CN113691132B - 一种电压均衡三态双输出升压变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电压均衡三态双输出升压变换器及其控制方法，属于非隔离变换器技术领域。该方案基于输入并联输出串联变换器，通过添加辅助平衡支路构建新的变换器拓扑，并根据死区时间大小关系或两个输出电压大小关系，控制对应的开关管导通时序，创建新的电路模态(第三态)、改变电感的伏秒平衡，从而解决死区时间不一致带来的电压不均衡问题。

Description

一种电压均衡三态双输出升压变换器及其控制方法
技术领域
本发明属于非隔离变换器技术领域，具体涉及一种电压均衡三态双输出升压变换器及其控制方法。
背景技术
随着分布式发电系统和可再生能源的发展，应用于可再生能源和双极直流微网之间的并网技术也得到越来越多的关注，在该应用中的变换器也得到了越来越多的研究。
常规情况下，因负载的不匹配或分布式可再生能源分配不同，双极直流微网中两个母线电压可能存在不均衡现象，这种不均衡会造成开关设备过早失效、电能质量变差等其他问题。因此双极直流微网应用中通过设计各环节变换器以保证两个母线电压均衡。
为了解决电压不均衡问题，研究学者从电路拓扑和脉冲宽度调制角度出发提出了许多解决方案。如Kim S等人(Kim S,Nam H T,Cha H,et al.Investigation of Self-Output Voltage Balancing in Input-Parallel Output-Series DC–DC Converter[J].IEEE Journal of Em erging and Selected Topics in Power Electronics,2019,PP(99):1-1.)将一种输入并联输出串联变换器(IPOS)用于双极直流微网中，通过选用感值较小的电感来解决负载不匹配时死区时间带来的电压不均衡问题，但是该方案的前提是开关管的死区时间一致。实际情况下，因为各元件参数的不确定性，死区时间未必相同，导致母线电压仍然可能不均衡。
因此，对双极直流微网中变换器均压设计的研究越来越受到关注。
发明内容
针对背景技术所存在的问题，本发明的目的在于提供一种电压均衡三态双输出升压变换器及其控制方法。该方案基于输入并联输出串联变换器，通过添加辅助平衡支路构建新的变换器拓扑，并根据死区时间大小关系或两个输出电压大小关系，控制对应的开关管导通时序，创建新的电路模态(第三态)、改变电感的伏秒平衡，从而解决死区时间不一致带来的电压不均衡问题。
为实现上述目的，本发明的技术方案如下：
一种电压均衡三态双输出升压变换器，包括两个储能电感(L1、L2)，两个主开关管(S1、S2)，一个二极管(D0)，一个辅助开关管(S0)，两个副开关管(S'1、S'2)，两个输出电容(Co1、Co2)；
第一储能电感(L1)一侧与输入电源正极、二极管(D0)的负极相连，另一侧与第一主开关管(S1)的漏极、辅助开关管(S0)的漏极、第一副开关管(S'1)源极相连；二极管(D0)的正极与辅助开关管(S0)的源极相连；第一主开关管(S1)源极与输入电源负极相连；第一副开关管(S'1)漏极与第一输出电容(Co1)的一侧相连，第一输出电容(Co1)的另一侧与第二主开关管(S2)漏极相连；第二储能电感(L2)一侧与输入电源正极相连，另一侧与第二主开关管(S2)漏极、第二输出电容(Co2)的一侧相连；第二输出电容(Co2)的另一侧与第二副开关管(S'2)源极相连，第二主开关管(S2)源极与输入电源负极、第二副开关管(S'2)漏极相连。所述第一输出电容(Co1)和第一负载(Ro1)并联，第二输出电容(Co2)和第二负载(Ro2)并联。
进一步地，所述第一储能电感(L1)和第二储能电感(L2)的感值相同，且应使每一相电路电流在对应主开关管导通前的死区时间内为负值，且足以使对应主开关管的体二极管导通。
进一步地，两个输出电容(Co1、Co2)的电容值应足够大，使得两个输出电容电压视为恒定值。
