CN114172370B - 控制电路及双路光伏输入的功率变换装置 - Google Patents

控制电路及双路光伏输入的功率变换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN114172370B
CN114172370B CN202210120397.2A CN202210120397A CN114172370B CN 114172370 B CN114172370 B CN 114172370B CN 202210120397 A CN202210120397 A CN 202210120397A CN 114172370 B CN114172370 B CN 114172370B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
voltage
voltage reduction
reduction circuit
control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202210120397.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN114172370A (zh
Inventor
宋悦
陈泽熙
陈楠希
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen Zhongxu New Energy Co ltd
Original Assignee
Shenzhen Zhongxu New Energy Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen Zhongxu New Energy Co ltd filed Critical Shenzhen Zhongxu New Energy Co ltd
Priority to CN202210120397.2A priority Critical patent/CN114172370B/zh
Publication of CN114172370A publication Critical patent/CN114172370A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN114172370B publication Critical patent/CN114172370B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/66—Regulating electric power
    • G05F1/67—Regulating electric power to the maximum power available from a generator, e.g. from solar cell
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
    • H02J1/10—Parallel operation of dc sources
    • H02J1/102—Parallel operation of dc sources being switching converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H02J2300/26—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin involving maximum power point tracking control for photovoltaic sources
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
    • Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Sustainable Development (AREA)
  • Sustainable Energy (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Abstract

本发明公开了用于光伏发电系统的一种控制电路和包含有该控制电路的一种双路光伏输入的功率变换装置，其目的在于解决组件中子电池串之间的功率控制的优化问题。本发明中的控制电路通过模拟控制模块对两路降压电路进行独立的参量配置及最大功率跟踪，避免了光伏组件内部区域的失配问题，挽回了失配的功率损失，而且控制过程分辨率高，而控制结构简单，可采用低成本芯片和周边器件，同时控制电路通过数字控制模块以修改模拟控制模块的控制变量的方式实现复杂控制功能；本发明整体上实现了利用简单、成本较低的控制架构实现了高分辨率及多功能的光伏组件子电池串级功率优化控制，并有效提高光伏组件的发电量。

Description

控制电路及双路光伏输入的功率变换装置
技术领域
本发明涉及光伏发电技术领域，特别是涉及用于光伏发电系统的一种控制电路和包含有该控制电路的一种双路光伏输入的功率变换装置。
背景技术
目前光伏系统采用的主流方案是，为每个光伏组件（也称光伏面板）配备功率变换装置（也称优化器）。功率变换装置能解决众多光伏组件相互串联（也称光伏组串）时的参量失配的问题，即由于光伏的非线性伏安特性，当部分组件受遮挡，串联各个组件的参量均受影响而改变，而不再配置在高功率的参量处。功率变换装置不仅可对所接组件进行最大功率点跟踪（MPPT），而且由于各个组件通过功率变换装置相互串联，各个光伏组件的参量独立配置，因而避免了失配问题。然而，单个光伏组件内部是由多个子电池串相连接而成的，局部子电池串受遮挡也将面临失配问题并影响整个组件的功率，并且上述方案不能解决组件内部失配问题。
为了解决组件内部失配问题，美国M公司等推出了子电池串级功率优化方案。该方案为光伏组件内3组子电池串配备对应的3个DC-DC降压变换结构，并且每个降压变换结构配备有独立的模拟控制芯片。现有技术的缺陷在于：模拟控制架构不具备电压、电流、占空比等参数监视及通信功能，难以满足电工法规的组件安全关断要求；模拟控制架构无法协调各降压变换结构之间参量，使得滤波器件将受到更高波纹电流的冲击；模拟控制架构也无法实现按照预设的电流值控制降压变换电路在同步与非同步架构之间切换，使得滤波器件容易在低电流时自放电。而数字控制架构采用数字PWM驱动，虽然能实现参数监视及通信功能，但不具备模拟控制架构所具备高分辨率、结构简单及器件成本低等的优势。
由此可见，现有的子电池串级功率优化的控制架构存在发电效率、转换效率、安全性与成本之间难以协调的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种控制电路和包含有该控制电路的一种双路光伏输入的功率变换装置，在解决光伏组件内部区域失配问题的基础上，可高辨率而成本低地实现光伏组件内部按区域进行双路光伏参量配置优化和独立MPPT控制，同时具有多项复杂控制功能：协同双路光伏功率优化之间的相位参量功能，同步与非同步架构的切换功能，以及组件级别的快速安全关断功能，整体上解决发电效率、转换效率、安全性与成本之间难以协调的问题。
为了实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：
在第一方面，本发明提供了一种控制电路，用于控制双路光伏输入的功率变换装置，该功率变换装置包括可分别从不同光伏单元中获取输入电力的第一降压电路和第二降压电路，所述第一降压电路和第二降压电路的输出端相互串联，该控制电路包括模拟控制模块和数字控制模块；所述模拟控制模块用于根据第一降压电路的模拟参量生成第一脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号可使第一降压电路的输入光伏电力被配置于最大功率点，以及根据第二降压电路的模拟参量生成第二脉宽调制信号，所述第二脉宽调制信号可使第二降压电路的输入光伏电力被配置于最大功率点；所述数字控制模块用于根据第一降压电路和第二降压电路的数字参量的特征而修改所述模拟控制模块中的控制变量，其包括：数字控制模块根据第一降压电路和第二降压电路之间的占空比差异修改第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的相位差。
