CN112993967B - 一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法 - Google Patents

一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法，该方法通过求解当前时刻电压、电流模型下开关管导通占空比增量，直接预测下一时刻开关管导通占空比，综合考虑电压模型与电流模型对系统控制效果的影响，分配电压、电流模型下开关管导通占空比不同的权重。子网注入功率(Buck)和子网流出功率(Boost)模式下电流、电流模型对应的下一时刻导通占空比亦可用同一模型预测得出，因此减少了遍历所有母联变换器状态过程，从而降低了在线运算量。

Description

一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法
技术领域
本发明属于直流微电网保护与控制技术领域，具体涉及一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法。
背景技术
直流微电网契合智能电网的发展需求，是未来电网的重要组成部分，但受自然气候、光照强度及昼夜交替等因素影响，分布式微源固有的间歇性和随机性等特点使其尚无法与交流配电网完全友好对接。为改善直流微电网与交流配电网的友好对接，将若干地理位置归属一致的直流微电网互联，辅以集中储能和分散式电动汽车储能，形成直流微电网群落，实现多个直流微电网的互联与能量互济，提高了单一直流微电网供电效率和可靠性，但多个直流子网的接入复杂了直流微电网群落的拓扑，同时也增加了微网群落的功率协调控制的难度。
微网群落作为多个交、直流子网的互联系统，其能量调度与协同自律控制是一个单目标、多约束或者多目标、多约束的优化问题，但是对于多目标的优化问题通常给予不同目标优化权重，将其转化为单目标优化问题。模型预测控制是一种非线性最优控制方法，具有控制效果好，鲁棒性强的特点。传统的变换器模型预测方法需要遍历电力电子变换器可能出现的所有工作状态，根据寻优约束寻找最优的控制矢量，因此被称为有限控制集模型预测，且传统模型预测控制还存在模型失配、开关频率不固定，在线计算量大等问题，因此需要根据不同场合下实际的应用需求对传统模型预测控制进行改进。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法，减少了遍历所有母联变换器状态过程，从而降低了在线运算量。
本发明所采用的技术方案是，一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1，根据母联变换器的等值电路的工作状态，划分子网的运行模式，建立母联变换器电感电流增量与电感电流、参考值及其二次修正量的等价关系；
步骤2、计算下一时刻IGBT开关管G2的导通时间增量，推导出下一时刻IGBT开关管G2导通时，电压模型和电流模型对应的开关管导通占空比；
步骤3、根据子网输出功率模式推导出注入功率模式下，电流模型对应的下一时刻IGBT开关管G1导通占空比，得到同一预测模型下IGBT开关管G1占空比表达式。
本发明的特点还在于，
步骤1中，具体如下：
步骤1.1，根据母联变换器的等值电路中G1和G2两个开关管不同的导通状态，得到母联变换器的四种不同工作状态，将子网划分为两种运行模式：Boost模式和Buck模式；
步骤1.2，当IGBT开关管G2导通，IGBT开关管G1关断时，母联变换器工作在Boost模式，据此得到KVL方程，如式(1)所示；
Figure BDA0002947605490000031
式(1)中，uj为子网母线电压；iLj为母联变换器电感电流；Lj为子网变换器等效电感，RL为子网变换器等效电阻；
由式(1)可得，Boost模式下，IGBT开关管G2导通所对应的母联变换器的电感电流增量ΔiLj，如式(2)所示；
Figure BDA0002947605490000032
式(2)中，Δtu为IGBT开关管G2导通时间增量；
步骤1.3、建立变换器电感电流增量ΔiLj与母联变换器电感电流iLj、参考值iLjbref及其二次修正量Δij的等价关系，如式(3)所示；
ΔiLj＝iLjref-iLj-Δij (3)；
式(3)中，Δij为j#子网二次调节电流修正量。
步骤2中，具体为：
步骤2.1、结合式(2)、式(3)可得IGBT开关管G2在下一时刻的导通时间增量Δtu(k+1)，如式(4)所示；
Figure BDA0002947605490000033
由此预测得到Boost模式下，IGBT开关管G2导通时电压模型对应的占空比增量
Figure BDA0002947605490000034
如式(5)所示；
Figure BDA0002947605490000035
式(5)中，Ts为母联变换器的控制周期；
步骤2.2、根据KVL方程预测得到Boost模式电压模型对应的下一时刻IGBT开关管G2导通占空比
Figure BDA0002947605490000041
如式(6)所示；
