CN111682518A - 一种基于模糊的功率控制器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力电子领域，尤其涉及一种基于模糊的功率控制器，其特征在于：其包括模糊控制单元和线间直流潮流控制器；线间直流潮流控制器利用功率在两条线路间的交换来调节潮流，模糊控制单元用于产生驱动信号来调节线间直流潮流控制器中晶体管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的通断从而在两个极性线路中控制功率流；本发明提出新的线间直流潮流控制器IDCPFC并将基于模糊的功率控制方法应用于线间直流潮流控制器，晶体管IGBT是新型IDCPFC中的受控元件，模糊控制单元通过控制IGBT的通断，有效且精准的控制电流。本发明实现高压直流输电系统的功率控制和改善。

Description

一种基于模糊的功率控制器

技术领域

本发明涉及电力电子领域，尤其涉及一种基于模糊的功率控制器。

背景技术

如今，高压直流输电HVDC由于其优势而被广泛使用。在电网集成模式下，电压源转换 器(VSC)用于功率转换。网状HVDC具有比传统两端HVDC更好的性能。网状HVDC具 有一些显着特征；转换器容量可以充分利用，在电网故障期间该系统可以提供较强的故障穿 越能力。

直流输电中的主要矛盾是电网之间的功率流控制。在直流电网中使用VSC进行功率控制 的情况下，仅电压本身不足以控制电网之间的控制流。直流线路电阻是直流输电线路功率调 节的主要考虑因素。设计一些专用设备来调节直流网状网络的功率流。因为直流网络没有无 功功率和功率因数。由于这个原因，功率控制的主要组成部分在HVDC网状网络中是端子电 压和网络电阻。

潮流可以通过两种方式控制。第一个是在传输线中插入电阻。这种方法的主要缺点是功 耗，并且需要额外的冷却系统。第二个是通过在传输线中插入辅助电压源来调节功率流，但 这需要外部能量存储设备。

发明内容

本发明的目的是为了提供一种基于模糊的功率控制器，实现高压直流输电系统的功率控 制和改善。

为解决以上技术问题，本发明的技术方案为：一种基于模糊的功率控制器，包括模糊控 制单元和线间直流潮流控制器；

线间直流潮流控制器利用功率在两条线路间的交换来调节潮流，其包括第一线路和第二 线路；第一线路中串入电容C₁，第二线路中串入电容C₂，线间直流潮流控制器还包括电感 L₁、电感L₂、晶体管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、二极管D_b1、D_b2、D_b3、D_b4、二极管D₁、D₂、D₃和 D₄；

电感L₁、晶体管Q₁和二极管D_b1依次串联后与电容C₁并联，其中，晶体管Q₁集电极连接于电感L₁一端、晶体管Q₁发射极连接于二极管D_b1正极；二极管D₁正极连接于晶体管Q₁发射极，二极管D₁负极连接于晶体管Q₁集电极；

电感L₂、晶体管Q₂和二极管D_b2依次串联后与电容C₁并联，其中，晶体管Q₂发射极连接于电感L₂一端、晶体管Q₁集电极连接于二极管D_b1负极；二极管D₂正极连接于晶体管Q₂发射极，二极管D₂负极连接于晶体管Q₂集电极；

电感L₁、晶体管Q₃和二极管D_b3依次串联后与电容C₂并联，其中，晶体管Q₃集电极连接于电感L₁一端、晶体管Q₃发射极连接于二极管D_b3正极；二极管D₃正极连接于晶体管Q₃发射极，二极管D₃负极连接于晶体管Q₃集电极；

电感L₂、晶体管Q₄和二极管D_b4依次串联后与电容C₂并联，其中，晶体管Q₄发射极连接于电感L₂一端、晶体管Q₄集电极连接于二极管D_b4负极；二极管D₄正极连接于晶体管Q₄发射极，二极管D₄负极连接于晶体管Q₄集电极；

模糊控制单元，用于产生驱动信号来调节线间直流潮流控制器中晶体管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的通断从而在两个极性线路中控制功率流；模糊控制单元包括第一模糊控制单元和第一模糊 控制单元；第一模糊控制单元包括模糊控制器和比较器，第一线路采样电流和第一线路电流 参考值差值经过模糊控制器后与三角载波经比较器得到晶体管Q₁驱动信号输出至晶体管Q₁控制极，再取其反得到晶体管Q₃驱动信号输出至晶体管Q₃控制极；第二模糊控制单元与第 一模糊控制单元结构相同，第二线路采样电流和第二线路电流参考值差值经过模糊控制器后 与三角载波经比较器得到晶体管Q₂驱动信号输出至晶体管Q₂控制极，再取其反得到晶体管 Q₄驱动信号输出至晶体管Q₄控制极。