上述控制电路进一步有，所述的数字控制模块根据第一降压电路和第二降压电路之间的占空比差异修改第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的相位差，包括：所述数字控制模块预设有多个关于第一降压电路和第二降压电路的占空比差值区间，并预设有多个关于第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的相位差值，每一占空比差值区间一一对应于相位差值；所述数字控制模块用于获取第一降压电路和第二降压电路的输入及输出端的数字参量，再根据输入及输出端的数字参量分别计算第一降压电路和第二降压电路的占空比值，并根据占空比值计算第一降压电路和第二降压电路的占空比差值，进而判断当前的占空比差值所属的占空比差值区间，再根据当前的占空比差值区间确定当前的相位差值，并按照相位差值对应修改第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的相位。
上述控制电路优选有，所述的数字控制模块用于根据第一降压电路和第二降压电路的数字参量的特征而修改所述模拟控制模块中的控制变量，包括：所述数字控制模块用于获取第一降压电路和第二降压电路的输出电流数字参量，修改模拟控制模块中的控制变量，以使第一降压电路和第二降压电路在同步架构与非同步架构之间切换。
上述控制电路优选有，所述的第一降压电路和第二降压电路在同步架构与非同步架构之间切换，包括：所述数字控制模块对于架构切换时的输出电流设置有预设值；当所述输出电流数字参量低于预设值时，第一降压电路和第二降压电路的拓扑结构切换为非同步架构，对应地将第一降压电路和第二降压电路的低边可控开关的控制变量修改为断开状态，第一降压电路和第二降压电路通过与低边可控开关并联的续流二极管续流；当所述输出电流数字参量高于预设值时，第一降压电路和第二降压电路的拓扑结构切换为同步架构，第一降压电路和第二降压电路的低边可控开关分别受到对应所述的第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的互补信号驱动控制。
上述控制电路优选有，所述数字控制模块包括：数字采样单元，用于获取第一降压电路和第二降压电路的数字参量；数字接口电路，用于通过与上位设备建立通信而获取控制信息参量；数字处理单元，用于根据所述数字参量的特征和/或根据所述控制信息参量，修改所述模拟控制模块中的控制变量，所述控制变量包括可使降压电路从受控于脉宽调制信号切换为受控于关断信号的变量。
上述控制电路优选有，所述模拟控制模块包括：模拟控制单元，用于根据第一降压电路的模拟参量生成第一脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号可使第一降压电路的输入光伏电力被配置于最大功率点，以及根据第二降压电路的模拟参量生成第二脉宽调制信号，所述第二脉宽调制信号可使第二降压电路的输入光伏电力被配置于最大功率点；驱动单元，用于根据第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号生成驱动信号以控制第一降压电路和第二降压电路中的可控开关；以及，时钟电路，用于将同一频率的脉冲信号提供给模拟控制单元，以生成所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号。
上述控制电路进一步有，所述模拟控制单元根据第一降压电路的输入电压、输出电压和输出电流的模拟参量生成第一脉宽调制信号，以及根据第一降压电路的输出电压和输出电流模拟参量获取功率信息以扰动第一脉宽调制信号的占空比，使得第一降压电路的输入光伏电力被配置在最大功率点；所述模拟控制单元根据第二降压电路的输入电压、输出电压和输出电流的模拟参量生成第二脉宽调制信号，以及根据第二降压电路的输出电压和输出电流模拟参量获取功率信息以扰动第二脉宽调制信号的占空比，使得第二降压电路的输入光伏电力被配置在最大功率点；所述驱动单元将第一脉宽调制信号生成驱动信号以控制第一降压电路的高边可控开关，将第一脉宽调制信号的互补信号生成驱动信号以控制第一降压电路的低边可控开关，将第二脉宽调制信号生成驱动信号以控制第二降压电路的高边可控开关，将第二脉宽调制信号的互补信号生成驱动信号以控制第二降压电路的低边可控开关。
在第二方面，本发明提供了一种ASIC集成控制芯片，包含上述任一方案中所述的控制电路。
在第三方面，本发明提供了一种双路光伏输入的功率变换装置，包含上述任一方案中所述的控制电路，该功率变换装置用于耦合于光伏组件和组件的串联总线之间，该功率变换装置还包括第一降压电路、第二降压电路和滤波电路，所述第一降压电路和第二降压电路均无电感，第一降压电路的输入端用于接入一光伏组件中的局部发电单元，第二降压电路的输入端用于接入同一光伏组件中另一区域的局部发电单元，第一降压电路与第二降压电路的输出端经过串联后连接于滤波电路的输入端，滤波电路的输出端用于耦合到串联总线。
与现有技术相比，本发明有益效果如下：
本发明中的控制电路通过模拟控制模块对两路降压电路进行独立的参量配置及最大功率跟踪，避免了光伏组件内部区域的失配问题，挽回了失配的功率损失，而且控制过程分辨率高，而控制结构简单，可采用低成本芯片和周边器件，同时控制电路通过数字控制模块以修改模拟控制模块的控制变量的方式实现复杂控制功能，不仅使功率变换装置具备组件快速安全关断功能，而且通过修改相位变量使各降压电路的运行互相协同，继而降低输出滤波的要求并提升功率变换的效率，同时还能使功率变换装置根据电流条件相应运行在同步架构与非同步架构，整体上实现了利用简单、成本较低的控制架构实现了高分辨率及多功能的光伏组件子电池串级功率优化控制，并有效提高光伏组件的发电量。
进一步地，本发明的功率变换装置通过设置串联的两路降压电路且由模拟控制模块进行低成本而高分辨率地控制，可优化光伏组件内子电池串按区域分别输出的光伏电力，实现最大功率跟踪，解决光伏组件内部区域失配问题，挽回失配所造成的功率损失，同时，本发明的功率变换装置通过数字控制模块实现多项复杂控制功能。
进一步地，本发明的控制电路中，数字控制模块根据两路降压电路的占空比差异相应地修改模拟控制模块中两路脉宽调制信号的相位差异，使得占空比较低的降压电路能够从占空比较高的降压电路中获得补充电流，从而使串联两路降压电路的输出电流的变化减弱，并使电感器两端处在极高与极低电压值的时间缩短，实现在同等感量的电感器中形成的电流纹波更低。
进一步地，本发明的控制电路中，数字控制模块根据电流的情况修改模拟控制模块的脉宽调制信号的输出状态，实现功率变换装置在同步架构与非同步架构之间的切换，避免了滤波器件在低电流时自放电，并减少了功率变换装置在低太阳辐照条件下的效率损失。
附图说明
图1为本发明实施例的控制电路的流程示意图。
图2为本发明实施例的控制电路的功能拓扑结构示意图。
图3为本发明实施例的模拟控制单元的拓扑结构示意图。
图4为本发明实施例的脉宽调制信号的特征示意图。
图5为本发明实施例的数字控制模块第一功能的流程示意图。
图6为本发明实施例在第一功能下脉宽调制信号特征示意图。
图7为本发明实施例在第一功能运行前脉宽调制信号与电流特征示意图。
图8为本发明实施例在第一功能运行后脉宽调制信号与电流特征示意图。
图9为本发明实施例在数字控制模块第二功能的流程示意图。
图10为本发明实施例的一种双路光伏输入的功率变换装置电路结构示意图。
具体实施方式
为更好的说明本发明的目的、技术方案和优点，下面结合附图和实施例对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不作为限制本发明的范围。
