CN114977790A - 一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器及控制方法 - Google Patents

一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于耦合电感的两相交错Boost‑Sepic型高增益变换器及控制方法，属于电力电子技术领域。本发明的两相交错Boost‑Sepic结构包括输入源Vin、第一独立电感L1、第二独立电感L2、第一开关管S1和第二开关管S2以及由第一耦合电感原边绕组Lc1、第二耦合电感原边绕组Lc2、电容C1、电容C3构成得Sepic部分，由二极管D1、二极管D4、电容C5和电容C6构成的Boost部分；第一倍压单元包括二极管D2、电容C2和第一耦合电感副边绕组Lc1’，第二倍压单元包括二极管D5、电容C4和第二耦合电感副边绕组Lc2’；分裂电容结构包括电容C7和电容C8，构成变换器的输出部分。本发明具有拓扑结构对称、开关控制简单、电压增益超高、输入电流纹波小、开关管电压应力超低的优点。

Description

一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器 及控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器及控制方法。
背景技术
随着传统化石能源(如石油、煤炭、天然气等)的迅速消耗和环境污染的加剧，合理、有效地利用能源受到了人们的关注。可再生能源由于具有可持续利用和对环境的污染小的优势受到了广泛关注。对于可再生能源而言，太阳能光伏发电、风力发电和燃料电池动力等系统受到了人们越来越多的重视，尽管目前已经取得了一定的成果，但由于太阳能电池板、燃料电池等新能源输出电压较低，大约为20～40V，而后级的逆变器需要较高的直流母线电压，因此新能源与直流母线电压之间需要具有高增益特性的DC/DC变换器。此外，新能源发电要求输出的电流纹波足够小，否则将缩短其使用寿命，这要求DC/DC变换器还具有低输入电流的特性。
当前，高增益DC/DC变换器可分为两大类——隔离型和非隔离型。采用高频变压器的隔离型直流升压变换器具有输入和输出端不共地的共同特点。基本隔离型直流变换器可以分为正激(Forward)、反激(Flyback)，推挽(Push-pull)，半桥(Half-bridge)和全桥(Full-bridge)等结构。隔离型高增益DC/DC变换器可通过设置高频变压器的匝比从而实现较高的电压增益。然而，过高的匝比会影响变压器的线性度，同时由于变压器漏感的存在，在开关器件关断的瞬间由于寄生电容与漏感进行谐振，从而导致开关器件两端出现较大的电压尖峰，增大器件的电压应力，同时其效率和功率密度会有一定的限制。相较于隔离型升压变换器，非隔离型升压变换器具有电路结构简单，传输效率高，输出适应能力强等优点，故研究非隔离型高增益变换器非常有意义。
通常情况下，非隔离DC/DC变换器常结合级联升压、开关电容升压、耦合电感升压等技术，进一步拓展非隔离直型流变换器的升压能力。级联升压技术是把两个或多个传统Boost变换器直接串联，以获得较高的电压增益，但是后级功率器件的电压应力等于输出电压，在高压输出场合的应用中开关管的电压应力高，导通电阻和导通损耗大。还有在传统的Boost电路中增加倍压电路，主要有加入开关电容的方式和加入开关电感的方式。通过此方式可以将传统Boost电路的电压增益拓扑为原来的2倍甚至更高，但新得到的变换器依然面临传统升压电路的缺点，诸如二极管反向恢复损耗高，开关管为硬开关，开关损耗大等问题。磁耦合升压机理与变压器类似，成为非隔离升压场合的极佳选择。然而，结合耦合电感技术的变换器中不可避免的存在漏感影响，引发诸如开关管电压尖峰和漏感能量损耗等问题。对此，加入有源/无源箝位吸收网络，在开关管断开时箝位电容吸收漏感能量，其两端电压被有效箝位，达成开关管零电流导通目标。