Figure BDA0002947605490000042
式(6)中，
Figure BDA0002947605490000043
为Boost模式电压模型对应的当前时刻IGBT开关管G2导通占空比；
同样预测得到电流模型对应的下一时刻IGBT开关管G2导通占空比
Figure BDA0002947605490000044
如式(7)所示；
Figure BDA0002947605490000045
式(7)中，
Figure BDA0002947605490000046
为Boost模式电流模型对应的当前时刻IGBT开关管G2导通占空比，ubus与ubusref为直流母线电压及其参考值，ibus为母联变换器端口电流。
步骤3中，具体为：
步骤3.1、当子网母线处于Buck模式时，预测得到电压模型对应的下一时刻IGBT开关管G1导通占空比
Figure BDA0002947605490000047
如式(10)所示；
Figure BDA0002947605490000048
式(10)中，
Figure BDA0002947605490000049
为Buck模式电压模型对应的当前时刻IGBT开关管G1导通占空比，
Figure BDA00029476054900000410
为Buck模式IGBT开关管G1导通时电压模型对应的占空比增量；
由于IGBT开关管G1与IGBT开关管G2互补导通，所以可以得到Buck模式下电压模型对应的下一时刻IGBT开关管G2的导通占空比
Figure BDA0002947605490000051
如式(11)所示；
Figure BDA0002947605490000052
进一步分析得到，Buck和流出Boost模式下电流模型对应的下一时刻IGBT开关管G2导通占空比用同一模型预测得出，如式(12)所示；
Figure BDA0002947605490000053
步骤3.2、母联变换器Buck和Boost模式下IGBT开关管G2的导通占空比用同一预测模型表示，如式(13)及式(14)所示；
d2(k+1)＝δud2u(k+1)+δid2i(k+1) (13)；
Figure BDA0002947605490000054
其中，
Figure BDA0002947605490000055
本发明的有益效果是，通过求解当前时刻电压、电流模型下开关管导通占空比增量，直接预测下一时刻开关管导通占空比，且注入(Buck)和流出(Boost)模式下电流模型对应的下一时刻导通占空比亦可用同一模型预测得出，因此减少了遍历所有母联变换器状态过程，从而降低了在线运算量。
附图说明
图1是本发明一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法中环形直流微网群示意图；
图2是本发明一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法中母联变换器等值电路图；
图3是本发明一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法中母联变换器工作状态的等效电路图(一)；
图4是本发明一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法中母联变换器工作状态的等效电路图(二)；
图5是本发明一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法中母联变换器工作状态的等效电路图(三)；
图6是本发明一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法中母联变换器工作状态的等效电路图(四)；
图7是本发明一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法的控制框图；
图8是本发明方法模型预测与传统有限集模型预测的电压波形图；
图9是本发明方法模型预测与传统有限集模型预测的电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法，通过对环形直流微网群落中，连接群级母线和子网母线的母联变换器采用基于脉宽调制的模型预测控制，预测变换器占空比与载波比较得到频率固定的PWM控制信号，从而预测微网群落中各子网功率的功率变化情况。应用场合如图1所示，环形直流微网群落由多个子网辅以集中储能和分散式电动汽车储能组成，子网由分布式微源、储能装置、电动汽车充电站、交直流负载等组成，母联变换器连接子网母线和群级母线。各子网可在独立运行与互联运行自主切换，实现各子网的能量协同自律与互济。在独立运行时，其等效单独直流微电网运行在孤岛模式，与外界无能量交互；在互联运行时，各子网对外特性呈现双向能量交互，与储能工作状态相仿，本发明主要对母联变换器连接子网母线和群级母线的母联变换器控制策略进行研究。
直流微网群母联变换器的等值电路，如图2所示，左侧和右侧分别是连接子网母线和微网群母线，子网母线正极连接电感L一端，电感L另一端连接电阻R一端，电阻R另一端分别连接IGBT开关管G1、IGBT开关管G2，IGBT开关管G1还连接直流母线电容Cb一端、微网群母线负极，IGBT开关管G2还连接子网母线负极、直流母线电容Cb另一端、微网群母线负极；