如图1所示，依照本发明第一方面的实施例是一种控制电路。该控制电路30用于控制具有双路光伏输入的功率变换装置20。其中，双路光伏输入是指：功率变换装置20具有第一降压电路21a和第二降压电路21b，第一降压电路21a设有作为输入端的V_i1端，第二降压电路21b设有作为输入端的V_i2端和，V_i1端和的V_i2端可以分别接入到一块光伏组件内部的不同光伏单元，以获取输入电力。另外，第一降压电路21a设有作为输出端的V_o1端，第二降压电路21b设有作为输出端的V_o2端，V_o1端和V_o2端相互串联，以使两路降压电路的电力经串联后电压提升。功率变换装置20的输出端是V_cvt端，也即是指V_o1端的正极和V_o2端的负极。V_cvt端将经两路降压电路变换后的电力提供给下一级设备。如多个功率变换装置经其V_cvt端串联后将输出电力提供给下一级逆变器。再者有，第一降压电路21a和第二降压电路21b均为BUCK拓扑结构的降压电路，即配置为能将电压较高的输入电力降压变换为电压较低的输出电力。本实施例所述的控制电路30被配置为用于提供信号，以控制包含有输入独立而输出串联的两路降压电路的功率变换装置20。
如图1所示，为实现控制上述功率变换装置20，本实施例的控制电路30设置有模拟控制模块31。模拟控制模块31能够控制第一降压电路21a进行降压变换及最大电力跟踪，即被配置为根据第一降压电路21a的模拟参量生成第一脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号可使第一降压电路21a的输入光伏电力被配置于最大功率点。同时，模拟控制模块31能够控制第二降压电路21b进行降压变换及最大电力跟踪，即被配置为根据第二降压电路21b的模拟参量生成第二脉宽调制信号，所述第二脉宽调制信号可使第二降压电路21b的输入光伏电力被配置于最大功率点。
在本实施例中，需要说明的是，所述的模拟控制模块31具有对应于第一降压电路的第一组模拟参量和对应于第二降压电路的第二组模拟参量。第一脉宽调制信号借助第一组模拟参量生成，第二脉宽调制信号借助第二组模拟参量生成。本实施例所述的模拟参量是指幅度，或频率，或相位随时间作连续改变的电信号。模拟参量是从设在对应降压电路的传感器中获取电信号。根据传感器的类型和设置方式，模拟参量可以表示降压电路的电压值、电流值等的电参量信息，还可以表示由电压与电流经再次运算得出诸如功率等的电参量信息。根据传感器的设置位置，模拟参量可以表示降压电路输入端或输出端的电参量信息。为了便于运算，模拟参量通常是，根据各降压电路的实际的输入电压电流和输出电压电流等参量按标定比例缩小的比例值。例如，输入到模拟控制模块31的输入电压模拟参量与第一降压电路21a的实际输入电压的比值是常数。举例说明，本实施例的第一组模拟参量可以是指来自设置在第一降压电路的传感器感测到的分别表示输入电压、输入电流、输出电压和输出电流等的多个模拟参量。
在本实施例中，需要说明的是，所述模拟控制模块31生成的脉宽调制信号，是指由脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，简称PWM）方式形成的信号。本实施例中脉宽调制信号是由模拟参量通过控制电路30的模拟运算及调制处理而生成的，通过扰动脉宽信号的占空比，从而配置降压电路输入、输出电参量，进而实现串联结构的输出参量配置功能和光伏输入电力的最大功率跟踪。详细来说，脉宽调制信号的占空比，标志符号为D，是指脉宽调制信号中导通时间T_on与脉冲周期T的比值。在任一脉冲周期T内，输入电力仅有T_on时间导通，而有T_off时间是断开的，因而输出电压相比于输入电压下降了T_on/T。同时，由于滤波器件的作用且PWM的频率较高，因而导通和断开对输出电流突变影响较小，输出电力整体近似于直流。上述参量关系可表示为：D=Uo/Ui=T_on/T。值得说明的是，各降压电路仅改变输入及输出电压参量差异，或改变输入及输出电流参量差异，而除了器件损耗以外，输出功率相比于输入功率未发生改变。
如图1所示，为实现控制上述功率变换装置20，本实施例的控制电路30还设置有数字控制模块32。数字控制模块32具有修改模拟控制模块31中控制变量的功能，即根据第一降压电路21a和第二降压电路21b的数字参量的特征修改模拟所述模拟控制模块31中的控制变量。
需要说明的是，本实施例中，所述的数字控制模块32可获取各降压电路的数字参量。该数字参量可来自于受控的功率变换装置20中传感器的模拟参量，抑或者来自于模拟控制模块31中的模拟参量。这些模拟参量与控制第一降压电路21a和第二降压电路21b相关联，并经模数变换为数字参量。数字参量是指自变量是离散的、因变量也是离散的信号，其有利于进行记录、可编程逻辑控制和传输等数字处理方式。数字参量所表示的电参量信息与其模数变换前的相一致。本实施例中，数字参量可以是表示输入电压、输入电流、输出电压、输出电压、脉宽调制信号等的数字信号。数字参量的特征，是指数字参量作为变化的信号所具有幅值、相位和周期等特征，其可以是电流电压参量的数值特征信息，又或者是脉宽调制信号参量的相位或占空比等特征信息。数字控制模块32通过关注数字参量的特征，可自行诊断功率变换装置20的异常运行状态，或者对功率变换装置20的运行状态作进一步优化。控制变量是指在模拟控制模块31中的能影响降压电路受控状态的变量，包括模拟控制模块31的输入的模拟参量、中间的运算参量和输出的脉宽调制信号参量等。控制变量的修改可以是以影响降压电路受控状态为目的地，如通过修改控制变量的幅值、相位或频率等实现对降压电路中可控开关的开关状态调整、开关频率调整或开关相位调整。
本实施例的特点在于，两路降压电路的降压变换及最大电力跟踪的控制部分均由模拟控制模块31实现，而需要记录、可编程逻辑控制与传输等的控制部分，则由数字控制模块32通过修改模拟控制电路30控制变量的方式来实现。由于模拟控制模块31直接参与第一降压电路21a和第二降压电路21b的控制，并实现子电池串的参量配置和最大功率点跟踪，从而极大的提升子电池串的发电量与挽回失配时的发电损失。数字控制模块32不直接控制第一降压电路21a和第二降压电路21b，而是通过修改模拟控制模块31中的控制变量，间接地改变第一降压电路21a和第二降压电路21b的运行状态。当功率变换装置20配置了本实施例的控制电路30，可通过模拟控制模块31实现光伏组件分两路输出光伏电力，且每路光伏电力均能快速稳定地配置在最大功率点，因而当环境因素而导致的最大功率点不同时能避免两路光伏电力相互影响；同时，基于数字控制模块32对模拟控制模块31的变量修改实现更为丰富的控制功能，以实现提高变换效率和运行安全等的目标。
如图2所示，依照本发明的一个实施例的控制电路30，可所应用于图示的功率变换装置20。其中，第一降压电路21a设置有第一高边可控开关M11和第一低边可控开关M12，第二降压电路21b设置有第二高边可控开关M21和第二低边可控开关M22。其中，第一高边可控开关M11串联连接在V_i1端和V_o1端的正极之间，第一低边可控开关M12并联在V_o1端的正负极之间，第二高边可控开关M21串联连接在V_i2端和V_o2端的正极之间，第二低边可控开关M22并联在V_o2端的正负极之间。V_i2端的正极和V_o1端的负极相互连接，V_o1端的正极和V_i2端的负极作为两降压电路相互串联后的输出端。经脉宽调制信号控制的第一高边可控开关M11和第二高边可控开关M21能够通过对输入直流电力以斩波的方式进行降压变换，实现输出电压低于输入电压的变换功能，经脉宽调制信号控制的第一低边可控开关M12和第二低边可控开关M22在其对应高边可控开关关断时导通，实现串联的降压电路的续流。
可以理解的是，典型的BUCK拓扑结构的降压电路，还可以仅设置高边可控开关，同时以续流二极管替代低边可控开关，实现串联的降压电路续流。在较优的BUCK拓扑结构中，降压电路中的可控开关采用的是MOSFET管，其内部并联设有寄生二极管210。
如图2所示，依照本发明的一个实施例，模拟控制模块31由模拟控制单元311、驱动单元和时钟电路313组成。本实施例有，模拟控制单元311接入可感测第一降压电路21a输入电压的V11传感器，可感测第一降压电路21a输出电压的V12传感器，可感测第二降压电路21b输入电压的V21传感器，可感测第二降压电路21b输出电压V22传感器，可感测串联的两路降压电路输出电流的A2传感器。由此，模拟控制单元311分别获取表示第一降压电路21a输入电压的UA_in1模拟参量，表示第一降压电路21a输出电压的UA_out1模拟参量，表示第二降压电路21b输入电压的UA_in2模拟参量，表示第二降压电路21b输出电压的UA_out2模拟参量，表示各降压电路串联输出电流的IA_out模拟参量。概括来说，本实施例中模拟控制单元311根据UA_in1、UA_out1和IA_out模拟参量生成第一脉宽调制信号PWM1，根据模拟参量扰动第一脉宽调制信号的占空比，以使第一降压电路21a的实际输入参量跟踪并保持在最大功率点。根据UA_in2、UA_out2和IA_out模拟参量生成第二脉宽调制信号PWM2，根据模拟参量扰动第二脉宽调制信号的占空比，以使第二降压电路21b的实际输入参量跟踪并保持在最大功率点。
