CN111969847B - 交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器及其控制方法，该方法在交错非隔离型二极管电容网络高增益直流变换器硬开关拓扑的基础上通过等效电路分析找到变换器中包含的两个boost电路共用的谐振支路，通过在该支路插入一个谐振电感以及在开关管两端并联谐振电容实现两个开关管的ZVS开通，所有二极管的ZCS关断。本发明的准谐振软开关电路设计方法具有一定的通用性，适用于一类交错非隔离开关电容网络高增益直流变换器，在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。

Description

交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于新能源光伏、燃料电池等分布式发电领域，具体涉及一种适用于一类非隔离型交错升压变换器的准谐振电路设计方法，特别涉及交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器及其控制方法。

背景技术

微电网技术代表了未来分布式能源供应系统发展趋势，是未来智能配用电系统的重要组成部分，对推进节能减排和实现能源可持续发展具有重要意义。新能源中光伏和燃料电池技术由于其适用地域范围广，建设周期短并且清洁无污染的特点成为未来户用型新能源发电的理想方式。但是这两种电源显著特性是输出电压值低且宽范围波动，需要前级高增益直流变换器进行升压变换并保证直流母线电压稳定，进而通过并网逆变器接入电网。

根据电路工作原理，高增益直流变换器的升压技术主要可以分为多级多电平升压技术、磁耦合升压技术、开关电容电感网络升压技术和以上几种技术综合的混合升压技术。多级多电平升压技术利用多个子模块或者多个变换器的串并联实现高增益，但是模块间均压和功率平衡控制增加系统复杂度，且半导体器件数目过多导致成本上升。磁耦合升压技术通过调节变压器和耦合电感的原副边匝数比实现高增益，但是漏感会导致主开关管关断电压尖峰，进而降低电路效率，同时提高成本，因此往往需要额外的钳位或软开关电路。开关电容电感网络升压技术由于磁件数目少且半导体器件应力小，因此具有高效率、高功率密度、易于设计和控制的优势，但是二极管电容网络内部电容之间直接充放电会产生冲击电流，提高系统成本同时降低效率。混合升压技术往往需要在成本、效率和功率密度之间进行平衡。例如耦合电感和二极管电容网络的结合，二极管电容网络可以吸收漏感的能量并且回馈到负载，同时耦合电感可以大幅减小冲击电流的幅值。

交错非隔离型二极管电容网络高增益直流变换器采用双boost电路交错工作方式，有助于减小输入电流纹波，提高燃料电池和光伏板使用寿命。二极管电容网络的高增益特性使得半导体器件电压应力大大减小，低压开关管在减小电路成本和导通损耗的同时提高电路的效率。磁件和开关管数量减少有利于降低电路体积和驱动成本，具有高功率密度的优势。

现有交错非隔离型二极管电容网络高增益直流变换器研究成果主要包括文献1“M.Prudente， L.L.Pfitscher，G.Emmendoerfer，E.F.Romaneli and R.Gules，″VoltageMultiplier Cells Applied to Non-Isolated DC-DC Converters，″in IEEETransactions on Power Electronics，vol.23，no.2，pp.871- 887，March 2008”，文献2“L.Zhou，B.Zhu，Q.Luo and S.Chen，″Interleaved non-isolated high step- up DC/DCconverter based on the diode-capacitor multiplier，″in IET Power Electronics，vol.7，no.2， pp.390-397，February 2014”，文献3“V.A.K.Prabhala，P.Fajri，V.S.P.Gouribhatla，B.P.Baddipadiga and M.Ferdowsi，″A DC-DC Converter With HighVoltage Gain and Two Input Boost Stages，″in IEEE Transactions on PowerElectronics，vol.31，no.6，pp.4206-4215，June 2016”，文献4“A. Alzahrani，M.Ferdowsiand P.Shamsi，″High-Voltage-Gain DC-DC Step-Up Converter With Bifold DicksonVoltage Multiplier Cells，″in IEEE Transactions on Power Electronics，vol.34，no.10，pp.9732- 9742，Oct.2019”，文献5“C.Pan，C.Chuang and C.Chu，″A NovelTransformer-less Adaptable Voltage Quadrupler DC Converter with Low SwitchVoltage Stress，″in IEEE Transactions on Power Electronics， vol.29，no.9，pp.4787-4796，Sept.2014”，文献6“B.Zhu，L.Ren and X.Wu，″Kind of high step-up dc/dc converter using a novel voltage multiplier cell，″in IET Power Electronics，vol.10，no.1，pp.129- 133，20 1 2017”。文献7“A.Alzahrani，M.Ferdowsi andP.Shamsi，″A Family of Scalable Non-Isolated Interleaved DC-DC BoostConverters With Voltage Multiplier Cells，″in IEEE Access，vol.7，pp.11707-11721，2019”总结出该类拓扑的通用结构，并提出一系列交错非隔离型二极管电容网络高增益直流变换器。虽然该类拓扑具有高功率密度的优势，但是硬开关状态限制了开关频率和效率的进一步提升，不利于该类拓扑的小型化和轻量化。适用于该类拓扑的软开关方法成为亟待解决的关键科学技术问题之一。

发明内容

本发明的目的在于针对交错非隔离型二极管电容网络高增益直流变换器工作在硬开关状态开关频率和效率无法进一步提高，功率密度受到限制的固有缺陷，提出一种交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器及其控制方法，从而实现高效率的同时提高系统功率密度。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：