uj、Ubus分别为子网母线电压和微网群母线电压；G1和G2分别代表母联变换器两个IGBT开关管；R、L分别为线路等值电阻和电感；Cb为直流母线电容。
本发明一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1，根据母联变换器的等值电路的工作状态，划分子网的运行模式，建立母联变换器电感电流增量与电感电流、参考值及其二次修正量的等价关系；具体如下：
步骤1.1，根据母联变换器的等值电路中G1和G2两个开关管不同的导通状态，得到母联变换器的四种不同工作状态；
如图3-图6所示，具体为：IGBT开关管G2导通，IGBT开关管G1关断时，j#子网母线对母联变换器电感Lj充电；IGBT开关管G2关断，IGBT开关管G1导通时，j#子网母线通过母联变换器向微网群母线注入电能；IGBT开关管G1导通，IGBT开关管G2关断时，微网群母线通过母联变换器向j#子网母线注入电能；IGBT开关管G1关断，IGBT开关管G2导通，此时微网群母线向端口电容Cb充电，电感储存能量通过IGBT开关管G2注入j#子网母线。从而将子网划分为两种运行模式，输出功率(Boost)模式和注入功率(Buck)模式；
步骤1.2，当IGBT开关管G2导通，IGBT开关管G1关断时，母联变换器工作在输出(Boost)模式，其等效电路如图3所示，据此得到KVL方程，如式(1)所示；
Figure BDA0002947605490000081
式(1)中，uj为j#子网母线电压；iLj为母联变换器电感电流；Lj为j#子网变换器等效电感，RL为j#子网变换器等效电阻；
由式(1)可得，输出(Boost)模式下，IGBT开关管G2导通所对应的母联变换器的电感电流增量ΔiLj，如式(2)所示；
Figure BDA0002947605490000082
式(2)中，Δtu为IGBT开关管G2导通时间增量；
由于RL很小，在额定工况下iLj·RL相对于uj可忽略不计，由式(2)可知，改变Δtu即可改变母联变换器的电感电流增量ΔiLj；
步骤1.3、建立变换器电感电流增量ΔiLj与母联变换器电感电流iLj、参考值iLjbref及其二次修正量Δij的等价关系，如式(3)所示；
ΔiLj＝iLjref-iLj-Δij (3)；
式(3)中，Δij为j#子网二次调节电流修正量；
输出(Boost)模式，通过改变IGBT开关管G2的导通时间增量Δtu即可减小或消除变换器电感电流iLj与其参考iLjref的差值，使其严格跟随给定参考值；
步骤2、计算下一时刻IGBT开关管G2的导通时间增量，推导出下一时刻IGBT开关管G2导通时，电压模型和电流模型对应的开关管导通占空比；具体为：
步骤2.1、结合式(2)、式(3)可得IGBT开关管G2在下一时刻的导通时间增量Δtu(k+1)，如式(4)所示；
Figure BDA0002947605490000091
由此可预测得到输出(Boost)模式下，IGBT开关管G2导通时电压模型对应的占空比增量
Figure BDA0002947605490000092
如式(5)所示；
Figure BDA0002947605490000093
式(5)中，Ts为母联变换器的控制周期；
步骤2.2、根据KVL方程预测得到输出(Boost)模式电压模型对应的下一时刻IGBT开关管G2导通占空比
Figure BDA0002947605490000101
如式(6)所示；
Figure BDA0002947605490000102
式(6)中，
Figure BDA0002947605490000103
为输出(Boost)模式电压模型对应的当前时刻IGBT开关管G2导通占空比；
同样可预测得到电流模型对应的下一时刻IGBT开关管G2导通占空比
Figure BDA0002947605490000104
如式(7)所示；
Figure BDA0002947605490000105
式(7)中，
Figure BDA0002947605490000106
为输出(Boost)模式电流模型对应的当前时刻IGBT开关管G2导通占空比，ubus与ubusref为直流母线电压及其参考值，ibus为级联变换器端口电流。
在综合考虑电压模型与电流模型对系统控制效果影响的情况下，得到输出(Boost)模式下一时刻的IGBT开关管G2导通占空比，如式(8)所示；
Figure BDA0002947605490000107
式(8)中，δu、δi分别为电压项与电流项的权重，如式(9)所示；
δu+δi＝1 (9)；
步骤3、根据子网输出功率模式推导出注入功率模式下，电流模型对应的下一时刻IGBT开关管G1导通占空比，列出同一预测模型下IGBT开关管G1占空比表达式；具体为：
步骤3.1、当子网母线处于注入功率(Buck)模式时，如图5对应的注入(Buck)模式等效电路，同理列写KVL方程，可预测得到电压模型对应的下一时刻IGBT开关管G1导通占空比