经检索，中国专利号ZL201910105254.2，申请日为2019年2月1日，公开了一种基于耦合电感的两相交错电容箝位型超高增益直流变换器；该申请案的变换器包括：两相交错Boost结构、第一电容箝位电路和第二电容箝位电路；其中，两相交错Boost结构包括输入源、第一耦合电感原边绕组、第二耦合电感原边绕组、第一开关管和第二开关管；第一电容箝位电路包括第一电容、第三电容、第一二极管、第二二极管和第二耦合电感副边绕组；其中第二电容箝位电路包括第二电容、第四电容、第三二极管、第四二极管和第一耦合电感副边绕组。该申请案具有拓扑结构对称，开关控制简单的优点，但该申请案仅在电感电流临界模式下，第一、第二开关管S1、S2才可以实现零电流开通，并且存在输入电流纹波大的不足，这使新能源发电效率降低。
发明内容
1.发明要解决的技术问题
为了提高电压增益，降低开关管的电压应力，减小输入电流纹波，扩大输入电压范围，本发明提供一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器及控制方法，本发明采用耦合电感倍压技术实现了更高电压增益，电路控制方式简单，工作可靠性增强。
2.技术方案
为达到上述目的，本发明提供的技术方案为：
本发明的一种基于基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，该变换器的电源Vin的正极分别与第一独立电感L1和第二独立电感L2相连，第一独立电感L1的另一端与第一开关管S1的漏极、二极管D1的阳极和电容C1的一端相连，第一开关管S1的源极与电源Vin的负极相连，二极管D1的阴极与电容C5的一端、二极管D2的阳极和第一耦合电感原边绕组Lc1的同名端相连，电容C5的另一端与电源Vin的负极相连，第一耦合电感原边绕组Lc1的非同名端与电容C1的另一端和第一耦合电感副边绕组Lc1’的同名端相连，二极管D2的阴极与二极管D3的阳极和电容C2的一端相连，电容C2的另一端与第一耦合电感副边绕组Lc1’的非同名端相连，二极管D3的阴极与电容C7和负载RL的一端相连；
第二独立电感L2的另一端与第二开关管S2的漏极、电容C6的一端、电容C8的一端和电容C7的另一端相连，第二开关管S2的源极与电源Vin的负极相连，电容C6的另一端与二极管D4的阳极、第二耦合电感原边绕组Lc2的非同名端和二极管D5的阴极相连，二极管D4的阴极与电源Vin的负极相连，第二耦合电感原边绕组Lc2的同名端与电容C3的一端和第二耦合电感副边绕组Lc2’的非同名端相连，电容C3的另一端与电源Vin的负极相连，第二耦合电感副边绕组Lc2’的同名端与电容C4的一端相连，电容C4的另一端与二极管D5的阳极和二极管D6的阴极相连，二极管D6的阳极与电容C8的另一端和负载RL的另一端相连。
进一步地，在电感电流连续的模式下，所述高增益直流变换器采用两个开关管的控制信号交错180°、且占空比大于0.5的控制方式，包括第一至第八工作模态，所述第一至第八工作模态依次执行，其中，
第一工作模态：第一开关管S1和第二开关管S2同时导通，二极管D3和二极管D5均导通，二极管D1，二极管D2，二极管D4和二极管D6均关断；
所述第二工作模态：第一开关管S1和第二开关管S2继续同时导通，二极管D2和二极管D5均导通，二极管D1，二极管D3，二极管D4和二极管D6均关断；
所述第三工作模态：第一开关管S1继续导通，第二开关管S2关断，二极管D2，二极管D4和二极管D6均导通，二极管D1，二极管D3和二极管D5均关断；
所述第四工作模态：第一开关管S1导通，第二开关管S2继续关断，二极管D2和二极管D6均导通，二极管D1，二极管D3，二极管D4和二极管D5均关断；
所述第五工作模态：第一开关管S1和第二开关管S2同时导通，二极管D2和二极管D6均导通，二极管D1，二极管D3，二极管D4和二极管D5均关断；
所述第六工作模态与所述第二工作模态具有相同的开关状态；
所述第七工作模态：第二开关管S2继续导通，第一开关管S1关断，二极管D1，二极管D3和二极管D5均导通，二极管D2，二极管D4和二极管D6均关断；
所述第八工作模态：第二开关管S2导通，第一开关管S1继续关断，二极管D3和二极管D5均导通，二极管D1，二极管D2，二极管D4和二极管D6均关断；