进一步地，第二主开关管(S2)的占空比应始终大于0.5。
进一步地，所述第一储能电感(L1)、第一主开关管(S1)、第一副开关管(S'1)、第一输出电容(Co1)构成第一个单输出升压支路；所述第二储能电感(L2)、第二主开关管(S2)、第二副开关管(S'2)、第二输出电容(Co2)构成第二个单输出升压支路；所述辅助开关管(S0)和二极管(D0)构成辅助平衡支路。
基于上述电压均衡三态双输出升压变换器的控制方法，在死区时间相同时，辅助开关管(S0)和二极管(D0)构成的辅助平衡支路不加入工作，第一主开关管(S1)和第一副开关管(S'1)互补导通，第二主开关管(S2)和第二副开关管(S'2)互补导通，且主开关管的占空比始终大于0.5，输出电压实现自均衡；在死区时间不同时，辅助开关管(S0)和二极管(D0)构成的辅助平衡支路加入工作，根据死区时间大小关系或输出电压大小关系，控制辅助开关管(S0)的导通时序，和仅需提前第一主开关管(S1)的关断时刻或推迟第一副开关管(S'1)的导通时刻，来构建第一相电感电流保持不变、第一相电感电压为0的工作模态，即电路的第三态。
进一步地，控制方法具体包括以下步骤：
步骤1.当输出电压不均衡时，首先确定死区时间大小关系，如果死区时间难以检测，则通过输出电压大小关系间接确定；
步骤2.如果第一相开关管的死区时间大于第二相开关管的死区时间，或第一输出电压大于第二输出电压，则在原本的控制时序基础上，提前关断第一主开关管(S1)，且将第一主开关管(S1)的占空比减小D-0，第一主开关管(S1)关断的同时，辅助开关管(S0)导通且占空比为D-0，其余开关管控制时序不变；
如果第一相开关管的死区时间小于第二相开关管的死区时间，或第一输出电压小于第二输出电压，则在原本的控制时序基础上，第一副开关管(S'1)导通时刻延迟D-0Ts且关断时刻不变，此时第一副开关管(S'1)占空比需减小D-0，第一主开关管(S1)关断的同时，辅助开关管(S0)导通且占空比为D-0，其余开关管控制时序不变；其中，Ts为开关周期；
步骤3.步骤2得到的新控制时序对电路的开关管进行控制。
进一步地，步骤1中通过输出电压大小关系间接确定的具体规律为：若第一输出电压大于第二输出电压，则第一相开关管对应的死区时间大于第二相开关管的死区时间，若若第一输出电压小于第二输出电压，则第一相开关管对应的死区时间小于第二相开关管的死区时间。
进一步地，步骤2中第一相开关管的死区时间大于第二相开关管的死区时间，或第一输出电压大于第二输出电压时，辅助开关管(S0)的占空比为D-0，通过
Figure BDA0003222264860000031
或
Figure BDA0003222264860000032
确定；第一相开关管的死区时间小于第二相开关管的死区时间，或第一输出电压小于第二输出电压时，辅助开关管(S0)的占空比为D-0，通过
Figure BDA0003222264860000033
(或
Figure BDA0003222264860000034
)确定；其中，V′o1，V′o2是引入三态后的两个输出电压；V″o1是死区时间不同且不引入均衡电路时的第一个输出的电压值；定义
Figure BDA0003222264860000035
Ts为开关周期；Td1、Td2分别是第一主开关管(S1)和第二主开关管(S2)的死区时间；T_0辅助开关管(S0)导通时长。
本发明的机理为：当两个输出电压出现不均衡现象时，以第二输出电压为基准，基于两相开关管的死区时间大小关系或两个输出电压大小关系(即不平衡量)，来改变S1或S'1的时序，并且通过引入辅助平衡支路，改变电感的工作状态来改变第一相输出电压，以达到消除电压不均衡的目的；其中，改变量的确定基于电感的伏秒平衡分析和电路的基尔霍夫电压定律分析所得。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
本发明考虑各元件参数的不确定性，通过引入辅助的平衡支路，控制第一主开关管(S1)或第一副开关管(S'1)的导通时序，消除因死区时间不一致带来的电压不均衡问题，保证双极直流微网中变换器两个输出电压均衡。