依照本实施例的一个具体方案有，如图3所示，所述模拟控制单元311具有生成第一脉宽调制信号的第一MPPT环节911、第一比较环节912、第一PI调节环节913、第一载波环节914和第一PWM生成环节915。V12传感器和A2传感器分别将UA_out1和IA_out模拟参量提供给第一MPPT环节911，依次获取第一降压电路的输出功率信息，并在实际最大功率点变化时提供改变量。V11传感器将UA_in1模拟参量提供给第一比较环节912与第一MPPT环节911。第一MPPT环节911根据改变量和UA_in1模拟参量生成参考值U_ref1，并将参考值U_ref1提供给第一比较环节912，以比较于UA_in1模拟参量。第一比较环节912将比较的误差结果提供给第一PI调节环节913。第一PI调节环节913对误差结果进行比例积分模拟运算，将运算结果提供给第一载波环节914。第一载波环节914由时钟电路313提供脉冲信号，并将运算结果调制为与第一PWM生成环节915相应的响应级别，最终由第一PWM生成环节915生成第一脉宽调制信号。所述模拟控制单元311还具有生成第二脉宽调制信号的第二MPPT环节921、第二比较环节922、第二PI调节环节923、第二载波环节924和第二PWM生成环节925，并且模拟控制单元311基于相似的控制逻辑生成第二脉宽调制信号。
详细来说，模拟控制单元311根据UA_in1、UA_out1和IA_out模拟参量生成第一脉宽调制信号PWM1，根据UA_out1和IA_out模拟参量（包含了功率信息）生成对输入电压的改变量，根据改变量和UA_in1模拟参量生成U_ref1参考值。在任一次MPPT过程中，因MPPT响应周期较快而UA_out1视作未发生改变，U_ref1参考值因相比于UA_in1模拟参量改变了，从而PWM1信号的占空比D1被扰动，直至使第一降压电路21a的输出功率在最大值处。可以理解，输出功率为当前最大值时，输入功率也是当前最大值，且输入电压被配置在最大功率点（MPP）。需说明，当跟踪到最大功率点后，实际输出电压或输出电流在保持功率不变的情况下，可以产生改变。在两次MPPT过程之间，由于最大功率点未产生改变，则所生成对输入电压的改变量为零，U_ref1参考值保持在最大功率点处。当第一降压电路21a的输出电压产生了变化，将不会对U_ref1参考值产生改变。根据降压电路D=Uo/Ui可知，U_ref1参考值未改变，当UA_out1模拟参量改变了，模拟控制单元311将自适应地调节PWM1信号的占空比，使UA_in1模拟参量继续保持在U_ref1参考值处，也即是在最大功率点处。
由此可见，本实施例的模拟控制模块31，通过以MPPT为目的地扰动第一脉宽调制信号的占空比，可使第一降压电路的输入电压设置在最大功率点，且随环境变化更新最大功率点输入电压，实现输入光伏单元的功率最大化；同时，模拟控制模块31适应于下一级设备对参量控制的改变，并为了将输入电压保持在最大功率点处，而自适应地调节第一脉宽调制信号的占空比，从而实现解决子电池串参量失配的问题。
依照本实施例的一个具体方案有，如图2所示，驱动单元设置有两个，分别为第一驱动单元312a和第二驱动单元312b。本实施例有，模拟控制单元311将PWM1信号提供给第一驱动单元312a，并将PWM2信号提供给第二驱动单元312b。第一驱动单元312a根据PWM1信号生成驱动第一高边可控开关M11的PWM_TG1驱动信号，并生成驱动第一低边可控开关M12的PWM_BG1驱动信号。第二驱动单元312b根据PWM2生成驱动第二高边可控开关的PWM_TG2驱动信号，并生成驱动第二低边可控开关的PWM_BG2驱动信号。
如图4所示，需要说明的是，第一降压电路21a和第二降压电路21b均分别配置有高边可控开关和低边可控开关，为同步架构。具体的，PWM_TG1驱动信号与PWM1信号具有相同的周期和导通时间，即占空比相同，而具有不同的幅值，因而PWM_TG1驱动信号足以驱动可控开关的启闭。但是，PWM_TG1驱动信号的周期、相位和占空比均由PWM1信号所确定。同时，PWM_BG1驱动信号为PWM_TG1驱动信号的互补信号，即第一高边可控开关M11的导通时间T_on等于第一低边可控开关M12的断开时间T_off，而第一高边可控开关M11的断开时间T_off等于第一低边可控开关M12的导通时间T_on。第一高边可控开关M11的占空比与第一低边可控开关M12的占空比之和为1。同理，PWM_TG2驱动信号与PWM2信号具有相同的周期和导通时间，即占空比相同，而具有不同的幅值。PWM_BG2驱动信号为PWM_TG2驱动信号的互补信号。
可以理解的是，由于模拟控制单元311分别独立生成PWM1和PWM2的特点，PWM1和PWM2之间的占空比和相位可形成差异。同时，由于两路脉宽调制信号由同一时钟电路313提供，因此PWM1和PWM2的周期相同。以图4为例，PWM1的占空比D1为0.9，参考初始脉冲信号的相位角为0°，而PWM2的占空比D2为0.8，参考初始脉冲信号的相位角为72°，同时PWM1和PWM2的脉冲周期T相同。在t1和t3时间段里，第一高边可控开关M11和第二高边可控开关M21均为导通状态，第一低边可控开关M12和第二低边可控开关M22均为断开状态，形成两路光伏单元在串联对外输出光伏电力的结构。在t2时间段里，第一高边可控开关M11为断开状态而第一低边可控开关M12导通状态，同时第一高边可控开关M11为导通状态而第一低边可控开关M12为断开状态，形成第二降压电路21b对外输出光伏电力的结构，而第一降压电路21a的光伏电力停止对外输出。在t4时间段里，第一高边可控开关M11为导通状态而第一低边可控开关M12断开状态，同时第一高边可控开关M11为断开状态而第一低边可控开关M12为导通状态，形成第一降压电路21a对外输出光伏电力的结构，而第二降压电路21b的光伏电力停止对外输出。由此可见，在PWM1和PWM2的配置下，两路降压电路对于滤波器件具有充电和放电的周期，实现电力降压变换的功能，同时两路降压电路的关断时间向交错，使得滤波器件处在极高与极低电压值的时间缩短，实现在同等感量的电感器中形成的电流纹波更低。
如图2所示，依照本发明的一个实施例，数字控制模块32由数字采样单元322、数字处理单元321、数字接口电路323和存储单元324组成。本实施例有，数字采样单元322可从模拟控制单元311的输入侧获取UA_in1、UA_out1、UA_in1、UA_out1、IA_out模拟参量，并对应转换为UD_in1、UD_out1、UD_in1、UD_out1、ID_out数字参量。各数字参量所表示的电参量相同于模数转换前的模拟参量。例如UD_in1数字参量与UA_in1模拟参量，均可表示第一降压电路21a的输入电压。本实施例有，数字处理单元321可通过数字接口电路323与诸如光伏逆变器的下一级设备建立通信而获取控制信息参量。可以理解的是，数字处理单元321也可通过数字接口电路323发送数字参量。本实施例有，存储单元324为数字非易失性存储器，可记录数字参量、控制信息参量及数字处理单元321的控制程序。在本实施例的一方案中，数字处理单元321能够通过数字采样单元322获取数字参量，并对数字参量进行数字运算、逻辑判断、记录和传输等处理而获得数字参量的特征，根据特征而相应修改模拟控制模块31中的控制变量。在本实施例的另一方案中，数字处理单元321还能根据数字接口电路323获取控制信息参量修改模拟控制模块31中的控制变量。
（一）依照本发明的控制电路，可实现双路光伏输入的功率变换装置在独立MPPT控制条件下的多相位差控制协同运行，降低输出滤波的要求，提升功率转换效率。