更进一步地，在电感电流连续的模式下，所述的第一开关管S1和第二开关管S2交替导通，且占空比大于0.5时，变换器的电压增益为：
Figure BDA0003740928080000031
变换器的开关管电压应力为：
Figure BDA0003740928080000032
Figure BDA0003740928080000033
式中，n为耦合电感的匝比，k为耦合电感的耦合系数。
更进一步地，在所述第一耦合电感和所述第二耦合电感的匝比为2、耦合系数为1、且第一开关管S1和第二开关管S2的占空比为0.6时，所述高增益变换器的增益为20倍；在输入源Vin的电压等于20V时，所述高增益变换器的输出电压为400V，开关管电压应力约为50V。
3.有益效果
采用本发明提供的技术方案，与已有的公知技术相比，具有如下显著效果：
(1)本发明的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，同时具有低输入电流纹波和高输出电压增益特性。变换器的输入为两相并联的结构，相较于传统的单相变换器，在其他条件相同的情况下，输入电流纹波减小为原来的一半；输出通过开关电容结构实现了两相的输出串联连接，相较于传统的交替导通变换器输出电压变为原来的2倍。
(2)本发明的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，实现了电压高增益变换，电压增益调节更加灵活；开关管电压应力大大降低，可采用低耐压等级和低导通电阻的高性能开关器件，提高了效率。
(3)对于非隔离变换器，输入输出不共地将导致变换器两个端口的低电位存在电压差，导致电磁干扰的产生，严重影响变换器的稳定运行，本发明的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，输入输出共地，抑制了电磁干扰，减小了输入输出间的共模电流。
(4)本发明的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，两个个开关管共地，两相拓扑结构对称，大大简化了驱动电路的设计过程，同时也能够提高驱动电路的稳定性。
(5)本发明的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，具有通用性，可以应用到储能系统、燃料电池发电系统以及开关电源等多种需要高电压增益的场合。
附图说明
图1为本发明的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器的电路结构图；
图2为本发明的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器的等效电路结构图；
图3为本发明的变换器在CCM模式下主要工作波形示意图；
图4为本发明的变换器在CCM模式下第一工作模态的等效电路示意图；
图5为本发明的变换器在CCM模式下第二工作模态的等效电路示意图；
图6为本发明的变换器在CCM模式下第三工作模态的等效电路示意图；
图7为本发明的变换器在CCM模式下第四工作模态的等效电路示意图；
图8为本发明的变换器在CCM模式下第五工作模态的等效电路示意图；
图9为本发明的变换器在CCM模式下第六工作模态的等效电路示意图；
图10为本发明的变换器在CCM模式下第七工作模态的等效电路示意图；
图11为本发明的变换器在CCM模式下第八工作模态的等效电路示意图；
图12为本发明的变换器在耦合系数k＝1的情况下，变换器电压增益随占空比和匝比变化的曲线；
图13为本发明的变换器在耦合系数k＝1的情况下，功率器件的电压应力与耦合电感匝比N之间的关系；
图14为本发明的变换器的输入电流和独立电感电流仿真波形示意图；
图15为本发明的变换器的二极管电压仿真波形示意图；
图16为本发明的变换器的开关管电压和电流仿真波形示意图；
图17为本发明的变换器的输入电压和输出电压仿真波形示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
实施例1