附图说明
图1为电压均衡三态双输出升压变换器的电路结构图。
图2为变换器在死区时间相同且额外平衡支路不工作时的关键理论波形。
图3为变换器在死区时间不同且额外平衡支路不工作时的关键理论波形。
图4为变换器在死区时间不同且额外平衡支路工作时的关键理论波形。
图5为变换器在死区时间不同且额外平衡支路工作时关键参数的仿真波形。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。
一种电压均衡三态双输出升压变换器，其电路结构图如图1所示，该变换器拓扑包括：两个储能电感(L1、L2)，两个主开关管(S1、S2)，一个二极管(D0)，一个辅助开关管(S0)，两个副开关管(S'1、S'2)，两个输出电容(Co1、Co2)。第一储能电感(L1)一侧与输入电源正极、二极管(D0)的负极相连，另一侧与第一主开关管(S1)的漏极、辅助开关管(S0)的漏极、第一副开关管(S'1)源极相连；二极管(D0)的正极与辅助开关管(S0)的源极相连；第一主开关管(S1)源极与输入电源负极相连；第一副开关管(S'1)漏极与第一输出电容(Co1)的一侧相连，第一输出电容(Co1)的另一侧与第二主开关管(S2)漏极相连；第二储能电感(L2)一侧与输入电源正极相连，另一侧与第二主开关管(S2)漏极、第二输出电容(Co2)的一侧相连；第二输出电容(Co2)的另一侧与第二副开关管(S'2)源极相连，第二主开关管(S2)源极与输入电源负极、第二副开关管(S'2)漏极相连。第一输出电容(Co1)和第一负载(Ro1)并联，第二输出电容(Co2)和第二负载(Ro2)并联。第一储能电感(L1)、第一主开关管(S1)、辅助开关管(S0)、二极管(D0)、第一副开关管(S'1)、第一输出电容(Co1)构成第一个单输出升压支路；第二储能电感(L2)、第二主开关管(S2)、第二副开关管(S'2)、第二输出电容(Co2)构成第二个单输出升压支路；所述辅助开关管(S0)和二极管(D0)构成辅助平衡支路。
考虑两个输出负载为电阻负载(Ro1和Ro2)时，为了解决死区时间不同带来的电压不均衡问题，需要分别分析额外平衡支路不投入工作时和投入工作时的变换器工作情况。
电路工作稳定时，假设两个输出电容(Co1、Co2)足够大使得两个输出电容电压(Vo1、Vo2)可视为恒定值，电容和电感不发生谐振，电感线性充电和放电。假设两个储能电感完全相同(L＝L1＝L2)，两个输出电容完全相同(Co＝Co1＝Co2)。图1中电流从电感左侧流向右侧的方向规定为电流正方向。
参数定义及说明：Ts为开关周期；D1、D2分别是S1和S2的占空比，并且D2＝D；Td1、Td2分别是S1和S2的死区时间；T_0是构建的三态的维持时间，即S0导通时长；Vo1、Vo2是电流仅有正值时的两个输出电压；V′o1，V′o2是引入三态后的两个输出电压；V″o1是死区时间不同且不引入均衡电路时的第一个输出的电压值；定义
Figure BDA0003222264860000051
开关管(S1、S2、S'1、S'2、S0)参数波形为高时代表开关管导通，为低时代表开关管关断。S2的占空比始终大于0.5。
首先分析额外平衡支路不投入工作时的变换器工作情况。
假设死区时间相同时(Td1＝Td2)，此时变换器工作情况和Kim S等人采用的变换器一致。电路有关关键参数波形如图2，此时两个主开关管(S1、S2)占空比一致(D1＝D2＝D)，两个主开关管导通时序相差180°，且S1和S'1互补导通、S2和S'2互补导通。当电感电流(iL1、iL2)仅有正值时，对应的电感电压波形为虚线所示(VL1、VL2)。为了解决因负载不匹配时死区带来的输出电压不均衡问题，Kim S等人采用较小且合适的电感值，保证在全负载范围内的电感电流在对应开关管的死区时间内为负值。电感电流从仅有正值变成在死区时间内为负值的情况，对应于电感电压波形从图2中虚线(VL1、VL2)变为了实线(V'L1、V'L2)。因此基于前提假设，结合电感的伏秒平衡可知，图2中各阴影矩形面积相等(SO＝SP＝SM＝SN)，即电感的箝位变化相同，进而可以知道输出电压发生了相同改变。因此，此时无论负载是否匹配，两个输出电压始终是均衡的。与Kim S等人采取的方法一致，通过对电路进行稳态分析可以得到式(1):