如图2所示，依照本发明的一个实施例，数字控制模块32根据本地数字参量获取PWM1和PWM2之间的占空比差异，根据占空比差异变化而相应地生成Sig1修改指令，Sig1修改指令能修改模拟控制模块31中作为控制变量的第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号之间的相位差值。由图4中模拟控制模块31所生成的各控制变量可知，数字处理单元321可根据占空比的差异而实现优化控制变量，使功率变换装置20的电流波纹降低。
参考图5，依照本实施例的一个具体方案，数字控制模块32具有根据两路降压电路之间的占空比差值而修改模拟控制模块所生成两路PWM信号之间的相位差值的功能。该功能具体包括流程：数字处理单元321根据第一降压电路21a的UD_in1及UD_out1数字参量计算出第一脉宽调制信号的占空比值，根据第二降压电路21b的UD_in2及UD_out2数字参量计算出第二脉宽调制信号的占空比值，计算第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号之间的占空比差值，判断当前占空比差值所在的占空比差值区间，根据占空比差值区间确定相对应的第一脉宽调制信号与第二脉宽调制信号的相位差值，按照相位差值生成修改指令并将修改指令提供给模拟控制模块31。模拟控制模块31将按照修改指令调节第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的相位。
需要说明的是，依照本实施例的一个具体方案，为获取各脉宽调制信号的占空比，数字处理单元321通过数字采样单元322采集UD_in1和UD_out1数字参量，对UD_in1和UD_out1数字参量进行比例数字运算获得PWM1信号的占空比值D1。同时，数字处理单元321通过数字采样单元322采集UD_in2和UD_out2数字参量，对UD_in2和UD_out2数字参量进行比例数字运算获得PWM2信号的占空比值D2。基于相同的原理，数字处理单元321也可以通过输出电流和输入电流的比值确定占空比。依照本实施例的另一个具体方案，为获取各脉宽调制信号的占空比，数字处理单元321可通过直接采集脉宽调制信号的方式，分别获取PWM1信号的占空比值D1和PWM2信号的占空比值D2，继而计算出占空比差值。举例说明，数字处理单元321可获取PWM1信号，并计算PWM1信号的高电平时长和低电平时长，根据高电平时长与脉冲周期时长的比值可计算出PWM1信号的占空比值D1。
依照本实施例的一个附图未示出的方案中，PWM1与PWM2信号的相位差值随占空比值D1与D2的差值改变而连续地改变。其中占空比差值与PWM相位差值的关系满足公式：△φ=180°*|D1-D2|+180°，其中，△φ是相位差值，D1是PWM1信号的占空比，D2是PWM2信号的占空比，|D1-D2|表示占空比差异的绝对值。该相位差值设置方式能使两路脉宽调制信号开关状态在一定程度上互补，从而使滤波器件处在极高与极低电压值的时间缩短。
依照本实施例的方案，数字控制模块32设置有4个关于D1与D2的占空比差值区间，并对应于每个占空比差值区间，均预设有关于PWM1与PWM2信号的调制信号相位差值，如下表所示：
区间1 区间2 区间3 区间4
占空比差值区间 [0，0.2] (0.2，0.4] (0.4，0.6] (0.6，1]
调制信号相位差值 180° 216° 252° 288°
值得说明的是，本实施例的控制电路30是两路PWM信号，因此调节相位差值的方式可以是，其中一路PWM信号的相位不做调节，而调节另一路的PWM信号的相位，从而形成两路PWM信号的相位差值。在本实施例中，采取PWM1信号不做调节，而调节PWM2信号的相位，实现按照指令修改相位差值。当D1大于D2时，PWM2信号的相位正向移动预设相位角，而当D1小于D2时，PWM2信号的相位负向移动预设相位角。在一般情况下，两路PWM信号之间的占空比差值不会超过0.8，因而当差值大于0.8之后不再单独设置对应调节的两路PWM信号相位差值。按照上表的关系调节PWM信号的相位，可实现PWM1信号导通时间与PWM2信号关断时间之间的相互配合，而PWM1信号关断时间与PWM2信号导通时间之间的相互配合，从而实现脉冲周期内避免两路降压电路有过长的时间同时导通或者同时关断，继而有效降低波纹电流。可以理解的是，数字控制模块32设置有相应的调修电路，以修改模拟控制模块31所生成两路PWM信号的相位差值。本实施例基于成本和效果的平衡采用了4挡相位差值调节。
图6展示了依照本实施例的PWM1与PWM2信号的相位差值修改示例，PWM1信号的占空比值D1为0.9，参考初始脉冲信号的相位角为0°。在第一种情况下，PWM2信号的占空比值D2为0.9，参考初始脉冲信号的相位角为0°。图6可见，PWM1信号和PWM2信号之间的相位角相同，相位差值为0，因而在一脉冲周期内，在T_on时间里，第一降压电路21a和第二降压电路21b是同时导通输出的，而T_off时间里，第一降压电路21a和第二降压电路21b是是同时处于断开状态，这将使得输出电流随电压突变而形成信号振荡，并形成较高的波纹电流。如若采用本实施例的控制电路30，当占空比值D1和D2同为0.9，则占空比差值是0，所在的占空比差值区间是[0，0.2]，数字处理单元321生成Sig1修改指令，对应区间1的调制信号相位差值，将模拟控制模块31中PWM2信号的相位角修改为180°。此时PWM1信号和PWM2信号之间的相位差值为180°，则由图6可见PWM2信号关断时间处于PWM1信号导通时间的中间点，并且PWM1信号关断时间处于PWM2信号导通时间的中间点。因此，两路降压电路的波纹电流得到有效降低。基于相似的原理，在第二种情况下，PWM1信号不变，而PWM2信号的占空比值D2为0.7，参考初始脉冲信号的相位角为0°，则由图6可见，PWM1信号和PWM2信号的关断时间有部分是重合的。如若采用本实施例的控制电路30，D1和D2的占空比差值是0.2，所在的占空比差值区间是(0.2，0.4]，则数字处理单元321生成Sig1修改指令，使模拟控制模块31中PWM2信号的相位角修改为216°，从而将PWM1信号和PWM2信号之间的相位差值从180°调整为216°，由图6可见两路降压电路的波纹电流得到了有效的改善。基于相似的原理，在第三种情况下，PWM1信号和PWM2信号的占空比差值为0.4，所在的占空比差值区间是(0.4，0.6]，数字处理单元321生成Sig1修改指令，将调制信号相位差值调整为252°；在第四中情况下，PWM1信号和PWM2信号的占空比差值为0.6，所在的占空比差值区间是(0.6，1]，数字处理单元321生成Sig1修改指令，将调制信号相位差值调整为288°。第三与第四种情况，两路降压电路的波纹电流也得到了有效的改善。
图7展示了第二种情况的PWM1与PWM2信号相位差修改前的电流信号状态。PWM1的占空比值D1为0.9，PWM2的占空比值D2为0.7，两路脉冲调制信号的参考初始脉冲信号的相位角均为0°。PWM1信号将使第一降压电路21a有T_on时间对滤波器件充能，而有T_off时间给予滤波器件释能，在滤波器件形成如图7的电流波形。同样的，PWM2信号将使第二降压电路21b有T_on时间对滤波器件充能，而有T_off时间给予滤波器件释能，在滤波器件形成如图7的电流波形。PWM1信号的释能时间，PWM2信号也同样处于释能状态。PWM2的充能时间，PWM1信号也同样处于充能状态。串联的两路降压电路，将使得在滤波器件释能状态时电流下降较快，而在滤波器件充能状态时电流上升较快，从而使波纹电流的幅值较高。
图8展示了第二种情况的PWM1与PWM2信号相位差经本实施例的控制电路30控制后的电流信号状态。由图中可见D2经数字处理模块的修改而相位角调整为216°，在滤波器件形成的电流波形发生了相位的改变，从而使得两路降压电路串联后，电流的升降变得更为平缓，从而使得波纹电流的幅值降低。
由此可见，本实施例中，数字控制模块根据两路降压电路的占空比差异相应地修改模拟控制模块中两路脉宽调制信号的相位差异，使得占空比较低的降压电路能够从占空比较高的降压电路中获得补充电流，从而使串联两路降压电路的输出电流的变化减弱，并使电感器两端处在极高与极低电压值的时间缩短，实现在同等感量的电感器中形成的电流纹波更低。
（二）依照本发明的控制电路用于两路降压电路在同步架构与非同步架构之间切换功能，以实现在不同太阳辐照条件与光伏单元输出电流下发电效率与系统安全的平衡。