图1是本实施例的基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器的结构示意图，如图1所示，该变换器包括：两相交错Boost-Sepic结构、第一倍压单元电路、第二倍压单元电路和分裂电容结构。两相交错Boost-Sepic结构包括输入源Vin、第一独立电感L1、第二独立电感L2、第一开关管S1和第二开关管S2以及由第一耦合电感原边绕组Lc1、第二耦合电感原边绕组Lc2、电容C1、电容C3构成的Sepic部分，由二极管D1、二极管D4、电容C5和电容C6构成的Boost部分；第一倍压单元包括二极管D2、电容C2和第一耦合电感副边绕组Lc1’；第二倍压单元包括二极管D5、电容C4和第二耦合电感副边绕组Lc2’；分裂电容结构包括电容C7和电容C8，构成该变换器的输出部分。
具体而言，该变换器的电源Vin的正极分别与第一独立电感L1和第二独立电感L2相连，第一独立电感L1的另一端与第一开关管S1的漏极、二极管D1的阳极和电容C1的一端相连，第一开关管S1的源极与电源Vin的负极相连，二极管D1的阴极与电容C5的一端、二极管D2的阳极和第一耦合电感原边绕组Lc1的同名端相连，电容C5的另一端与电源Vin的负极相连，第一耦合电感原边绕组Lc1的非同名端与电容C1的另一端、第一耦合电感副边绕组Lc1’的同名端相连，二极管D2的阴极与二极管D3的阳极和电容C2的一端相连，电容C2的另一端与第一耦合电感副边绕组Lc1’的非同名端相连，二极管D3的阴极与电容C7的一端、负载RL的一端相连；
第二独立电感L2的另一端与第二开关管S2的漏极、电容C6的一端、电容C8的一端和电容C7的另一端相连，第二开关管S2的源极与电源Vin的负极相连，电容C6的另一端与二极管D4的阳极、第二耦合电感原边绕组Lc2的非同名端和二极管D5的阴极相连，二极管D4的阴极与电源Vin的负极相连，第二耦合电感原边绕组Lc2的同名端与电容C3的一端、第二耦合电感副边绕组Lc2’的非同名端相连，电容C3的另一端与电源Vin的负极相连，第二耦合电感副边绕组Lc2’的同名端与电容C4的一端相连，电容C4的另一端与二极管D5的阳极和二极管D6的阴极相连，二极管D6的阳极与电容C8的另一端、负载RL的另一端相连。
该变换器具有拓扑结构对称、开关控制简单、电压增益超高、输入电流纹波小、开关管电压应力超低的优点，非常适用于宽输入电压范围、低电压输入、高压输出的应用场合。
实施例2
本实施例的基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，在CCM下，采用两个开关管的控制信号交错180°，且占空比大于0.5的控制方式，在一个开关周期内包括工作模态1、工作模态2、工作模态3、工作模态4、工作模态5、工作模态6、工作模态7、工作模态8。图3为图2所示变换器等效电路的理论工作波形图，图4-图11是图2所示变换器等效电路的各个工作模态图，定义耦合电感的耦合系数k＝Lm/(Lm+Lk)；其中，第一至第八工作模态对应于工作模态1-8，具体为：
工作模态1[t0-t1](图4)
t0时刻，控制主开关管S1和S2导通，二极管D3、D5导通，二极管D1、D2、D4和D6处于反向截至状态。此时电感L1、L2被电源Vin充电储能。钳位电容C6与电容C3通过开关管S2与耦合电感的漏感Lk2产生谐振，钳位电容C6在给励磁电感Lm2提供能量的同时还为电容C3充电，利用耦合电感的变压器效应为倍压电容C4充电。耦合电感Lk1的漏感电流iLk1线性减小，当励磁电流等于漏感电流时，副边电流is1幅值降为零，二极管D3关断，相关电气参数公式为：
Figure BDA0003740928080000071
工作模态2[t1-t2](图5)：
t1时刻，控制主开关管S1和S2导通，二极管D2、D5导通，二极管D1、D3、D4和D6关断。此时电感L1，L2继续被电源Vin充电储能。通过电感L1和电感L2的电流iL1、iL2线性上升。钳位电容C5与电容C1通过开关管S1与耦合电感的漏感Lk1产生谐振，钳位电容C5在给励磁电感Lm1提供能量的同时还为电容C1充电，利用耦合电感的变压器效应为倍压电容C2充电。钳位电容C6与电容C3通过开关管S2与耦合电感的漏感Lk2产生谐振，钳位电容C6在给励磁电感Lm2提供能量的同时还为电容C3充电，利用耦合电感的变压器效应为倍压电容C4充电。此时负载R的能量由输出电容C7和C8提供，相关电气参数公式为：