一种交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器，包括输入端电源V_in、交错电感L₁、交错电感L₂、可控开关管S₁、可控开关管S₂、输出二极管D₄、输出二极管D₆、串联输出电容C₅、串联输出电容C₆以及输出端负载R_L；

所述输入端电源V_in正极同时与两个感值相同的交错电感L₁和L₂一端相连，电感L₁另一端与开关管S₁的漏极D相连，开关管S₁的源极S接输入端电源V_in负极；电感L₂另一端与开关管S₂的漏极D相连，开关管S₂的源极S接输入端电源V_in负极；开关管S₁的漏极D接二极管 D₁的阳极和电容C₃、电容C₅、电容C₆的一端，开关管S₂的漏极D接谐振电感L_r的一端，而谐振电感L_r的另一端与电容C₁、电容C₂和电容C₄的一端相连；电容C_s1与开关管S₁并联，电容 C_s2与开关管S₂并联。电容C₁的另一端与二极管D₁的阴极和D₂的阳极相连，电容C₃的另一端与二极管D₂的阴极和D₃的阳极相连，电容C₂的另一端与二极管D₃的阴极和D₄的阳极相连，二极管D₄的阴极与电容C₅的另一端相连，电容C₄的另一端与二极管D₅的阳极和D₆的阴极相连，电容C₆的另一端与二极管D₆的阳极相连，二极管D₅的阴极与开关管S₁和S₂的源极S相连，输出端负载R_L与二极管D₄的阴极和D₆的阳极相连。

作为本发明的进一步改进，开关管S₁和开关管S₂的驱动信号下降沿作为基准移相180°，且两者关断占空比不同且都小于0.5。

作为本发明的进一步改进，所述电感L₁和电感L₂的电流平均值不同，且I_L1通常大于I_L2。

所述的交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器的控制方法，包括以下步骤：

t₀时刻，开关管S₁断开，而开关管S₂继续导通，所有二极管反偏关断；电容电压V_Cs1从零开始线性上升，输入端电源V_in给电感L₂线性充磁，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；当电容电压V_Cs1等于电容电压V_C6时，该模式结束；

t₁时刻，电容电压V_Cs1等于电容电压V_C6，二极管D₁、二极管D₃、二极管D₅和二极管D₆导通，其他二极管关断；谐振电感电压等于-V_C4，谐振电感L_r的电流i_Lr从零开始线性下降，二极管D₅的电流i_D5也在线性下降；当二极管D₅的电流i_D5下降到零时，该模式结束，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；

t₂时刻，二极管D₅电流减小到零关断，其他半导体器件状态不变；谐振电感L_r与电容C_s1开始谐振，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；当V_Cs1谐振到零时，该模式结束；

t₃时刻，电容C_s1电压减小到零，电流开始反向流经开关管S₁，其他半导体器件状态不变；谐振电感L_r两端电压为V_C1，谐振电感L_r的电流i_Lr开始线性上升，在i_Lr绝对值小于交错电感 L₁的电流I_L1之前，开关管S₁电流i_S1始终反向流经开关管S₁；在此期间导通开关管S₁实现ZVS 开通；t₄时刻i_Lr绝对值等于I_L1，电流开始正向流经开关管S₁，电路进入下一模式；当i_Lr增大到零时，该模式结束；

t₅时刻，i_Lr增大到零，二极管D₁、二极管D₃和二极管D₆关断，其他二极管保持关断，两开关管同时导通，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；

t₆时刻，开关管S₂断开，开关管S₁继续导通，所有二极管反偏关断；电容电压V_Cs2从零开始线性上升，输入端电源V_in给电感L₁线性充磁，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；当V_Cs2等于V_C4时，该模式结束；

t₇时刻，电容电压V_Cs2等于V_C4，二极管D₂、二极管D₄和二极管D₅导通，其他半导体器件状态不变，谐振电感L_r与电容C_s2开始谐振，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；当V_Cs2谐振到零时，该模式结束；

t₈时刻，电容C_s2电压减小到零，电流开始反向流经开关管S₂，其他半导体器件状态不变；谐振电感L_r两端电压为-V_C4，i_Lr开始线性下降，在i_Lr值小于I_L2之前，电流i_S2始终反向流经开关管S₂，在此期间导通开关管S₂实现ZVS开通；t₉时刻i_Lr等于I_L2，电流开始正向流经开关管 S₂，电路进入下一模式，当i_Lr减小到零时，该模式结束；

t₁₀时刻，谐振电感电流i_Lr减小到零，二极管D₂、D₄和D₅关断，其他二极管保持关断，两开关管同时导通，电容C₅和C₆串联给负载供电。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

现有技术文献1-7中拓扑具有处理输入大电流和输出高电压应用的显著优势，但是该类拓扑工作在硬开关条件限制了变换器的小型化和轻量化。为了解决上述问题，在该类拓扑的基础上添加谐振电感L_r，电容C_s1和C_s2，通过频率控制实现电压增益调节，在电路成本基本不变的条件下实现两个开关管的ZVS开通，所有二极管的ZCS关断，从而进一步提高变换器效率和功率密度。