Figure BDA0002947605490000111
如式(10)所示；
Figure BDA0002947605490000112
式(10)中，
Figure BDA0002947605490000113
为注入(Buck)模式电压模型对应的当前时刻IGBT开关管G1导通占空比，
Figure BDA0002947605490000114
为注入(Buck)模式IGBT开关管G1导通时电压模型对应的占空比增量；
由于IGBT开关管G1与IGBT开关管G2互补导通，所以可以得到注入(Buck)模式下电压模型对应的下一时刻IGBT开关管G2的导通占空比
Figure BDA0002947605490000115
如式(11)所示；
Figure BDA0002947605490000116
对比发现式(11)与式(6)相同，表明母联变换器在注入(Buck)和流出(Boost)模式下，电压模型对应的下一时刻IGBT开关管G2导通占空比可用同一模型预测得出。
进一步分析发现，注入(Buck)和流出(Boost)模式下电流模型对应的下一时刻IGBT开关管G2导通占空比亦可用同一模型预测得出，如式(12)所示；
Figure BDA0002947605490000117
步骤3.2、母联变换器注入(Buck)和流出(Boost)模式下IGBT开关管G2的导通占空比用同一预测模型表示，如式(13)及式(14)所示；
d2(k+1)＝δud2u(k+1)+δid2i(k+1) (13)；
Figure BDA0002947605490000121
由此可见，所提基于脉宽调制的模型预测无需遍历变换器所有的开关状态，又因预测得到的是占空比，其与三角载波比较后得到的PWM波的频率亦是固定的。
为防止一个周期内变换器开关器件出现全通现象，对预测得到的开关器件导通占空比进行限幅设置，如式(15)所示；
Figure BDA0002947605490000122
本发明一种直流微网群落母联变换器模型预测控制方法，具体控制框图，如图7所示，首先根据母联变换器工作状态等值电路列写KVL方程，得到变换器电感电流对时间的导数
Figure BDA0002947605490000123
当时间增量Δt→0时，变换器电感电流增量
Figure BDA0002947605490000124
建立母联变换器电感电流增量ΔiLj与母联变换器电感电流iLj、参考值iLjbref及其二次修正量Δij的等价关系，可推出IGBT开关管G2的导通时间增量Δtu，通过延时环节得到下一时刻的导通时间增量Δtu(k+1)。IGBT开关管G2导通时电压模型对应的占空比增量Δd2u(k)可以通过导通时间增量比上变换器控制周期给出，则下一时刻IGBT开关管G2导通占空比d2u(k+1)等于当前时刻IGBT开关管G2导通占空比加上下一时刻占空比增量Δd2u(k+1)。最后，根据占空比实时值产生PWM脉冲波从而控制开关管的导通与关断。
同理，通过列写KCL方程重复上述步骤可以电流模型下对应的下一时刻开关管占空比d2i(k+1)。其中，uLjref、ubus、Δubus、Δuj分别为电感电压参考值、直流母线电压及偏差值和直流母线电压修正值；ibus和ibusref为级联变换器端口电流及参考值；Δd2i(k+1)和d2i(k)为电流模型下对应的下一时刻开关管占空比增量和当前时刻的占空比。
为验证基于PWM的模型预测相比传统有限集模型预测具有更快速的跟随性能，图8及图9对比仿真了直流微网群功率缺额改变和受到扰动时的母线电压及子网母联断路器的电流波形图。由图可知，在0.3s时，直流微网群功率缺额增加，母线电压下降，随着子网输出功率增加，直流母线恢复，基于PWM的模型预测节约了遍历所有开关管的状态时间，降低了在线计算量，相比传统有限集模型预测节省了约0.014s，电压波动降低了约3.8V，电流波动降低了1.34A；在0.6s时，受到大扰动，基于PWM的模型预测相比传统有限集模型预测节省了约0.022s，电压波动降低了约18V，电流波动降低了3.85A。结果表明，基于PWM的模型预测具有更好的跟随性能且降低了电压电流波动幅值。

Claims (4)

1.一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法，基于直流微网群母联变换器的等值电路，左侧和右侧分别连接子网母线和微网群母线，子网母线正极连接电感L一端，电感L另一端连接电阻R一端，电阻R另一端分别连接IGBT开关管G1、IGBT开关管G2，IGBT开关管G1还连接直流母线电容Cb一端、微网群母线负极，IGBT开关管G2还连接子网母线负极、直流母线电容Cb另一端、微网群母线负极；其特征在于，具体按照以下步骤实施：
步骤1，根据母联变换器的等值电路的工作状态，划分子网的运行模式，建立母联变换器电感电流增量与电感电流、参考值及其二次修正量的等价关系；
步骤2、计算下一时刻IGBT开关管G2的导通时间增量，推导出下一时刻IGBT开关管G2导通时，电压模型和电流模型对应的开关管导通占空比；