Figure BDA0003740928080000072
工作模态3[t2-t3](图6)：
t2时刻，控制主开关管S2关断，上相状态不变；下相副边绕组ns2的电流值快速降为零，该过程持续的时间很短，之后，二极管D5因承受反向电压关断，二极管D4、D6开始导通。此时储存在电感L2上的能量连同输入电源，电容C3，倍压电容C4及耦合电感副边ns2的能量一起向负载传递，同时又通过D4向C6补充能量。当到达t3时刻，流经钳位二极管D4的电流自然下降到零，相关电气参数公式为：
Figure BDA0003740928080000073
工作模态4[t3-t4](图7)：
t3时刻，控制主开关管S2仍保持关断，上相状态仍不变；D4因承受反向电压关断，虽然流经二极管D4的电流在t3时刻已经为零，但是由于电容C3和C6的存在，二极管D4两端的电压应力很小。此时电感L2的电流iL2，二极管D6上的电流iD6以及耦合电感的副边电流iS2近似线性下降。
工作模态5[t4-t5](图8)：
t4时刻，主开关管S2重新导通，上相状态仍不变；二极管导通状态不变，此时电感L1、L2被电源Vin充电储能。耦合电感LK2的漏感电流iLk2线性减小，当励磁电流等于漏感电流时，副边电流is2幅值降为零，二极管D6关断，相关电气参数公式为：
Figure BDA0003740928080000081
工作模态6[t5-t6](图9)：
t5时刻，主开关管S1、S2保持导通，二极管通断情况与工作模态2相同，其工作模态与其一致。
工作模态7[t6-t7](图10)：
t6时刻，主开关管S1断开，下相状态不变；上相副边绕组ns1的电流值快速降为零，该过程持续的时间很短，之后，二极管D2因承受反向电压关断，二极管D1、D3开始导通。此时储存在电感L1上的能量连同输入电源，电容C1，倍压电容C2及耦合电感副边ns1的能量一起向负载传递，同时又通过D1向C5补充能量。当到达t7时刻，流经钳位二极管D1的电流自然下降到零，相关电气参数公式为：
Figure BDA0003740928080000082
工作模态8[t7-t8](图11)：
t 7时刻，主开关管S1仍保持关断，上相状态仍不变；D1因承受反向电压关断，虽然流经二极管D1的电流在t7时刻已经为零，但是由于电容C1和C5的存在，二极管D1两端的电压应力很小。此时电感L1的电流iL1，二极管D3上的电流iD3以及耦合电感的副边电流iS1近似线性下降。
本实施例的基于耦合电感的两相交错并联高增益Boost-Sepic变换器，在电感电流连续的模式下，所述第一开关管S1和所述第二开关管S2交替导通，且占空比大于0.5时，变换器的电压增益为：
Figure BDA0003740928080000083
本实施例的变换器在耦合系数k＝1的情况下，变换器电压增益随占空比和匝比变化的曲线如图12所示，此外该变换器开关管的电压应力为：
Figure BDA0003740928080000084
本实施例的变换器在耦合系数k＝1的情况下,变换器功率器件的电压应力与耦合电感匝比N之间的关系如图13所示。
进一步地，在本实施例的变换器中若第一耦合电感和第二耦合电感的匝比为2、耦合系数为1、且第一开关管S1和第二开关管S2的占空比为0.6时，则该变换器的增益为20倍；若输入源Vin的电压等于20V，则该变换器的输出电压为400V，开关管电压应力仅为50V。
为了验证本实施例的基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器的理论分析，根据下表1中的变换器仿真参数搭建仿真平台。表1为变换器仿真参数表。
表1
参数名称 参数标号 参数值
输入源 V<sub>in</sub> 20V
开关频率 f<sub>s</sub> 40kHz
占空比 d 0.6
负载 R<sub>L</sub> 1.2kΩ