本发明的准谐振电路设计方法充分结合交错boost电路、开关电容网络和准谐振软开关特性，具有以下明显优势：1)高频工作时实现主开关管的ZVS开通，所有二极管的ZCS关断，进一步提高了整机效率和功率密度；2)具有高电压增益，拓宽了输入电压范围；3)显著降低输入电流纹波，有利于延长光伏板、燃料电池的使用寿命；4)其中一个主开关管被二极管电容网络钳位电压应力降低到输出电压的1/3，有利于降低开关管的关断损耗，进一步提高变换器效率；5)尽管二极管电容网络升压单元结构和数目不同，但是该准谐振电路设计方法对文献1-7 中所述拓扑具有通用性。该类准谐振软开关拓扑在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。

该方法在交错非隔离型二极管电容网络高增益直流变换器硬开关拓扑的基础上通过等效电路分析找到变换器中包含的两个boost电路共用的谐振支路，通过在该支路插入一个谐振电感以及在开关管两端并联谐振电容实现两个开关管的ZVS开通，所有二极管的ZCS关断，提高了变换器的效率。不同于传统准谐振boost电路，所提准谐振软开关拓扑中开关管S₁的电压被输出大电容C₆钳位，所以电压应力降低到1/3的输出电压，从而减小了器件成本和关断损耗，进一步整机效率。本发明的准谐振软开关电路设计方法具有一定的通用性，无论硬开关拓扑具有怎样的升压单元结构和单元数。新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。

附图说明

图1为传统准谐振boost电路；

图2为传统准谐振boost电路关键电压电流波形；

图3为传统准谐振boost电路一个周期内的四种工作模态；

图4为传统boost电路S＝OFF，D＝ON时的等效电路；

图5为传统准谐振boost电路S＝OFF，D＝ON时的等效电路；

图6为结合文献3和5中拓扑所提的硬开关交错非隔离型二极管电容网络高增益直流拓扑；

图7为所提的硬开关交错非隔离型二极管电容网络高增益直流拓扑在单开关管开通时的工作模式图；

图8为图7中(a)中的工作模态下的等效电路图和简化等效电路图；

图9为图7中(b)中的工作模态下的等效电路图和简化等效电路图；

图10为图6硬开关拓扑应用本发明的准谐振电路设计方法所得的两种软开关拓扑；

图11为文献1中硬开关拓扑应用本发明的准谐振电路设计方法所得的软开关拓扑；

图12为文献2-6中硬开关拓扑应用本发明准谐振电路设计方法所得的软开关拓扑；

图13为图10(a)所提软开关拓扑的关键电压电路波形；

图14为图10(a)所提软开关拓扑的一个周期内的13中工作模态；

图15为图10(a)所提软开关拓扑模式3和模式8的谐振等效电路图；

图16为在输入电压和负载作为参量时电压增益随开关频率变化的特性曲线；

图17为在输入电压和负载作为参量时V_C4/I_L2随着开关频率变化的特性曲线；

图18为V_C4/2πf_rI_L2在硬件平台工作范围内的最大值随谐振电感L_r变化的特性曲线；

图19为V_C1/V_C4在输入电压和负载作为参量时随着开关频率变化的特性曲线；

图20为I_L2/I_L1在输入电压和负载作为参量时随着开关频率变化的特性曲线；

图21为输入电流纹波和电感电流纹波的对比；(a)为输入电流纹波系数和电感电流纹波系数随输出功率变化的特性曲线；(b)为电感电流纹波和输入电流纹波的关系；

图22为所提准谐振软开关变换器在V_in＝25V，V_o＝400V，R_L＝1000Ω工况下的实验波形；

图23为所提准谐振软开关变换器在V_in＝25V，V_o＝400V，R_L＝500Ω工况下的实验波形；

图24为所提准谐振软开关变换器实验结果与理论值对比；(a)为所提准谐振软开关变换器测试效率曲线与理论计算曲线的比较；(b)为所提准谐振软开关变换器测试电压增益曲线与理论计算曲线的比较。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，不是全部的实施例，而并非要限制本发明公开的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要的混淆本发明公开的概念。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

在附图中示出了根据本发明公开实施例的各种结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

如图6所示，一种交错非隔离开关电容网络高增益直流变换器，该变换器可以由文献3和 5中两种典型的交错非隔离开关电容网络高增益直流变换器拓扑结合得到，包括输入端电源V_in、交错电感L₁、交错电感L₂、可控开关管S₁、可控开关管S₂、中间二极管电容网络、输出二极管 D₄、输出二极管D₆、串联输出电容C₅、串联输出电容C₆以及输出端负载R_L；

所述输入端电源V_in正极同时与两个感值相同的交错电感L₁和L₂一端相连，电感L₁另一端与开关管S₁的漏极D相连，开关管S₁的源极S接输入端电源V_in负极；电感L₂另一端与开关管S₂的漏极D相连，开关管S₂的源极S接输入端电源V_in负极；开关管S₁的漏极D接二极管 D₁的阳极和电容C₃、电容C₅、电容C₆的一端，开关管S₂的漏极D与电容C₁、电容C₂和电容 C₄的一端相连，电容C₁的另一端与二极管D₁的阴极和D₂的阳极相连，电容C₃的另一端与二极管D₂的阴极和D₃的阳极相连，电容C₂的另一端与二极管D₃的阴极和D₄的阳极相连，二极管D₄的阴极与电容C₅的另一端相连，电容C₄的另一端与二极管D₅的阳极和D₆的阴极相连，电容C₆的另一端与二极管D₆的阳极相连，二极管D₅的阴极与开关管S₁和S₂的源极S相连，输出端负载R_L与二极管D₄的阴极和D₆的阳极相连。