步骤3、根据子网输出功率模式推导出注入功率模式下，电流模型对应的下一时刻IGBT开关管G1导通占空比，得到同一预测模型下IGBT开关管G1占空比表达式。
2.根据权利要求1所述的一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法，其特征在于，所述步骤1中，具体如下：
步骤1.1，根据母联变换器的等值电路中G1和G2两个开关管不同的导通状态，得到母联变换器的四种不同工作状态，将子网划分为两种运行模式：Boost模式和Buck模式；
步骤1.2，当IGBT开关管G2导通，IGBT开关管G1关断时，母联变换器工作在Boost模式，据此得到KVL方程，如式(1)所示；
Figure FDA0003999630580000021
式(1)中，uj为子网母线电压；iLj为母联变换器电感电流；Lj为子网变换器等效电感，RL为子网变换器等效电阻；
由式(1)可得，Boost模式下，IGBT开关管G2导通所对应的母联变换器的电感电流增量ΔiLj，如式(2)所示；
Figure FDA0003999630580000022
式(2)中，Δtu为IGBT开关管G2导通时间增量；
步骤1.3、建立变换器电感电流增量ΔiLj与母联变换器电感电流iLj、参考值iLjref及其二次修正量Δij的等价关系，如式(3)所示；
ΔiLj＝iLjref-iLj-Δij (3)；
式(3)中，Δij为子网二次调节电流修正量。
3.根据权利要求2所述的一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法，其特征在于，所述步骤2中，具体为：
步骤2.1、结合式(2)、式(3)可得IGBT开关管G2在下一时刻的导通时间增量Δtu(k+1)，如式(4)所示；
Figure FDA0003999630580000023
由此预测得到Boost模式下，IGBT开关管G2导通时电压模型对应的占空比增量
Figure FDA0003999630580000024
如式(5)所示；
Figure FDA0003999630580000031
式(5)中，Ts为母联变换器的控制周期；
步骤2.2、根据KVL方程预测得到Boost模式电压模型对应的下一时刻IGBT开关管G2导通占空比
Figure FDA0003999630580000032
如式(6)所示；
Figure FDA0003999630580000033
式(6)中，
Figure FDA0003999630580000034
为Boost模式电压模型对应的当前时刻IGBT开关管G2导通占空比；
同样预测得到电流模型对应的下一时刻IGBT开关管G2导通占空比
Figure FDA0003999630580000035
如式(7)所示；
Figure FDA0003999630580000036
式(7)中，
Figure FDA0003999630580000037
为Boost模式电流模型对应的当前时刻IGBT开关管G2导通占空比，Cb为直流母线电容，ibusref为级联变换器端口电流参考值，ubus与ubusref为直流母线电压及其参考值，ibus为母联变换器端口电流。
4.根据权利要求3所述的一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法，其特征在于，所述步骤3中，具体为：
步骤3.1、当子网母线处于Buck模式时，预测得到电压模型对应的下一时刻IGBT开关管G1导通占空比
Figure FDA0003999630580000038
如式(10)所示；
Figure FDA0003999630580000039
式(10)中，
Figure FDA0003999630580000041
为Buck模式电压模型对应的当前时刻IGBT开关管G1导通占空比，
Figure FDA0003999630580000042
为Buck模式IGBT开关管G1导通时电压模型对应的占空比增量；
由于IGBT开关管G1与IGBT开关管G2互补导通，所以可以得到Buck模式下电压模型对应的下一时刻IGBT开关管G2的导通占空比
Figure FDA0003999630580000043
如式(11)所示；
Figure FDA0003999630580000044
进一步分析得到，Buck和流出Boost模式下电流模型对应的下一时刻IGBT开关管G2导通占空比用同一模型预测得出，如式(12)所示；
Figure FDA0003999630580000045
步骤3.2、母联变换器Buck和Boost模式下IGBT开关管G2的导通占空比用同一预测模型表示，如式(13)及式(14)所示；
d2(k+1)＝δud2u(k+1)+δid2i(k+1) (13)；
Figure FDA0003999630580000046
其中，
Figure FDA0003999630580000047
δu、δi分别为电压项与电流项的权重。
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