以完成输入电压170V-600V的调压能力。
本发明在保留了现有LLC谐振变换器优点的基础上，加大了对低电压输入场合的应用范围。现在最常用的LLC拓扑，只能对400V波动20V左右的电压进行闭环控制，半桥结构的LCLCL变换器可以应对400V-600V的电压。本发明加入堆叠桥后可以应对170-600V 的电压。只要通过切换四个开关管的模态再配合LCLCL的增益曲线即可实现。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其它所述实施例中。

Claims (6)

1.一种基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器，其特征在于，包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、带阻滤波电感Lp、带阻滤波电容Cp、二极管D1、二极管D2、输出电容C0、分压电容Cin1和分压电容Cin2；
开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4依次连接形成堆叠桥，开关管S1和开关管S2构成上桥臂，上桥臂并联分压电容Cin1；开关管S3和开关管S4构成下桥臂，下桥臂并联分压电容Cin2；
带阻滤波电感Lp和带阻滤波电容Cp相并联形成带阻滤波器；
带阻滤波器、变压器T的原边、谐振电感Lr和谐振电容Cr依次串联在上桥臂和下桥臂之间；
变压器T副边的一端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接变压器T副边的另一端；
变压器T副边的中间抽头与二极管D2的阴极之间连接输出电容C0；输出电容C0与负载电阻RL相并联。
2.根据权利要求1所述的基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器，其特征在于，
开关管S1的漏极用于连接电源的正极，开关管S1的源极连接开关管S2的漏极，开关管S2的源极连接开关管S3的漏极，开关管S3的源极连接开关管S4的漏极，开关管S4的源极用于连接电源的负极；
分压电容Cin1连接在开关管S1的漏极与开关管S2的源极之间，分压电容Cin2连接在开关管S3的漏极与开关管S4的源极之间；
带阻滤波器、变压器T的原边、谐振电感Lr和谐振电容Cr依次串联在开关管S1的源极和开关管S4的漏极之间。
3.一种基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器控制方法，用于实现对权利要求1和2所述基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器的控制，其特征在于包括，
对电源的输入电压进行采样，当输入电压为低压范围时，在开关频率为1MHz状态下，将开关管S1和开关管S4作为第一组开关管，开关管S2和开关管S3作为第二组开关管，控制两组开关管交替工作二分之一电压周期，实现变频工作模态；
当输入电压为高压范围时，在开关频率为500kHz状态下，按顺序依次循环控制开关管S1和开关管S3、开关管S2和开关管S3、开关管S2和开关管S4及开关管S2和开关管S3各工作四分之一电压周期，实现倍频工作模态。
4.根据权利要求3所述的基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器控制方法，其特征在于，所述低压范围包括170-255V；所述高压范围包括255-340V。
5.根据权利要求4所述的基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器控制方法，其特征在于，当输入电压为170V-600V时，调整开关频率为1MHz-2MHz，实现调压。
6.根据权利要求3所述的基于堆叠桥的LCLCL高阶直流变换器控制方法，其特征在于，所述对电源的输入电压进行采样采用的电路包括：
使电阻R1的一端连接电源的输出端，电阻R1的另一端连接电阻R2的一端，电阻R2的另一端接地；
电阻R2的一端连接放大器U1的同相输入端，放大器U1的反相输入端连接其输出端，并且放大器U1的电源正极连接3.3V电压，电源负板接地；
放大器U1的输出端连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接电容C1的一端，电容C1的另一端接地；
电阻R3的另一端输出电压经A/D转换，获得采样结果。
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