该硬开关拓扑具有文献1-7中所述拓扑的典型结构，因此以该拓扑为例对本发明的准谐振电路设计方法进行说明。本发明首先对上述变换器进行等效电路分析从而得到拓扑中包含的两个boost电路共用的准谐振支路，然后在该支路中加入一个谐振小电感并且在两个主开关管两端各自并联一个谐振电容，从而实现主开关管的零电压开通，所有二极管的零电流关断，进而提高了电路的工作效率。对应软开关拓扑还包括谐振电感L_r、并联电容C_s1及并联电容C_s2；与原拓扑中开关管S₂的漏极D与电容C₁、电容C₂和电容C₄的一端相连不同，对应软开关拓扑开关管 S₂的漏极D接谐振电感L_r的一端，而谐振电感的另一端与电容C₁、电容C₂和电容C₄的一端相连；电容C_s1与开关管S₁并联，电容C_s2与开关管S₂并联。

为了便于分析和控制，开关管S₁和开关管S₂的驱动信号下降沿作为基准移相180°，且两者关断占空比不同且都小于0.5。

由于该软开关拓扑的前半周期和后半周期工作状态不对称，两个电感L₁和L₂的平均电流值不同，且I_L1通常大于I_L2。

所述的交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器对应的控制方法，包括以下步骤：

t₀时刻，开关管S₁断开，而开关管S₂继续导通，所有二极管反偏关断。电容电压V_Cs1从零开始线性上升，输入端电源V_in给电感L₂线性充磁。电容C₅和C₆串联给负载供电。当电容电压V_Cs1等于V_C6时，该模式结束；

t₁时刻，电容电压V_Cs1等于V_C6，二极管D₁、D₃、D₅和D₆导通，其他二极管关断。谐振电感电压等于-V_C4，i_Lr从零开始线性下降，i_D5也在线性下降。当i_D5下降到零时，该模式结束。电容C₅和C₆串联给负载供电；

t₂时刻，二极管D₅电流减小到零关断，其他半导体器件状态不变。谐振电感L_r与电容C_s1开始谐振。电容C₅和C₆串联给负载供电。当V_Cs1谐振到零时，该模式结束；

t₃时刻，电容C_s1电压减小到零，电流开始反向流经开关管S₁，其他半导体器件状态不变。谐振电感L_r两端电压为V_C1，i_Lr开始线性上升，在i_Lr绝对值小于I_L1之前，电流i_S1始终反向流经开关管S₁，电路工作在模式4，在此期间导通开关管S₁实现ZVS开通。t₄时刻i_Lr绝对值等于 I_L1，电流开始正向流经开关管S₁，电路进入模式5。当i_Lr增大到零时，该模式结束；

t₅时刻，i_Lr增大到零，二极管D₁、D₃和D₆关断，其他二极管保持关断，两开关管同时导通。电容C₅和C₆串联给负载供电；

t₆时刻，开关管S₂断开，开关管S₁继续导通，所有二极管反偏关断。电容电压V_Cs2从零开始线性上升，输入端电源V_in给电感L₁线性充磁。电容C₅和C₆串联给负载供电。当V_Cs2等于V_C4时，该模式结束；

t₇时刻，电容电压V_Cs2等于V_C4，二极管D₂、D₄和D₅导通，其他半导体器件状态不变。谐振电感L_r与电容C_s2开始谐振。电容C₅和C₆串联给负载供电。当V_Cs2谐振到零时，该模式结束；

t₈时刻，电容C_s2电压减小到零，电流开始反向流经开关管S₂，其他半导体器件状态不变。谐振电感L_r两端电压为-V_C4，i_Lr开始线性下降，在i_Lr值小于I_L2之前，电流i_S2始终反向流经开关管S₂，电路工作在模式9，在此期间导通开关管S₂实现ZVS开通。t₉时刻i_Lr等于I_L2，电流开始正向流经开关管S₂，电路进入模式10。当i_Lr减小到零时，该模式结束；

t₁₀时刻，谐振电感电流i_Lr减小到零，二极管D₂、D₄和D₅关断，其他二极管保持关断，两开关管同时导通，电容C₅和C₆串联给负载供电。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

图1所示为传统boost变换器对应的准谐振电路拓扑。图2为该拓扑一个周期内的关键电路波形图。对于硬开关boost电路，由于没有谐振电感L_r串联在二极管支路，当开关管S开通二极管D关断或者两者都关断的时候，如图3(a)和(d)所示，电路工作状态与准谐振软开关拓扑工作状态相同。但是当S关断D导通的时候，v_Cr被输出大电容C_o电压钳位在V_o。如果将V_in和L 串联支路等效替换为电流源I_L，将C_o和R_L并联支路等效替换为电压源V_o，该状态下的等效电路如图4所示。因此，当S再次开通时，电容C_r迅速放电产生容性开通损耗，同时二极管D迅速关断产生反向恢复问题。对于准谐振boost电路，由于谐振电感L_r的插入，当S关断D导通的时候，C_r开始与L_r谐振并且如图2所示，v_Cr以正弦波的形式减小到零。该工作状态下的等效电路如图5(a)所示。当v_Cr谐振到零的时候，i_S开始反向流过开关管S并且等效电路如图5(b)所示。在i_Lr大于I_L期间，开关管S实现ZVS导通。由于L_r两端电压为-V_o，i_Lr在该模式结束时线性减小到零。由于二极管D与L_r在相同的电流支路，因此在该模式结束时实现零电流关断。从上述分析可知，为了实现主开关管的ZVS开通，谐振电感插入的电路支路应该满足与硬开关 boost电路S导通D关断时的等效电路中的电压源串联，从而保证该状态下C_r电压谐振到零。同时，所有二极管电流都应该流过该电路支路，当同一支路的谐振电感电流减小到零时实现零电流关断。满足上述条件的电路支路如图1所示。