励磁感 L<sub>m1</sub>、L<sub>m2</sub> 200μH
漏感 L<sub>k1</sub>、L<sub>k2</sub> 6μH
电容 C<sub>1</sub>、C<sub>2</sub>、C<sub>3</sub>、C<sub>4</sub>、C<sub>5</sub>、C<sub>6</sub> 22μF
输出电容 C<sub>7</sub>、C<sub>8</sub> 100μF
本实施例的变换器在表1仿真参数下的输入电流和独立电感电流的仿真波形如图14所示，第一、第二、第三、第四、第五和第六二极管电压的仿真波形如图15所示，变化过程基本与理论分析相符，且可以看出输入电流纹波较小，二极管电压应力很低。
开关管电压和电流的仿真波形如图16所示，从图16中可以观察到第一和第二开关管S1、S2的电压应力为50V，与理论推导出的电压应力表达式计算结果相符，且从开关管的电流可以看出第一、第二开关管S1、S2可以实现零电流开通。
输入输出电压仿真波形如图17所示，可以观察到输入电压为20V时，输出电压高达400V，与理论推导出的电压增益表达式计算结果相符。
根据表1所列参数而搭建的仿真平台的仿真结果验证了理论分析结果的正确性，进一步有力地证明了基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器所具备的超高电压增益、超低器件电压应力的优势。因此在本实施例中，基于两相交错Boost-Sepic结构、第一倍压单元电路和第二倍压单元电路所提出的变换器及控制方法，具有超高电压增益，电压增益为(4+2kn)/(1-d)，和超低器件电压应力，器件电压应力为Vo/(4+2n)，其中n为第一耦合电感和第二耦合电感的匝比，d为第一开关管S1和第二开关管S2的占空比。此外，本实施例的变换器具有拓扑结构对称、开关控制简单、电压增益超高、输入电流纹波小、开关管电压应力超低的优点，非常适用于宽输入电压范围、低电压输入、高压输出的应用场合。
值得说明的是，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。

Claims (8)

1.一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，其特征在于：包括两相交错Boost-Sepic结构、第一倍压单元、第二倍压单元和分裂电容结构；所述两相交错Boost-Sepic结构包括输入源Vin、第一独立电感L1、第二独立电感L2、第一开关管S1和第二开关管S2以及由第一耦合电感原边绕组Lc1、第二耦合电感原边绕组Lc2、电容C1、电容C3构成得Sepic部分，由二极管D1、二极管D4、电容C5和电容C6构成的Boost部分；两相交错Boost-Sepic结构的输出端分别连接第一倍压单元、第二倍压单元，第一倍压单元的输出端连接二极管D3的阳极，第二倍压单元的输出端连接二极管D6的阴极，所述分裂电容结构的两端分别连接二极管D3的阴极、二极管D6的阳极，构成变换器的输出部分。
2.根据权利要求1所述的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，其特征在于：两相交错Boost-Sepic结构中，电源Vin的正极分别与第一独立电感L1和第二独立电感L2相连，第一独立电感L1的另一端与第一开关管S1的漏极、二极管D1的阳极和电容C1的一端相连，第一开关管S1的源极与电源Vin的负极相连；二极管D1的阴极与电容C5的一端、第一耦合电感原边绕组Lc1的同名端相连，电容C5的另一端与电源Vin的负极相连；第一耦合电感原边绕组Lc1的非同名端与电容C1的另一端相连；
第二独立电感L2的另一端与第二开关管S2的漏极、电容C6的一端相连，第二开关管S2的源极与电源Vin的负极相连，电容C6的另一端与二极管D4的阳极、第二耦合电感原边绕组Lc2的非同名端相连，二极管D4的阴极与电源Vin的负极相连，第二耦合电感原边绕组Lc2的同名端与电容C3的一端相连，电容C3的另一端与电源Vin的负极相连。