Figure BDA0003222264860000052
然而考虑到各元器件参数的不确定性，各开关管死区时间可能并不相同(Td1≠Td2)，此时电路的关键参数波形如图3。
当Td1>Td2时，电路的关键参数波形如图3(a)。由电感的箝位和伏秒平衡可知，图中阴影矩形面积关系为S'O＝S'P>SM＝SN。因此可以推出此时第一输出电压(V”o1)大于第二输出电压(V'o2)。类似于上一种情况，根据图3(a)中的开关管导通时序对电路进行稳态分析，可得式(2)：
Figure BDA0003222264860000061
当Td1<Td2时，电路的关键参数波形如图3(b)。由电感的箝位和伏秒平衡可知，图中阴影矩形面积关系为S'O＝S'P<SM＝SN。所以此时第一输出电压(V”o1)小于第二输出电压关系为(V'o2)。根据图3(b)中的开关管导通时序对电路进行稳态分析也能得到式(2)。
综上可知，当开关管死区时间不同时，此时电路的两个输出电压不均衡。为了解决这个问题，本发明对电路加入额外的均衡电路，并且通过控制开关管的导通时序以达到电压均衡的目的。引入均衡电路后的电路关键参数波形如图4。
当Td1>Td2时，为了实现电压均衡，以第二输出电压为基准来调整第一输出电压，需将第一主开关管S1提前D-0Ts关断，并在S1的关断时刻导通辅助开关管(S0)，得到如图4(a)所示的控制时序。与图3(a)不同，此时第一主开关管S1的占空比变小成D1＝D-D-0，引入了辅助开关管S0且导通时长为T-0，其余开关管的控制时序不变。在引入均衡电路之前，电感电流只有上升和下降两种状态，电感电压只有两种电平；引入均衡电路后，辅助开关管S0导通期间给电感电流和电压带来了新的状态(即第三态)：在这段时间内电感电流保持不变，电感电压箝位到0。在Td1>Td2时，两个输出电压原本分别为V″o1和V'o2，这里为了让第一输出电压V'o1等于V'o2，需确定S0的导通时长T-0或占空比D-0。下面给出计算过程：
首先由电感L1的伏秒平衡可以得到图4(a)中阴影矩形面积(SA、SB、SC)的关系，如式(3)：
SA+SB＝SC (3)；
根据电感L1的箝位状态和各时间段长短，可以得到图4(a)中阴影矩形面积(SA、SB、SC)表达式如式(4)：
Figure BDA0003222264860000062
然后(3)(4)两式联立可以得到式(5)：
D_0Vin+V′o2(1-D-Dd1)＝Vin (5)；
最终将式(5)分别与式(2)的两个方程式联立，整理后得到D-0的两种表达式，如式(6)和式(7)：
Figure BDA0003222264860000071
Figure BDA0003222264860000072
当Td1>Td2时，由式(6)或式(7)可以确定控制量D-0：如果死区时间Td1、Td2可检测，可用式(6)确定D-0；如果死区时间Td1、Td2检测困难或检测不到，可以检测两个输出电压，当电压不均衡时，采用式(7)确定D-0。
当Td1<Td2时，仍然以第二输出电压为基准来调整第一输出电压，推迟第一副开关管(S'1)的导通时刻，且在第一主开关管(S1)的关断时刻导通辅助开关管(S0)，得到如图4(b)所示的控制时序。与图3(b)中的不同，S'1不再与S1互补导通：图3中S1关断后，经过一个死区时间Td1后S'1导通，而在图4(b)中，S1关断后，经过Td1+T-0后S'1才导通，且S'1占空比相应减少了D-0；其中S1关断时辅助开关管(S0)随即导通且导通时长为T-0。同理，需确定S0的导通时长T-0或占空比D-0。下面给出计算过程：
首先由电感L1的伏秒平衡可以得到图4(b)中阴影矩形面积(SA、SB、SC)的关系，如式(8)：
SA+SC＝SB (8)；