图6为一种典型的交错非隔离型二极管电容网络高增益直流变换器拓扑，该拓扑由文献3 和5中两种拓扑结合得到。其中虚线内支路为谐振电感插入的支路。参考文献1-7中该类拓扑的分析方法可得，两开关管占空比大于0.5，驱动信号移相180°，一个周期内有四种工作模式。当两开关管同时导通时，两个电感被电压源V_in充磁，所有二极管关断，电容C₅和C₆串联给负载供电。当两个开关管其中一个导通时，电路工作模式如图7所示。实际上，该变换器可以认为是由两个boost电路交错构成。其中一个电路由V_in、L₁、S₁、D₁、D₃、D₆、C₁、C₂、C₃、C₄、C₆构成。而另一个电路则由V_in、L₂、S₂、D₂、D₄、D₅、C₁、C₂、C₃、C₄、C₅构成。对于前一个boost 电路，当S₁导通时，L₁被电压源V_in充磁。这一电路状态与传统硬开关boost电路相同并且不会受到开关管S₂开通或者关断的影响。由于两开关管交错导通，因此两个电路互不影响。当S₁关断时，V_in和L₁串联给如图8(a)所示的三个并联的二极管电容支路充电。如果将V_in和L₁串联支路用一个电流源I_L1代替，将三个二极管电容支路用电压源V_C1代替，等效电路进一步简化为图 8(b)，该等效电路与图4中硬开关等效电路相同。由于虚线内的支路与电压源串联并且所有的二极管电流流经该支路，所以在该支路插入一个谐振电感可以如硬开关boost电路一样实现图8(a) 中开关管和所有二极管的ZVS开通和ZCS关断。对于另一个boost电路，当S₂关断，等效电路如图9所示。同样的，将一个谐振电感插入虚线内的支路可以实现图9(b)中所有半导体器件的软开通和关断。因此，在图6虚线内的支路插入一个谐振电感之后可以实现两个开关管和所有二极管的ZVS开通和ZCS关断，所以图6硬开关拓扑对应的准谐振软开关电路如图10(a)所示。对于文献1中的拓扑不存在两个boost电路共用的谐振支路。所以，插入两个谐振电感实现两个 boost电路中各自半导体器件的软开关条件，对应的软开关拓扑如图11所示。同样的，图6中的硬开关拓扑也可以插入两个谐振电感实现所有半导体器件的软开关条件，对应的准谐振软开关拓扑如图10(b)所示。不同于传统boost电路的准谐振电路拓扑，在图10(a)中由于被D₅、D₆、C₆构成的二极管电容网络钳位，开关管S₁的电压应力降低到输出电压的1/3，而图10(b)中L_r1的插入使得该优势丧失并且增加了无源器件成本。因此，相比两谐振电感插入方案，单谐振电感插入更有优势。对于文献2-6中经典的交错非隔离型二极管电容网络高增益直流变换器，利用本发明所提的准谐振电路设计方法，其对应的准谐振软开关拓扑如图12所示。虚线内是基本升压单元。

为简化分析，对图10(a)中所提变换器做如下假设：

1)所有的电力半导体器件都是理想器件，寄生电容和内部等效电阻可以忽略，并且二极管导通压降为零。

2)所有电容容值足够大，在整个工作过程中电容电压近似恒定。

3)交错电感L₁和L₂的感值足够大，在整个工作过程中电感电流近似恒定。

图13给出了图10(a)中所提准谐振软开关拓扑的关键电压电流波形，从波形中可以看出一个周期中电路分为11种工作模式，如图14所示。各元器件的电压电流参考方向如图中标注所示。假设两个谐振电容相等且等于C_s。该拓扑的工作原理如下：

模式1：(t₀～t₁)：t₀时刻，开关管S₁断开，开关管S₂继续导通，所有二极管反偏关断，该模式的等效电路如图14(a)所示。电容电压V_Cs1从零开始线性上升，输入端电源V_in给电感L₂线性充磁。当电容电压V_Cs1等于V_C6时，该模式结束。因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式分别为：

模式2：(t₁～t₂)：t₁时刻，电容电压V_Cs1等于V_C6，二极管D₁、D₃、D₅和D₆导通，其他二极管关断，该模式的等效电路如图14(b)所示。对图14(b)中的矩形框内的部分运用基尔霍夫电流定律可知i_D5＝I_L1+i_Lr，而谐振电感电压等于-V_C4，所以i_Lr从零开始线性下降，i_D5也在线性下降。当 i_D5下降到零时，该模式结束。因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式如下。

模式3：(t₂～t₃)：t₂时刻，二极管D₅电流减小到零关断，其他半导体器件状态不变，该模式的等效电路如图14(c)所示。谐振电感L_r与电容C_s1开始谐振。谐振等效电路如图15(a)所示。当 V_Cs1谐振到零时，该模式结束。由谐振等效电路可得两谐振电容电压、谐振电感电流、持续时间和谐振结束时刻谐振电感电流表达式如下。