3.根据权利要求2所述的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，其特征在于：所述第一倍压单元包括二极管D2、电容C2和第一耦合电感副边绕组Lc1’，二极管D1的阴极与二极管D2的阳极相连，二极管D2的阴极与电容C2的一端、二极管D3的阳极相连，电容C2的另一端与第一耦合电感副边绕组Lc1’的非同名端相连，第一耦合电感原边绕组Lc1的非同名端与第一耦合电感副边绕组Lc1’的同名端相连。
4.根据权利要求3所述的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，其特征在于：所述第二倍压单元包括二极管D5、电容C4和第二耦合电感副边绕组Lc2’，第二耦合电感原边绕组Lc2的同名端与第二耦合电感副边绕组Lc2’的非同名端相连，第二耦合电感副边绕组Lc2’的同名端与电容C4的一端相连，电容C4的另一端与二极管D5的阳极和二极管D6的阴极相连，电容C6的另一端和二极管D5的阴极相连。
5.根据权利要求4所述的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器，其特征在于：所述分裂电容结构包括电容C7和电容C8，二极管D3的阴极与电容C7的一端、负载RL的一端相连，二极管D6的阳极与电容C8的一端、负载RL的另一端相连，第二独立电感L2的另一端与电容C7的另一端、电容C8的另一端相连。
6.一种权利要求1-5任一项所述的基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器的控制方法，其特征在于：在电感电流连续模式下，采用两个开关管的控制信号交错180°、且占空比大于0.5的控制方式，包括第一至第八工作模态，所述第一至第八工作模态依次执行，其中，
所述第一工作模态：控制第一开关管S1和第二开关管S2同时导通，二极管D3和二极管D5均导通，二极管D1，二极管D2，二极管D4和二极管D6均关断；
所述第二工作模态：控制第一开关管S1和第二开关管S2继续同时导通，二极管D2和二极管D5均导通，二极管D1，二极管D3，二极管D4和二极管D6均关断；
所述第三工作模态：控制第一开关管S1继续导通，第二开关管S2关断，二极管D2，二极管D4和二极管D6均导通，二极管D1，二极管D3和二极管D5均关断；
所述第四工作模态：控制第一开关管S1导通，第二开关管S2继续关断，二极管D2和二极管D6均导通，二极管D1，二极管D3，二极管D4和二极管D5均关断；
所述第五工作模态：控制第一开关管S1和第二开关管S2同时导通，二极管D2和二极管D6均导通，二极管D1，二极管D3，二极管D4和二极管D5均关断；
所述第六工作模态与所述第二工作模态具有相同的开关状态；
所述第七工作模态：控制第二开关管S2继续导通，第一开关管S1关断，二极管D1，二极管D3和二极管D5均导通，二极管D2，二极管D4和二极管D6均关断；
所述第八工作模态：控制第二开关管S2导通，第一开关管S1继续关断，二极管D3和二极管D5均导通，二极管D1，二极管D2，二极管D4和二极管D6均关断。
7.根据权利要求6所述的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器的控制方法，其特征在于：在电感电流连续模式下，第一开关管S1和第二开关管S2交替导通，且占空比大于0.5时，电压增益为：
Figure FDA0003740928070000021
式中，n为耦合电感的匝比，k为耦合电感的耦合系数，d为占空比。
8.根据权利要求7所述的一种基于耦合电感的两相交错Boost-Sepic型高增益变换器的控制方法，其特征在于：在电感电流连续模式下，第一开关管S1和第二开关管S2交替导通，且占空比大于0.5时，开关管电压应力为：
Figure FDA0003740928070000022
Figure FDA0003740928070000031
式中，n为耦合电感的匝比。
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