如图2所示，依照本发明的一个实施例，数字控制模块32根据本地的输出电流数字参量的幅值特征，而相应地生成Sig2修改指令，Sig2修改指令能修改模拟控制模块31中作为控制变量的PWM_BG1和PWM_BG2驱动信号的输出状态，从而实现降压电路在同步架构和非同步架构之间的切换。具体地说，同步架构中，控制电路30以互补的脉宽调制信号分别控制降压电路的高边可控开关和低边可控开关。在本实施例中，第一低边可控开关M12和第二低边可控开关M22均采用MOSFET管，MOSFET管设有并联在器件源极和漏极之间的寄生二极管210。当第一低边可控开关M12或第二低边可控开关M22受控处于关断状态（即不再受控于脉宽调制信号），寄生二极管210将起到电流续流的作用，使降压电路调整为非同步架构。
参考图9，依照本实施例的一个具体方案，数字控制模块32为实现降压电路在同步架构和非同步架构之间的切换，具体包括流程：获取表示输出电流的ID_out数字参量，将ID_out数字参量比较于预设值，当ID_out数字参量低于预设值时，数字控制模块32生成Sig2修改指令，将模拟控制模块31中两路驱动单元的PWM_BG1及PWM_BG2驱动信号的输出状态修改为断开；当ID_out数字参量高于预设值时，数字控制模块32生成Sig2修改指令，将模拟控制模块31中两路驱动单元的PWM_BG1及PWM_BG2驱动信号的输出状态修改为导通。
需要说明的是，本实施例中，当低边驱动信号的输出状态为导通时，第一低边可控开关M12和第二低边可控开关M22受控于脉宽调制信号，当低边驱动信号的输出状态修改为断开，第一低边可控开关M12和第二低边可控开关M22不再受控于脉宽调制信号，而改变为常闭状态。当第一低边可控开关M12和第二低边可控开关M22为常闭状态，串联电流将借助寄生二极管210进行续流。依照本实施例更具体有，预设值设定在0.5A。当实时输出电流高于0.5A，数字控制模块32将降压电路的运行模式设置为同步架构，当实时输出电流低于0.5A，数字控制模块32将降压电路的运行模式设置为非同步架构。由于降压电路通过高边可控开关以斩波方式实现功率变换，因此需要配置滤波器件防止变换过程的电流突变，使电流维持在直流。在早晚辐照较低的情况下，串联的两路降压电路的输出电流较低，此时低边可控开关的导通可能会导致滤波器件出现自放电现象。依照本实施例的控制电路30，借助数字控制模块32生成Sig2修改指令修改模拟控制模块31中对应低边可控开关的驱动信号的输出状态，使得在低电流时功率变换装置调整为非同步架构（通过寄生二极管210防止滤波器件自放电）以提高安全性，而在正常电流时功率变换装置在同步架构下进行高效降压变换。
由此可见，数字控制模块32根据电流的情况修改模拟控制模块的脉宽调制信号的输出状态，实现功率变换装置在同步架构与非同步架构之间的切换，避免了滤波器件的低电流自放电，并减少了低太阳辐照条件下的降压功率变换的效率损失。
（三）依照本发明的控制电路拥有在光伏组件级别上快速安全关断的功能，以满足电工法规要求。
如图2所示，依照本发明的一个实施例，数字控制模块32根据下一级设备的控制信息参量，而相应地生成Sig3修改指令，Sig3修改指令能通过修改模拟控制单元311，使第一降压电路21a和第二降压电路21b从受脉宽调制信号控制修改为关断控制，从而使降压电路由降压变换模式调整为关断模式。具体地，Sig3修改指令通过改变模拟控制电路30中两路驱动单元的高边驱动信号输出状态，以实现将降压电路从降压变换模式变为关断模式。举例说明，与Sig2修改指令的类似方式，第一驱动单元的PWM_TG1驱动信号的输出线路上设置有修改开关，数字控制模块32通过调整该修改开关的通断状态，以控制PWM_TG1驱动信号的输出状态。当PWM_TG1驱动信号的输出状态为断开时，第一高边可控开关M11将因没有接收到驱动信号而恢复至常闭状态，从而实现光伏电力的快速关断。在一个案例中，当下一级设备因异常故障而停机，可将以断开光伏单元为目的的控制信息参量提供给数字控制模块32，数字控制模块32相应地生成Sig3修改指令，模拟控制模块31中两路驱动单元的PWM_TG1驱动信号和PWM_TG2驱动信号不再输出（也可以理解为PWM信号占空比被修改为零），第一高边可控开关M11和第二高边可控开关M21调整为关断状态，实现光伏组件级别上快速安全关断。
可以理解的是，依照本发明的其他实施例中，数字控制模块32可通过数字接口电路323发送数字参量给下一级设备。由如图3示出的模拟控制单元311实施例中可知，输出电流和输出电压参量由下一级设备确定，将功率变换装置20的本地输出电参量以数字形式发送给下一级设备，能更有利于下一级设备对光伏能量的控制。
由此可见，本实施例中，模拟控制模块31能根据模拟参量生成控制功率变换装置中可控开关的脉宽调制信号，实现基础的最大功率点跟踪为目的降压变换，而数字控制模块32根据数字参量修改模拟控制模块31中的控制变量，以间接的方式实现控制功率变换装置中可控开关的运行状态，实现光伏组件级别上快速安全关断。
依照本发明第二方面的实施例是一种ASIC集成控制芯片。该ASIC集成控制芯片是由上述各个实施例描述的控制电路30所配置而成。ASIC集成控制芯片是可以是指应特定用户要求和特定电子系统的需要而设计、制造的集成电路。可参照图2，该ASIC集成控制芯片设置有各个实施例中所述的模拟控制模块31和数字控制模块32。该ASIC集成控制芯片还具有若干获取模拟参量的端口（如UA_in1、UA_in2、UA_out1、UA_out2和IA_out模拟参量），将模拟参量转换为数字参量的模数转换电路，两组PWM信号输出端口（每组分别具有对应控制高边可控开关和低边可控开关的PWM信号），读写数字参量的端口。其中，每组PWM信号的占空比是独立变化的，能使得输入电压或输入电流设置在当前最大功率点处。在本实施例的一个具体方案，当每组PWM信号的占空比差值改变至一定状态，PWM信号的相位差值也随之发生改变。在本实施例的另一个具体方案，当表示输出电流的数字参量低于预设值时，每组PWM信号中对应控制低边可控开关的信号不再显示出脉冲周期特征，而是为关断信号。在本实施例的其他具体方案，当对读写数字参量的端口写入控制信息参量，每组PWM信号中对应控制高边可控开关的信号不再显示出脉冲周期特征，而是为关断信号。
如图10所示，依照本发明第三方面的实施例是一种双路光伏输入的功率变换装置。该功率变换装置20配置有上述各实施例中所述的控制电路30，或者配置有上述实施例所述的ASIC集成控制芯片。该功率变换装置20还配置有第一降压电路21a、第二降压电路21b和滤波电路。详细来说，第一降压电路21a和第二降压电路21b均无电感，两者串联的输出端连接到滤波电路的输入端，滤波电路的输出端作为功率变换装置20输出端的V_cvt端。相比于图2可见，具体地，第一降压电路21a设有输入电容C1，输入电容C1并联在V_i1端的正负极之间。第二降压电路21b设置有输入电容C2，输入电容C2并联在V_i2端的正负极之间。滤波电路串联设置在V_o1端正极和V_cvt端正极之间的电感L，以及并联设置在V_cvt端正负极之间的输出电容C。依照本实施例的功率变换装置，数字控制模块32可根据占空比差值生成Sig1修改指令改变两路脉宽调制信号间的相位差值，从而使通过电感L的波纹电流减少。依照本实施例的功率变换装置，数字控制模块32在两路降压电路输出电流低于预设值时将低边可控开关调整为关断。依照本实施例的功率变换装置，数字控制模块32可获取控制信息参量，并根据控制信息参量将高边可控开关调整为关断。
依照本实施例具体的方案，第一降压电路21a的V_i1端接入到一光伏组件10中的第一局部发电单元11a，第二降压电路21b的V_i2端接入到一光伏组件10中的第二局部发电单元11b。第一局部发电单元11a是光伏组件10上部区域6串子电池串经过串并联连接构成的，而第二局部发电单元11b是光伏组件10下部区域6串子电池串经过串并联连接构成的。功率变换装置20有两路独立的光伏输入，并且可分别跟踪第一局部发电单元11a的最大功率点和第二局部发电单元11b的最大功率点，使得光伏组件上下区域独立地配置参量，避免因辐照差异而导致的失配，继而挽回光伏发电的损失。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