图4(b)中阴影矩形面积(SA、SB、SC)表达式如式(9)：
Figure BDA0003222264860000073
然后(8)(9)两式联立可以得到式(10)：
Figure BDA0003222264860000074
同理，最终将式(10)分别与式(2)的两个方程式联立，整理后得到D-0的两种表达式，如式(11)和式(12)：
Figure BDA0003222264860000075
Figure BDA0003222264860000076
计算过程结束。当Td1<Td2时，由式(11)或式(12)可以确定控制量D-0：类似地，若死区时间Td1、Td2可检测，可用式(11)确定D-0；若死区时间Td1、Td2检测困难或检测不到，采用式(12)确定D-0。
综上所述，本发明提出的一种电压均衡三态双输出升压变换器及其控制方法可总结如下：采用如图1所示的三态双输出升压变换器，电感值取合适大小，以确保在全负载范围内且无论两个负载是否匹配时，电感电流在死区时间内存在负值；当两个主开关管死区时间一致时，采用如图2所示的开关管控制时序；当Td1>Td2时，对应有第一输出电压大于第二输出电压，此时提前第一主开关管(S1)的关断时刻，且在第一主开关管(S1)的关断时刻导通辅助开关管(S0)，得到如图4(a)所示的开关管控制时序，并通过式(6)或式(7)确定控制量D-0；当Td1<Td2时，对应有第一输出电压小于第二输出电压，则推迟第一副开关管(S'1)的导通时刻，且在第一主开关管(S1)的关断时刻导通辅助开关管(S0)，得到如图4(b)所示的开关管控制时序，并通过式(11)或式(12)确定控制量D-0。
仿真分析结果：
图5为实例的仿真波形，其仿真参数为：输入电压Vin＝20V，两个负载电阻相等Ro1＝Ro2＝300Ω，输出电容Co1＝Co2＝300μF；开关频率为50kHz，Ts＝300μs，主开关管占空比D＝0.7，储能电感L1＝L2＝27μH。图5中各图的波形参数从上到下依次是电感L1的电流、电感L2的电流、电感L1的电压、电感L2的电压、第一输出电压和第二输出电压。
图5(a)是当Td1>Td2时且均衡电路不参加工作时的关键参数波形。此时主开关管S1的死区时间Td1＝2μs，主开关管S2的死区时间Td2＝1μs。从式2可知，理论上两个输出电压分别为100V和80V。从仿真图可以看出仿真与理论一致。为了实现电压均衡，首先根据此时的死区时间(或输出电压)的大小关系，因为此时Td1>Td2(或第一输出电压大于第二输出电压)，所以由式(6)或式(7)得到控制量D-0＝0.2。然后将第一主开关管S1提前D-0Ts关断，即占空比从0.7变成Dd1＝0.5，S1关断时辅助开关管S0导通且占空比为D-0，其余开关管控制时序不变，得到如图4(a)的开关管控制时序。采用改变后的控制时序，仿真得到图5(b)所示的仿真波形，可以看出成功构建了三态，即电感电流不变和电感电压箝位为0的工作模态。从图5(b)可以看出两个输出电压均衡都为80V，与理论相符。
图5(c)是当Td1<Td2时且均衡电路不参加工作时的关键参数波形。此时主开关管S1的死区时间Td1＝1μs，主开关管S2的死区时间Td2＝2μs。同理可知，理论上两个输出电压分别为80V和100V。从仿真图可以看出仿真与理论一致。同样为了实现输出电压均衡的目的，由Td1<Td2(或第一输出电压小于第二输出电压)可知需利用式(11)或式(12)得到控制量D-0＝0.0625。然后第一副开关管S'1的导通时刻在原来的导通时刻上延迟D-0Ts＝1.25μs，而且在第一主开关管关断时让辅助开关管S0导通且占空比为D-0，得到如图4(b)的开关管控制时序图。在新的控制时序下，仿真可以得到图5(d)所示的仿真波形，可知三态构建成功。从图5(d)可以看出两个输出电压均衡都为100V，与理论相符。