按以上方案，所述晶体管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄均为绝缘栅双极型晶体管IGBT。

按以上方案，所述模糊控制器采用的是FLC控制器。

按以上方案，所述模糊控制器的控制方法为：

电压平衡原理定义如下：

V_C1DT_S＝V_C2(1-D)T_S (1)

其中，Ts为切换周期，D为占空比，V_C1是电容器C₁两端的电压，V_C2是电容器C₂两端的电压；

两个电容器的电压为:

最高转换效率:

V_C1I_C1＝V_C2I_C2 (3)

式中：I_C1是流过电容器C₁的电流，I_C2是流过电容器C₂的电流；

谐波电压定义为：

f_s是频率，C₁是电容器C₁的电容值，C₂是电容器C₂的电容值；

通过改变开关频率和占空比来对系统的潮流进行控制。

本发明具有如下有益效果：本发明提出新的线间直流潮流控制器(Interline DCPower Flow Controller，IDCPFC)，并将基于模糊的功率控制方法应用于线间直流潮流控制器，晶体管IGBT 是新型IDCPFC中的受控元件，通过控制IGBT的通断，有效且精准的控制电流；本发明中 功率控制是通过在电源之间插入电容器来实现的，储能由晶体管IGBT控制的直流功率控制 器控制，它可以提供四象限操作，因此可以控制两个方向的功率。模糊控制器以减小系统误 差或减小参考值与测量值之间的偏差。与传统的基于PI的线间直流潮流控制器(Interline DC Power Flow Controller，IDCPFC)相比，模糊控制器可以在减小波动的情况下改变潮流。

附图说明

图1为本发明实施例整体结构示意图；

图2为现有技术中不同类型的线间直流潮流控制器IDCPFC拓扑结构图；

图3为本发明实施例中线间直流潮流控制器的结构图；

图4为本发明实施例中线间直流潮流控制器在模式1下的运行状态图；

图5为本发明实施例中线间直流潮流控制器在模式2下的运行状态图；

图6为本发明实施例中线间直流潮流控制器在模式3下的运行状态图；

图7为互联高压直流输电系统；

图8为稳态下的仿真波形；

图8(a)稳态下传输线电流的仿真波形；

图8(b)稳态下Vc1和Vc2的仿真波形；

图8(c)稳态下V1和V2的仿真波形；

图8(d)稳态下流过Q2和Q4的电流的仿真波形；

图9为功率发生变化时的仿真波形；

图9(a)为功率发生变化时传输线电流的仿真波形；

图9(b)为功率发生变化时Vc1和Vc2的仿真波形；

图9(c)为功率发生变化时V1和V2的仿真波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图和具体实施例对本 发明作进一步详细说明。

请参考图1至图9，本发明为一种基于模糊的功率控制器，其包括模糊控制单元和线间 直流潮流控制器，参阅图1。

线间直流潮流控制器利用功率在两条线路间的交换来调节潮流，图2示出了现有不同类 型的线间直流潮流控制器IDCPFC结构；输电系统中使用的电容器可以通过调节电力电子器 件的开关来充当电压源；高压直流输电的一个终端有+ve源，另一个终端有-ve源。电流控制 器的示意图如图2左侧结构所示。由于电力电子设备的开关控制电流的流动使开关浪涌和谐 波增加，串联注入电压源，它会引起更多的纹波和高压浪涌，因此需要使用谐波和纹波滤波 器。另一种拓扑如图2右侧结构所示，在这种拓扑结构中，两个电容器放置在传输线中，并 且以稳定的工作模式运行，这两个电容器用于稳定直流功率流，通过使用一个DC-DC转换器 来控制电容器的电压，通过控制DC-DC转换器，可以在这两个电容器之间交换功率。

参阅图3，本发明提出一种新型的IDCPFC，其包括第一线路和第二线路；第一线路中串 入电容C₁，第二线路中串入电容C₂，线间直流潮流控制器还包括电感L₁、电感L₂、晶体管 Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、二极管D_b1、D_b2、D_b3、D_b4、二极管D₁、D₂、D₃和D₄；

电感L₁、晶体管Q₁和二极管D_b1依次串联后与电容C₁并联，其中，晶体管Q₁集电极连接于电感L₁一端、晶体管Q₁发射极连接于二极管D_b1正极；二极管D₁正极连接于晶体管Q₁发射极，二极管D₁负极连接于晶体管Q₁集电极；

电感L₂、晶体管Q₂和二极管D_b2依次串联后与电容C₁并联，其中，晶体管Q₂发射极连接于电感L₂一端、晶体管Q₁集电极连接于二极管D_b1负极；二极管D₂正极连接于晶体管Q₂发射极，二极管D₂负极连接于晶体管Q₂集电极；

电感L₁、晶体管Q₃和二极管D_b3依次串联后与电容C₂并联，其中，晶体管Q₃集电极连接于电感L₁一端、晶体管Q₃发射极连接于二极管D_b3正极；二极管D₃正极连接于晶体管Q₃发射极，二极管D₃负极连接于晶体管Q₃集电极；

电感L₂、晶体管Q₄和二极管D_b4依次串联后与电容C₂并联，其中，晶体管Q₄发射极连接于电感L₂一端、晶体管Q₄集电极连接于二极管D_b4负极；二极管D₄正极连接于晶体管Q₄发射极，二极管D₄负极连接于晶体管Q₄集电极；

晶体管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄均为绝缘栅双极型晶体管IGBT，为IDCPFC的开关；通过控制IDCPFC的开关来改变线路的电流。

通过调节IGBTS的通断，线路中的电流可以被控制，从而在两个极性的线路中控制功率 流。电流注入的调整只是电阻的调整。如线路电阻增大，流入线路的电流减小，反之亦然。

参阅图3，模式1：当线路1中电流I_c1和线路1中电流I_c2为正向时，潮流要求降低I_c1，并增加I_c2。为了减小I_c1，插入了正电阻。为了增加I_c2，引入负电阻，将能量从电容C₁传输 到电容C₂，以匹配稳定的电容器电压。

当晶体管Q₁接通时，所有其他开关都在该模式下断开，电流路径为电容C₁，电感L₁，晶体管Q₁和二极管D_b1。在这种情况下，电感器已充电至V_c1；

当晶体管Q₃开启时，电流流过二极管D_b3，电容C₂，电感L₁。在这种情况下，电感器已通过电容器C₂放电，因此功率从线路1传输到线路2。

参阅图4，模式2：当线路1中电流I_c1和线路2中电流I_c2为负向时，功率需求将降低，而I_c2则增加。

当晶体管Q₂接通时，电流流经电容C₁，二极管D_b2，晶体管Q₂，电感L₂，因此电感器 通过C₁充电；

当晶体管Q₄接通时，电流流过电容C₂，二极管D_b4，晶体管Q₄，电感L₂,在这种情况下，电感器通过C₂放电。

参阅图5，模式3：线路1中电流I_c1和线路2中电流I_c2是相反方向，功率要求是I_c1增加 和I_c2减少。

当晶体管Q₄接通时，所有其他开关都断开，该模式电流路径为电容C₂，二极管D_b4，晶 体管Q₄和电感L₂。在这种情况下，电感器已充电至V_c2；

当晶体管Q₁接通时，电流流经L₁，晶体管Q₁，二极管D_b1，电容C₁。在这种情况下， 电感器已通过C₁放电。

模糊控制单元，基于模糊控制器的电流控制技术对高压直流输电系统终端电流进行控制， 用于产生驱动信号来调节线间直流潮流控制器中晶体管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的通断从而在两个极 性线路中控制功率流；模糊控制单元包括第一模糊控制单元和第一模糊控制单元；参阅图6， 第一模糊控制单元包括模糊控制器和比较器，第一线路采样电流I₁和第一线路电流参考值I_1ref经过比较，得出的误差电流经过模糊控制器后与三角载波经比较器Comp脉宽调制，得到 PWM波控制晶体管Q₁和Q₃的关断，晶体管Q₁的PWM驱动信号输出至晶体管Q₁控制极， 再取其反得到晶体管Q₃的PWM驱动信号输出至晶体管Q₃控制极；第二模糊控制单元与第 一模糊控制单元结构相同，第二线路采样电流和第二线路电流参考值差值经过模糊控制器后 与三角载波经比较器得到晶体管Q₂驱动信号输出至晶体管Q₂控制极，再取其反得到晶体管 Q₄驱动信号输出至晶体管Q₄控制极。本实施例中，模糊控制器采用的是FLC控制器，FLC 的设计采用mamdani型技术，将输入特性与输入隶属度函数相结合。与传统控制器相比，FLC 控制器能使误差减小到接近零，动作速度快，系统性能得到了提高。

模糊控制器的控制方法为：

电压平衡原理定义如下：

V_C1DT_S＝V_C2(1-D)T_S (1)

其中，Ts为切换周期，D为占空比，V_C1是电容器C₁两端的电压，V_C2是电容器C₂两端的电压；

两个电容器的电压为:

最高转换效率:

V_C1I_C1＝V_C2I_C2 (3)

式中：I_C1是流过电容器C₁的电流，I_C2是流过电容器C₂的电流；

谐波电压定义为：

f_s是频率，C₁是电容器C₁的电容值，C₂是电容器C₂的电容值；

通过改变开关频率和占空比来对系统的潮流进行控制。

为验证本发明的优越性，下面构建一个包含IDCPFC的网状三端HVDC进行理论和实验 验证所提功率控制器的优越性；包含IDCPFC的网状三端HVDC电网仿真系统，参阅图7，其参数在表一中提供：

线路参数	Line12	Line13	Line23
				线路长度/km	100	200	150
电阻/Ω	1	2	1.5
				电感/mH	40	80	60

表一为传输线参数

图7为互联高压直流输电系统。系统通过三个换流器VSC1、VSC2、VSC3分别和交流系统AC1、AC2、AC3连接组成一个互联高压直流输电系统。其基于共用直流母线的电压源 换流器(VSC)将交流系统进行AC-DC-AC解耦互联，可实现任意馈线长期安全合环运行； 风电、光伏等大规模可再生能源友好并网，有效提高配网供电可靠性；PQ四象限控制，可精 确调控电网潮流分布，提高电网运行经济性；省略直流线路环节，降低了控制系统的成本和 复杂度。

图7中流动的电流和功率是：

V_C1I₂₃＝V_C2I₁₃ (10)

在图7所示的包含IDCPFC的网状三端HVDC电网仿真系统中，端子3作为松弛的DC总线运行，并且端子电压通过VSC3保持在V₃＝200kV。其他两个端子在恒定功率模式下运行， 注入功率设置为P₁＝300MW，P₂＝120MW。所设计的IDCPFC位于端子3上，C₁插入Line23，C₂插入Line13，IDCPFC由图7中所带的两个电压源表示。对于IDCPFC，开关频率为1kHz， C₁＝1.6mF，C₂＝4mF，L₁＝L₂＝800uH。

在给定参数的情况下，三个线路电流和两个端子电压分别为I₁₂＝0.46kA，I₁₃＝1.02kA， I₂₃＝1.06kA，V₁＝202.05kV和V₂＝201.59kV。

(1)稳态运行

假设I₂₃的参考电流为0.2kA。在给定的V₃，P₁，P₂，I₂₃(0.2kA)和表一中列出的线路参数的情况下，I₁₂＝-0.39kA，I₁₃＝1.86kA，I₂₃＝0.2kA，V₁＝203.36kV，V₂＝203.75kV，V_c1＝3.45kV 和V_c2＝0.37kV。图8显示了仿真波形。在4s之前，IDCPFC被禁用，并且在t＝4s的瞬间，IDCPFC 被启用以调节电流。从图8(a)至(c)可以看出，仿真结果与理论结果一致。图8(d)显 示了两个有源开关Q2和Q4的电流波形。

(2)在线路电流不变的情况下，功率发生阶跃变化：

I₂₃的参考电流仍设置为0.2kA，在t＝4s时刻，VSC2的注入功率从原来的120MW阶跃变 化到80MW，VSC1的注入功率保持不变。4s之后的电压和电流为：V₁＝203.00kV，V₂＝203.19kV， I₁₂＝-0.19kA，I₁₃＝1.67kA，I₂₃＝0.2kA，V_c1＝2.89kV和V_c2＝0.34kV。仿真波形如图9所示。如 图所示，当P₂下降到80MW时，Line13中的一部分电流通过12号线至23号线的路径流向 松弛总线，以限制Line23的电流下降，以保持I₂₃不变。换句话说，在13秒钟后，I₁₃线路中 的电流将减小，而I₂₃不变。而且，由于整个注入功率的下降，端子电压V₁和V₂降低。

本发明公开了一种基于模糊的功率控制器，该控制器具有控制和改善高压直流输电系统 的功率的能力；所设计的控制器具有快速动作和有效减少错误的能力能够有效且精准的控制 电流。电压源换流器(VSC)可以有效地控制有功功率。所设计的控制器可以通过结合模糊 控制器来限制故障电流，从而提高高压直流输电系统(HVDC)输电系统的故障穿越能力。

以上内容是结合具体的实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具 体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明 构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种基于模糊的功率控制器，其特征在于：包括模糊控制单元和线间直流潮流控制器；

线间直流潮流控制器，利用功率在两条线路间的交换来调节潮流，其包括第一线路和第二线路；第一线路中串入电容C₁，第二线路中串入电容C₂，线间直流潮流控制器还包括电感L₁、电感L₂、晶体管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、二极管D_b1、D_b2、D_b3、D_b4、二极管D₁、D₂、D₃和D₄；

电感L₁、晶体管Q₁和二极管D_b1依次串联后与电容C₁并联，其中，晶体管Q₁集电极连接于电感L₁一端、晶体管Q₁发射极连接于二极管D_b1正极；二极管D₁正极连接于晶体管Q₁发射极，二极管D₁负极连接于晶体管Q₁集电极；

电感L₂、晶体管Q₂和二极管D_b2依次串联后与电容C₁并联，其中，晶体管Q₂发射极连接于电感L₂一端、晶体管Q₁集电极连接于二极管D_b1负极；二极管D₂正极连接于晶体管Q₂发射极，二极管D₂负极连接于晶体管Q₂集电极；

电感L₁、晶体管Q₃和二极管D_b3依次串联后与电容C₂并联，其中，晶体管Q₃集电极连接于电感L₁一端、晶体管Q₃发射极连接于二极管D_b3正极；二极管D₃正极连接于晶体管Q₃发射极，二极管D₃负极连接于晶体管Q₃集电极；

电感L₂、晶体管Q₄和二极管D_b4依次串联后与电容C₂并联，其中，晶体管Q₄发射极连接于电感L₂一端、晶体管Q₄集电极连接于二极管D_b4负极；二极管D₄正极连接于晶体管Q₄发射极，二极管D₄负极连接于晶体管Q₄集电极；

模糊控制单元，用于产生驱动信号来调节线间直流潮流控制器中晶体管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的通断从而在两个极性线路中控制功率流；模糊控制单元包括第一模糊控制单元和第一模糊控制单元；第一模糊控制单元包括模糊控制器和比较器，第一线路采样电流和第一线路电流参考值差值经过模糊控制器后与三角载波经比较器得到晶体管Q₁驱动信号输出至晶体管Q₁控制极，再取其反得到晶体管Q₃驱动信号输出至晶体管Q₃控制极；第二模糊控制单元与第一模糊控制单元结构相同，第二线路采样电流和第二线路电流参考值差值经过模糊控制器后与三角载波经比较器得到晶体管Q₂驱动信号输出至晶体管Q₂控制极，再取其反得到晶体管Q₄驱动信号输出至晶体管Q₄控制极。

2.所述晶体管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄均为绝缘栅双极型晶体管IGBT。

3.所述模糊控制器采用的是FLC控制器。

4.所述模糊控制器的控制方法为：

电压平衡原理定义如下：

V_C1DT_S＝V_C2(1-D)T_S (1)

其中，Ts为切换周期，D为占空比，V_C1是电容器C₁两端的电压，V_C2是电容器C₂两端的电压；

两个电容器的电压为:

最高转换效率:

V_C1I_C1＝V_C2I_C2 (3)

式中：I_C1是流过电容器C₁的电流，I_C2是流过电容器C₂的电流；

谐波电压定义为：

f_s是频率，C₁是电容器C₁的电容值，C₂是电容器C₂的电容值；

通过改变开关频率和占空比来对系统的潮流进行控制。

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