以上实施例主要描述了本发明的基本原理、主要特征和优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (9)

1.一种控制电路，用于控制双路光伏输入的功率变换装置(20)，该功率变换装置(20)包括可分别从不同光伏单元中获取输入电力的第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)，所述第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的输出端相互串联，其特征在于，该控制电路(30)包括模拟控制模块(31)和数字控制模块(32)；
所述模拟控制模块(31)用于根据第一降压电路(21a)的模拟参量生成第一脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号可使第一降压电路(21a)的输入光伏电力被配置于最大功率点，以及根据第二降压电路(21b)的模拟参量生成第二脉宽调制信号，所述第二脉宽调制信号可使第二降压电路(21b)的输入光伏电力被配置于最大功率点；
所述数字控制模块(32)用于根据第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的数字参量的特征而修改所述模拟控制模块(31)中的控制变量，其包括：数字控制模块(32)根据第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)之间的占空比差异修改第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的相位差。
2.如权利要求1所述的一种控制电路，其特征在于，所述的数字控制模块(32)根据第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)之间的占空比差异修改第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的相位差，包括：
所述数字控制模块(32)预设有多个关于第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的占空比差值区间，并预设有多个关于第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的相位差值，每一占空比差值区间一一对应于相位差值；
所述数字控制模块(32)用于获取第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的输入及输出端的数字参量，再根据输入及输出端的数字参量分别计算第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的占空比值，并根据占空比值计算第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的占空比差值，进而判断当前的占空比差值所属的占空比差值区间，再根据当前的占空比差值区间确定当前的相位差值，并按照相位差值对应修改第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的相位。
3.如权利要求1所述的一种控制电路，其特征在于，所述的数字控制模块(32)用于根据第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的数字参量的特征而修改所述模拟控制模块(31)中的控制变量，包括：
所述数字控制模块(32)用于获取第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的输出电流数字参量，修改模拟控制模块(31)中的控制变量，以使第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)在同步架构与非同步架构之间切换。
4.如权利要求3所述的一种控制电路，其特征在于，所述的第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)在同步架构与非同步架构之间切换，包括：
所述数字控制模块(32)对于架构切换时的输出电流设置有预设值；
当所述输出电流数字参量低于预设值时，第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的拓扑结构切换为非同步架构，对应地将第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的低边可控开关的控制变量修改为断开状态，第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)通过与低边可控开关并联的续流二极管续流；
当所述输出电流数字参量高于预设值时，第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的拓扑结构切换为同步架构，第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的低边可控开关分别受到对应所述的第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的互补信号驱动控制。
5.如权利要求1所述的一种控制电路，其特征在于，所述数字控制模块(32)包括：
数字采样单元(322)，用于获取第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)的数字参量；
数字接口电路(323)，用于通过与上位设备建立通信而获取控制信息参量；
数字处理单元(321)，用于根据所述数字参量的特征和/或根据所述控制信息参量，修改所述模拟控制模块(31)中的控制变量，所述控制变量包括可使降压电路从受控于脉宽调制信号切换为受控于关断信号的变量。
6.如权利要求1所述的一种控制电路，其特征在于，所述模拟控制模块(31)包括：
模拟控制单元(311)，用于根据第一降压电路(21a)的模拟参量生成第一脉宽调制信号，所述第一脉宽调制信号可使第一降压电路(21a)的输入光伏电力被配置于最大功率点，以及根据第二降压电路(21b)的模拟参量生成第二脉宽调制信号，所述第二脉宽调制信号可使第二降压电路(21b)的输入光伏电力被配置于最大功率点；
驱动单元(312)，用于根据第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号生成驱动信号以控制第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)中的可控开关；以及，
时钟电路(313)，用于将同一频率的脉冲信号提供给模拟控制单元(311)，以生成所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号。
7.如权利要求6所述的一种控制电路，其特征在于，所述模拟控制单元(311)根据第一降压电路(21a)的输入电压、输出电压和输出电流的模拟参量生成第一脉宽调制信号，以及根据第一降压电路(21a)的输出电压和输出电流模拟参量获取功率信息以扰动第一脉宽调制信号的占空比，使得第一降压电路(21a)的输入光伏电力被配置在最大功率点；所述模拟控制单元(311)根据第二降压电路(21b)的输入电压、输出电压和输出电流的模拟参量生成第二脉宽调制信号，以及根据第二降压电路(21b)的输出电压和输出电流模拟参量获取功率信息以扰动第二脉宽调制信号的占空比，使得第二降压电路(21b)的输入光伏电力被配置在最大功率点；
所述驱动单元(312)将第一脉宽调制信号生成驱动信号以控制第一降压电路(21a)的高边可控开关，将第一脉宽调制信号的互补信号生成驱动信号以控制第一降压电路(21a)的低边可控开关，将第二脉宽调制信号生成驱动信号以控制第二降压电路(21b)的高边可控开关，将第二脉宽调制信号的互补信号生成驱动信号以控制第二降压电路(21b)的低边可控开关。
8.一种ASIC集成控制芯片，其特征在于，包含权利要求1至7任一项所述的控制电路。