综上，本发明提供了一种电压均衡三态双输出升压变换器及其控制方法。该方案考虑到参数不确定性带来的死区时间不一致问题，基于一种输入并联输出串联变换器，通过添加辅助平衡支路，创建新的电路模态(第三态)，提出了一种电压均衡三态双输出升压变换器及其控制方法，给出了确定控制开关管的导通时序的方法，最终解决了死区时间不一致带来的电压不均衡问题。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (9)

1.一种电压均衡三态双输出升压变换器，其特征在于，包括两个储能电感(L1、L2)，两个主开关管(S1、S2)，一个二极管(D0)，一个辅助开关管(S0)，两个副开关管(S'1、S'2)，两个输出电容(Co1、Co2)；
第一储能电感(L1)一侧与输入电源正极、二极管(D0)的负极相连，另一侧与第一主开关管(S1)的漏极、辅助开关管(S0)的漏极、第一副开关管(S'1)源极相连；二极管(D0)的正极与辅助开关管(S0)的源极相连；第一主开关管(S1)源极与输入电源负极相连；第一副开关管(S'1)漏极与第一输出电容(Co1)的一侧相连，第一输出电容(Co1)的另一侧与第二主开关管(S2)漏极相连；第二储能电感(L2)一侧与输入电源正极相连，另一侧与第二主开关管(S2)漏极、第二输出电容(Co2)的一侧相连；第二输出电容(Co2)的另一侧与第二副开关管(S'2)源极相连，第二主开关管(S2)源极与输入电源负极、第二副开关管(S'2)漏极相连；所述第一输出电容(Co1)和第一负载(Ro1)并联，第二输出电容(Co2)和第二负载(Ro2)并联。
2.如权利要求1所述的电压均衡三态双输出升压变换器，其特征在于，所述第一储能电感(L1)和第二储能电感(L2)的感值相同，且应使每一相电路电流在对应主开关管导通前的死区时间内为负值，同时足以使对应主开关管的体二极管导通。
3.如权利要求1所述的电压均衡三态双输出升压变换器，其特征在于，两个输出电容(Co1、Co2)的电容值应足够大，使得两个输出电容电压视为恒定值。
4.如权利要求1所述的电压均衡三态双输出升压变换器，其特征在于，第二主开关管(S2)的占空比应始终大于0.5。
5.如权利要求1所述的电压均衡三态双输出升压变换器，其特征在于，所述第一储能电感(L1)、第一主开关管(S1)、第一副开关管(S'1)、第一输出电容(Co1)构成第一个单输出升压支路；所述第二储能电感(L2)、第二主开关管(S2)、第二副开关管(S'2)、第二输出电容(Co2)构成第二个单输出升压支路；所述辅助开关管(S0)和二极管(D0)构成辅助平衡支路。
6.基于如权利要求1-5任一所述电压均衡三态双输出升压变换器的控制方法，其特征在于，在死区时间相同时，辅助开关管(S0)和二极管(D0)构成的辅助平衡支路不加入工作，第一主开关管(S1)和第一副开关管(S'1)互补导通，第二主开关管(S2)和第二副开关管(S'2)互补导通，且主开关管的占空比始终大于0.5，输出电压实现自均衡；在死区时间不同时，辅助开关管(S0)和二极管(D0)构成的辅助平衡支路加入工作，根据死区时间大小关系或输出电压大小关系，控制辅助开关管(S0)的导通时序，和仅需提前第一主开关管(S1)的关断时刻或推迟第一副开关管(S'1)的导通时刻，来构建第一相电感电流保持不变、第一相电感电压为0的工作模态，即电路的第三态。
7.如权利要求6所述升压变换器的控制方法，其特征在于，具体包括以下步骤：
步骤1.当输出电压不均衡时，首先确定死区时间大小关系，如果死区时间难以检测，则通过输出电压大小关系间接确定；
步骤2.如果第一相开关管的死区时间大于第二相开关管的死区时间，或第一输出电压大于第二输出电压，则在原本的控制时序基础上，提前D-0Ts关断第一主开关管(S1)，且将第一主开关管(S1)的占空比减小D-0，第一主开关管(S1)关断的同时，辅助开关管(S0)导通且占空比为D-0，其余开关管控制时序不变；
如果第一相开关管的死区时间小于第二相开关管的死区时间，或第一输出电压小于第二输出电压，则在原本的控制时序基础上，第一副开关管(S'1)导通时刻延迟D-0Ts且关断时刻不变，此时第一副开关管(S'1)占空比需减小D-0，第一主开关管(S1)关断的同时，辅助开关管(S0)导通且占空比为D-0，其余开关管控制时序不变；其中，Ts为开关周期；
步骤3.步骤2得到的新控制时序对电路的开关管进行控制。
8.如权利要求7所述升压变换器的控制方法，其特征在于，步骤1中通过输出电压大小关系间接确定的具体规律为：若第一输出电压大于第二输出电压，则第一相开关管对应的死区时间大于第二相开关管的死区时间，若第一输出电压小于第二输出电压，则第一相开关管对应的死区时间小于第二相开关管的死区时间。
9.如权利要求7所述升压变换器的控制方法，其特征在于，步骤2中第一相开关管的死区时间大于第二相开关管的死区时间，或第一输出电压大于第二输出电压时，辅助开关管(S0)的占空比为D-0，通过
Figure FDA0004029218410000021
或
Figure FDA0004029218410000022
确定；第一相开关管的死区时间小于第二相开关管的死区时间，或第一输出电压小于第二输出电压时，辅助开关管(S0)的占空比为D-0，通过
Figure FDA0004029218410000023
或
Figure FDA0004029218410000024
确定；其中，D为主开关占空比，Vo′2是引入第三态后的输出电压；Vo′1′是死区时间不同且不引入辅助平衡支路时的第一输出电压值；定义
Figure FDA0004029218410000025
Ts为开关周期；Td1、Td2分别是第一主开关管(S1)和第二主开关管(S2)的死区时间；T_0辅助开关管(S0)导通时长。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105553266A (zh) * 2016-01-22 2016-05-04 江苏大学 一种交错并联高增益Boost变换电路及其工作方法
CN105978332A (zh) * 2016-05-13 2016-09-28 重庆大学 IPOS四电平Boost变换器及其中点电位平衡控制
CN111464028A (zh) * 2020-03-31 2020-07-28 天津大学 非隔离型低电流纹波高电压增益软开关dc-dc变换器
CN111969847A (zh) * 2020-08-12 2020-11-20 西安交通大学 交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器及其控制方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9240712B2 (en) * 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105553266A (zh) * 2016-01-22 2016-05-04 江苏大学 一种交错并联高增益Boost变换电路及其工作方法
CN105978332A (zh) * 2016-05-13 2016-09-28 重庆大学 IPOS四电平Boost变换器及其中点电位平衡控制
CN111464028A (zh) * 2020-03-31 2020-07-28 天津大学 非隔离型低电流纹波高电压增益软开关dc-dc变换器
CN111969847A (zh) * 2020-08-12 2020-11-20 西安交通大学 交错非隔离开关电容网络高增益软开关变换器及其控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
An Input-Parallel-Output-Series Multilevel Boost Converter With a Uniform Voltage-Balance Control Strategy;CHEN, Jianfei 等;《IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics》;20190126;全文 *

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