其中：

模式4和5：(t₃～t₅)：t₃时刻，电容C_s1电压减小到零，电流开始反向流经开关管S₁，其他半导体器件状态不变，该模式的等效电路如图14(d)所示。谐振电感L_r两端电压为V_C1，i_Lr开始线性上升。由基尔霍夫电流定律可知i_S1＝i_Lr+I_L1，因此在i_Lr绝对值小于I_L1之前，电流i_S1始终反向流经开关管S₁，电路工作在模式4，在此期间导通开关管S₁实现ZVS开通。t₄时刻i_Lr绝对值等于I_L1，电流开始正向流经开关管S₁，电路进入模式5。当i_Lr增大到零时，该模式结束。因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式如下。

模式6：(t₅～t₆)：t₅时刻，i_Lr增大到零，二极管D₁、D₃和D₆关断，其他二极管保持关断，两开关管同时导通，该模式的等效电路如图14(e)所示。该模式持续时间与开关频率有关。因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式如下。

模式7：(t₆～t₇)：t₆时刻，开关管S₂关断，开关管S₁继续导通，所有二极管反偏关断，该模式的等效电路如图14(f)所示。电容电压V_Cs2从零开始线性上升，输入端电源V_in给电感L₁线性充磁。当V_Cs2等于V_C4时，该模式结束。因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式为：

模式8：(t₇～t₈)：t₇时刻，电容电压V_Cs2等于V_C4，二极管D₂、D₄和D₅导通，其他半导体器件状态不变，该模式的等效电路如图14(g)所示。谐振电感L_r与电容C_s2开始谐振。谐振等效电路如图15(b)所示。当V_Cs2谐振到零时，该模式结束。由谐振等效电路可得两谐振电容电压、谐振电感电流、持续时间和谐振结束时刻谐振电感电流表达式如下。

模式9和10：(t₈～t₁₀)：t₈时刻，电容C_s2电压减小到零，电流开始反向流经开关管S₂，其他半导体器件状态不变，该模式的等效电路如图14(h)所示。谐振电感L_r两端电压为-V_C4，i_Lr开始线性下降。由基尔霍夫电流定律可知I_L2＝i_Lr+i_S2，因此在i_Lr值小于I_L2之前，电流i_S2始终反向流经开关管S₂，电路工作在模式9，在此期间导通开关管S₂实现ZVS开通。t₉时刻i_Lr等于 I_L2，电流开始正向流经开关管S₂，电路进入模式10。当i_Lr减小到零时，该模式结束。因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式如下。

模式11：(t₁₀～t₁₁)：t₁₀时刻，电流i_Lr减小到零，二极管D₂、D₄和D₅关断，其他二极管保持关断，两开关管同时导通，该模式的等效电路如图14(i)所示。电容C₅和C₆在一个周期内串联给负载供电。该模式的持续时间与开关频率有关。因此，两谐振电容电压、谐振电感电流和持续时间表达式如下。

根据伏秒平衡原理，L₁和L₂一个周期内两端电压为零，因此可得下列方程，其中

和θ是模式3和8期间的导通角，两者的定义在公式(3)和(7)给出。

对电容C₁、C₃和C₆应用电荷平衡定律可得如下表达式：

类似的，对电容C₂、C₄和C₅应用电荷平衡定律得到如下表达式。

根据模式3和8的等效电路，不同电容之间的电压关系列写如下：

V_C3-V_C1＝V_C4 (14)

V_C5-V_C2＝V_C4 (15)

V_C2-V_C3＝V_C1 (16)

V_C6-V_C4＝V_C1 (17)

V_C5+V_C6＝V_o (18)

将公式(3)和(7)中

和θ的表达式代入式(10)-(13)可得9个独立方程(10)-(18)，这些方程对应着9个未知变量V_C1，V_C2，V_C3，V_C4，V_C5，V_C6，V_o，I_L1，I_L2。由于其中存在四个超越方程，所以与传统准谐振boost电路相同，解析解不存在。因此，利用Mathematica软件求出数值解。对于方程中已知的四个变量，f_s用来控制输出电压，L_r和C_s被设计用来保证主开关管的ZVS开通。除此之外，V_in和R_L由输入电压和负载变动范围决定。为了更好的理解电压增益特性，电压增益对应开关频率在V_in和R_L的影响下的曲线M-f_s如图16所示。对于所提软开关拓扑，提高开关频率会导致模式6和11的持续时间减小。当开关频率增大到f_smax时，其中一个模式的持续时间减小到零 (t_a＝0或者t_b＝0)。f_smax是每一个增益特性曲线对应的最大开关频率值。为了解出这一边界条件，t_a＝0，t_b＞0或者t_a＞0，t_b＝0增加到9个独立方程中并且增加一个未知量f_s。在一个特定的电压增益和负载范围内，从图16可以看出，最小工作开关频率f_min出现在最大电压增益和负载条件，同时最大工作开关频率f_max出现在最小电压增益和负载条件。为了求解f_min和f_max，在上述提到的9个独立方程中，V_o变成了已知变量，f_s变成未知变量。

为了简化控制，该变换器基于下降沿移相180°，两个开关管的关断占空比小于0.5。根据图 13可以看出，开关管S₁在t₃到t₄期间实现ZVS开通，开通时刻可以选择在该时期的中间时刻。类似的，S₂的开通时刻选择在t₈和t₉的中间时刻。根据上述分析，两开关管的关断占空比列写如下。

D′₁＝f_s·(t₀₃+0.5t₃₄) (19)

D′₂＝f_s·(t₆₈+0.5t₈₉) (20)

根据模式3和8的工作原理分析和对应谐振电容表达式(3)和(7)，开关管S₁和S₂实现ZVS 必须满足条件V_C1＜V_C4＜Z_rI_L2。因此，整理该不等式可得Z_r为了保证整个输入电压和负载范围内的ZVS必须满足下列不等式：

另外一个谐振参数f_r的表达式如下式(22)所示。该频率可以按照经验值选取为3～5倍的f_amx。

因此，根据上述两个方程，谐振参数L_r和C_s设计公式推导如下：

为了找到V_C4/I_L2针对特定L_r和C_s参数值在整个输入电压和负载范围内的最大值，在V_in和 R_L作为参变量的情况下V_C4/I_L2-f_s曲线如图17所示。根据图17(a)和(b)所示，V_C4/I_L2最大值在最大工作开关频率和最小负载条件下取得。为了找出最优的L_r和C_s的参数设计，(V_C4/2πf_rI_L2)_max和 L_r随着L_r变化的曲线如图18所示。实际硬件平台工作范围为：V_in＝15V～25V，V_o＝400V，f_r＝2MHz， R_L＝500Ω～1000Ω，最小的电压增益和负载是16和1000Ω。因此，每组L_r和C_s对应的V_C4/I_L2最大值可以在最大开关频率f_max处解出。从图18中可以看出，满足公式(23)的L_r最小值是2uH。根据裕量设计L_r的实际取值是3uH。该谐振电感值由公式(24)求出的对应谐振电容值为2.11nF。考虑到电路寄生参数的影响，C_s值最终选取为1.5nF。除此之外，另外一个必须满足的软开关条件是V_C1＜V_C4，该条件的等效形式为V_C1/V_C4＜1。为了判断该条件是否在整个输入电压和负载范围能够满足，当L_r＝3uH，C_s＝1.5nF时，在上述硬件平台工作范围内V_C1/V_C4-f_s曲线如图19所示。可以看出该条件在整个工作范围内都满足。

由于C₆通过二极管电容网络对C_s1的钳位作用，所提软开关拓扑前半开关周期和后半周期并不对称。因此，两电感电流不等。为了评估两电感电流的偏离程度，当L_r＝3uH，C_s＝1.5nF时，在上述硬件平台工作范围内I_L2/I_L1-f_s曲线绘制如图20所示。从图20可以看出，I_L2/I_L1的最小值在最小工作开关频率处取得，I_L2/I_L1的最大值在最大工作开关频率处取得。为了评估不对称工作运行对输入电流纹波的影响，假设电感电流纹波限制为0.3，在整个工作范围内最大输入电流纹波在V_in＝25V和R_L＝1000Ω处取得。从图21(a)可以看出，输入电流纹波系数降低到电感电流纹波系数一半以下。因此，所提准谐振软开关拓扑具有如同硬开关拓扑一样的低输入电流纹波的优势。图21(b)给出了输入电流纹波与电感电流纹波的关系。

根据图13和工作原理分析，开关管和二极管的电压电流应力推导如公式(25)-(32)所示。所有半导体器件的电流有效值可以由公式(33)计算得到。

V_S1(max)＝V_C6 (25)

V_S2(max)＝V_C4+Z_rI_L2 (26)

I_S1(max)＝I_L1+2I_L2 (27)

V_D1(max)＝V_D2(max)＝V_D3(max)＝V_C3

V_D4(max)＝V_D5(max)＝V_D6(max)＝V_C3 (29)

I_D5(max)＝I_L1 (32)

由于大电感和大电容通常利用纹波系数设计参数，因此对于给定的纹波系数δ_L，L₁和L₂可以由仿真电路进行试凑设计或者利用下面公式(34)和(35)计算得到。类似的，6个大电容可以利用公式(36)-(39)或者仿真调节得到。

其中：Δt₁和Δt₂的定义在图21(b)给出。

为了验证上述理论分析的有效性，试验室搭建硬件平台进行验证，器件参数和规格如表I所示。

表I

轻载(R_L＝1000Ω)和满载(R_L＝500Ω)条件下的实验波形如图22和23所示。图22(a)和(b)显示二极管D₁、D₂、D₃和D₄实现了ZCS关断。因此，二极管反向恢复问题被消除，EMI噪声也被抑制。谐振电感电流i_Lr如图22(c)所示，与图13中波形基本一致。图22(a)-(d)中标出了二极管和开关管的电压应力。其中，二极管和开关管S₁的电压应力理论值133.33V与实验值133V完全相同。同样，开关管S₂的谐振电压峰值计算值206.15V也与测量值206V相同。所以，上述理论分析有效性得到证明。该变换器的的满载波形如图23所示，证明了该变换器在全负载范围内的有效性。图24给出了该变换器的的效率和增益特性曲线的理论值和测试值的对比。结果表明两种曲线吻合的很好，证明了上述准谐振软开关电路设计方法的有效性。由测试曲线可知，变换器在全负载范围内峰值效率是94.10％。

本发明的准谐振电路设计方法充分结合交错boost电路、开关电容网络和准谐振软开关特性，具有以下明显优势：1)高频工作时实现主开关管的ZVS开通，所有二极管的ZCS关断，进一步提高了整机效率和功率密度；2)具有高电压增益，拓宽了输入电压范围；3)显著降低输入电流纹波，有利于延长光伏板、燃料电池的使用寿命；4)其中一个主开关管被二极管电容网络钳位电压应力降低到输出电压的1/3，有利于降低开关管的关断损耗，进一步提高变换器效率；5)尽管二极管电容网络升压单元结构和数目不同，但是该准谐振电路设计方法对文献 1-7中所述拓扑具有通用性。该类准谐振软开关拓扑在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书保护范围之内。

Claims (4)

1.一种交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器，其特征在于：包括输入端电源V_in、交错电感L₁、交错电感L₂、可控开关管S₁、可控开关管S₂、输出二极管D₄、输出二极管D₆、串联输出电容C₅、串联输出电容C₆以及输出端负载R_L；

所述输入端电源V_in正极同时与两个感值相同的交错电感L₁和L₂一端相连，电感L₁另一端与开关管S₁的漏极D相连，开关管S₁的源极S接输入端电源V_in负极；电感L₂另一端与开关管S₂的漏极D相连，开关管S₂的源极S接输入端电源V_in负极；开关管S₁的漏极D接二极管D₁的阳极和电容C₃、电容C₅、电容C₆的一端，开关管S₂的漏极D接谐振电感L_r的一端，而谐振电感L_r的另一端与电容C₁、电容C₂和电容C₄的一端相连；电容C_s1与开关管S₁并联，电容C_s2与开关管S₂并联；电容C₁的另一端与二极管D₁的阴极和D₂的阳极相连，电容C₃的另一端与二极管D₂的阴极和D₃的阳极相连，电容C₂的另一端与二极管D₃的阴极和D₄的阳极相连，二极管D₄的阴极与电容C₅的另一端相连，电容C₄的另一端与二极管D₅的阳极和D₆的阴极相连，电容C₆的另一端与二极管D₆的阳极相连，二极管D₅的阴极与开关管S₁和S₂的源极S相连，输出端负载R_L与二极管D₄的阴极和D₆的阳极相连。

2.根据权利要求1所述的一种交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器，其特征在于，开关管S₁和开关管S₂的驱动信号下降沿作为基准移相180°，且两者关断占空比不同且都小于0.5。

3.根据权利要求1所述的交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器，其特征在于：所述电感L₁和电感L₂的电流平均值不同，且I_L1通常大于I_L2。

4.权利要求1所述的交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器的控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

模式1：t₀时刻，开关管S₁断开，而开关管S₂继续导通，所有二极管反偏关断；电容电压V_Cs1从零开始线性上升，输入端电源V_in给电感L₂线性充磁，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；当电容电压V_Cs1等于电容电压V_C6时，该模式结束；

模式2：t₁时刻，电容电压V_Cs1等于电容电压V_C6，二极管D₁、二极管D₃、二极管D₅和二极管D₆导通，其他二极管关断；谐振电感电压等于-V_C4，谐振电感L_r的电流i_Lr从零开始线性下降，二极管D₅的电流i_D5也在线性下降；当二极管D₅的电流i_D5下降到零时，该模式结束，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；

模式3：t₂时刻，二极管D₅电流减小到零关断，其他半导体器件状态不变；谐振电感L_r与电容C_s1开始谐振，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；当V_Cs1谐振到零时，该模式结束；

模式4和模式5：t₃时刻，电容C_s1电压减小到零，电流开始反向流经开关管S₁，其他半导体器件状态不变；谐振电感L_r两端电压为V_C1，谐振电感L_r的电流i_Lr开始线性上升，在i_Lr绝对值小于交错电感L₁的电流I_L1之前，开关管S₁电流i_S1始终反向流经开关管S₁，电路工作在模式4；在此期间导通开关管S₁实现ZVS开通；t₄时刻i_Lr绝对值等于I_L1，电流开始正向流经开关管S₁，电路进入模式5；当i_Lr增大到零时，该模式结束；

模式6：t₅时刻，i_Lr增大到零，二极管D₁、二极管D₃和二极管D₆关断，其他二极管保持关断，两开关管同时导通，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；

模式7：t₆时刻，开关管S₂断开，开关管S₁继续导通，所有二极管反偏关断；电容电压V_Cs2从零开始线性上升，输入端电源V_in给电感L₁线性充磁，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；当V_Cs2等于V_C4时，该模式结束；

模式8：t₇时刻，电容电压V_Cs2等于V_C4，二极管D₂、二极管D₄和二极管D₅导通，其他半导体器件状态不变，谐振电感L_r与电容C_s2开始谐振，电容C₅和电容C₆串联给负载供电；当V_Cs2谐振到零时，该模式结束；

模式9和模式10：t₈时刻，电容C_s2电压减小到零，电流开始反向流经开关管S₂，其他半导体器件状态不变；谐振电感L_r两端电压为-V_C4，i_Lr开始线性下降，在i_Lr值小于I_L2之前，电流i_S2始终反向流经开关管S₂，电路工作在模式9，在此期间导通开关管S₂实现ZVS开通；t₉时刻i_Lr等于I_L2，电流开始正向流经开关管S₂，电路进入模式10，当i_Lr减小到零时，该模式结束；

模式11：t₁₀时刻，谐振电感电流i_Lr减小到零，二极管D₂、D₄和D₅关断，其他二极管保持关断，两开关管同时导通，电容C₅和C₆串联给负载供电。

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