9.一种双路光伏输入的功率变换装置，包括权利要求1至7任一项所述控制电路，该功率变换装置(20)用于耦合于光伏组件和组件的串联总线之间，其特征在于，该功率变换装置(20)还包括第一降压电路(21a)、第二降压电路(21b)和滤波电路，所述第一降压电路(21a)和第二降压电路(21b)均无电感，第一降压电路(21a)的输入端用于接入一光伏组件中的局部发电单元，第二降压电路(21b)的输入端用于接入同一光伏组件中另一区域的局部发电单元，第一降压电路(21a)与第二降压电路(21b)的输出端经过串联后连接于滤波电路的输入端，滤波电路的输出端用于耦合到串联总线。
CN202210120397.2A 2022-02-09 2022-02-09 控制电路及双路光伏输入的功率变换装置 Active CN114172370B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210120397.2A CN114172370B (zh) 2022-02-09 2022-02-09 控制电路及双路光伏输入的功率变换装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210120397.2A CN114172370B (zh) 2022-02-09 2022-02-09 控制电路及双路光伏输入的功率变换装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN114172370A CN114172370A (zh) 2022-03-11
CN114172370B true CN114172370B (zh) 2022-05-17

Family

ID=80489646

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210120397.2A Active CN114172370B (zh) 2022-02-09 2022-02-09 控制电路及双路光伏输入的功率变换装置

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114172370B (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103168408A (zh) * 2010-08-18 2013-06-19 沃特拉半导体公司 用于从电力源提取电力的切换电路和相关方法
CN111200312A (zh) * 2020-01-02 2020-05-26 北京机械设备研究所 一种多输入全环境下mppt控制装置
CN113452074A (zh) * 2021-06-29 2021-09-28 华为技术有限公司 一种光伏系统及控制方法
CN113552919A (zh) * 2021-06-21 2021-10-26 南京师范大学 基于di-mpc算法的光伏dmppt控制方法及其系统
CN215498883U (zh) * 2021-04-21 2022-01-11 广州中旭新能源有限公司 一种带区域功率优化装置的光伏组件

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6674749B2 (ja) * 2015-06-04 2020-04-01 ローム株式会社 デジタル制御電源回路、その制御回路およびそれを用いた電子機器
CN106941263B (zh) * 2017-04-24 2019-04-23 浙江大学 一种可以实现分布式mppt的集中式光伏发电系统

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103168408A (zh) * 2010-08-18 2013-06-19 沃特拉半导体公司 用于从电力源提取电力的切换电路和相关方法
CN111200312A (zh) * 2020-01-02 2020-05-26 北京机械设备研究所 一种多输入全环境下mppt控制装置
CN215498883U (zh) * 2021-04-21 2022-01-11 广州中旭新能源有限公司 一种带区域功率优化装置的光伏组件
CN113552919A (zh) * 2021-06-21 2021-10-26 南京师范大学 基于di-mpc算法的光伏dmppt控制方法及其系统
CN113452074A (zh) * 2021-06-29 2021-09-28 华为技术有限公司 一种光伏系统及控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN114172370A (zh) 2022-03-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10348202B2 (en) Modular DC-DC converter including a DC transformer module
US20140042815A1 (en) Balancing, filtering and/or controlling series-connected cells
CN104143916A (zh) 产生补偿电压的装置及使用该装置产生补偿电压的方法
US11258265B2 (en) Method and apparatus for controlling solar power systems
CN103053102A (zh) 在开关式电源转换器中使用桥拓扑减少波纹电流
CN106458046B (zh) 具有两个直流电源的电源系统
CN108599604B (zh) 一种单相七电平逆变电器及其pwm信号调制方法
CN104393767B (zh) 基于双有源桥电路的双模式直流‑直流变换器及其控制装置
CN116613976A (zh) 一种功率变换电路及其控制方法、电池包及储能系统
Safayatullah et al. Model predictive control for single-stage grid-tied three-port DC-DC-AC converter based on dual active bridge and interleaved boost topology
González et al. Interleaved three-port boost converter for photovoltaic systems including storage
CN114172370B (zh) 控制电路及双路光伏输入的功率变换装置
US20200007038A1 (en) Hybrid Boost Converters
CN208461700U (zh) 一种光伏并网系统中的硬件调制补偿电路
CN115051572B (zh) 带有串联谐振型lc功率自均衡单元的iios变换器及方法
CN113783455B (zh) 一种可抑制漏电流的光伏逆变器及其控制方法
CN115149807A (zh) 多电平直流变换器和飞跨电容的电压控制方法、控制装置
CN112350606B (zh) 一种光伏系统的端口控制装置、方法和光伏系统
Georgious et al. Switching Schemes of the bidirectional buck-boost converter for energy storage system
CN114977266A (zh) 功率变换模块及供电系统
CN111682518A (zh) 一种基于模糊的功率控制器
Mohan et al. Switched inductor based transformerless boost inverter
CN112993967B (zh) 一种基于脉宽调制的直流微网群母联变换器模型预测方法
WO2022188063A1 (zh) 一种光伏系统、逆变器及控制方法
Azman et al. Design of transformer-less DC to AC converter using PWM technique

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant