CN111030440B - 基于混合h桥的单相两管五电平整流器 - Google Patents

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Abstract

基于混合H桥的单相两管五电平整流器，包括开关管Q1、开关管Q2，交流电源Vs一侧分别连接二极管D1阳极、二极管D2阴极，该连接节点构成端点b；电感L另一端与二极管D3、D4、D5、D6的连接节点构成端点a；开关管Q1漏极与二极管D1、D3、D7的连接节点构成端点c；开关管Q1源极与二极管D2、D4、D8的连接节点构成端点d；二极管D8阳极连接电容C2负极构成端点m；二极管D11阳极、二极管D12阴极、电容C2正极均连接电容C1负极构成端点n；二极管D7阴极连接电容C1正极构成端点p。端点a、端点c、端点d、端点n构成混合H桥四端口。本发明整流器具有输出直流电压较高，谐波含量较小，开关管应力较低，控制较为简单等优点。

Description

基于混合H桥的单相两管五电平整流器
技术领域
本发明涉及一种五电平整流器，具体涉及一种基于混合H桥的单相两管五电平整流器。
背景技术
随着电力电子技术的发展，多电平功率因数校正电路的研究和应用得到广泛的关注，其中五电平高功率因数升压变换器是目前最为流行的研究方面之一。采用多电平变换器，一方面可以降低开关管电压应力，进而减小谐波含量，另一方面，可以提高系统的工作电压。对于高功率电力电子变换器中，二极管钳位型的多电平变换器得到较为广泛的得到应用，主要在于二极管钳位型多电平变换器保留两电平变换器的优点，同时降低开关管两端电压，进一步降低谐波含量，提高整流电压。
目前，针对现已存在的电路结构中，三电平拓扑结构输出电压等级较低、谐波含量较高；而五电平拓扑中开关管数量较多，控制较为复杂且损耗较高等问题。传统拓扑结构中多采用不控整流后进行升压实现功率因数校正，此方式存在较大的损耗问题且所需的开关管数量较多，为降低整流损耗，尽可能减小电流流通路径长度，提高功率密度，最有效的方式是改变拓扑结构降低器件数量，同时，让所改进的拓扑结构具有更高的电压等级，更小的谐波含量，以及更为简单的控制方式。
发明内容
为改进现有拓扑结构中所存在的不足，本发明提供一种基于混合H桥的单相两管五电平整流器，该整流器的拓扑结构采用多电平方式，使得该变换器具有输出直流电压较高，谐波含量较小，开关管应力较低，控制较为简单等优点。
本发明采取的技术方案为：
基于混合H桥的单相两管五电平整流器，包括电感L、开关管Q1、开关管Q2、二极管D1～D12，电容C1、电容C2；
交流电源Vs一侧分别连接二极管D1阳极、二极管D2阴极，该连接节点构成端点b；
交流电源Vs另一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接二极管D3阳极、二极管D4阴极、二极管D5阳极、二极管D6阴极；电感L另一端与二极管D3、D4、D5、D6的连接节点构成端点a；
开关管Q1漏极分别连接二极管D1阴极、二极管D3阴极、二极管D7阳极；开关管Q1漏极与二极管D1、D3、D7的连接节点构成端点c；
开关管Q1源极分别连接二极管D2阳极、二极管D4阳极、二极管D8阴极；开关管Q1源极与二极管D2、D4、D8的连接节点构成端点d；
开关管Q2漏极分别连接二极管D5阴极、二极管D11阴极；
开关管Q2源极分别连接二极管D6阳极、二极管D12阳极；
开关管Q1反并联二极管D9，开关管Q2反并联二极管D10；
二极管D8阳极连接电容C2负极，其连接节点构成端点m；
二极管D11阳极、二极管D12阴极、电容C2正极均连接电容C1负极，其连接节点构成端点n；
二极管D7阴极连接电容C1正极，其连接节点构成端点p；
负载RL两端分别连接于端点p、端点m之间。
所述端点a、端点c、端点d、端点n构成混合H桥网络四端口。
所述开关管Q1、开关管Q2为绝缘栅型双极晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT、或者电力场效应晶体管MOSFET。
所述电容C1、电容C2为串联直流母线分裂电容。
本发明一种基于混合H桥的单相两管五电平整流器，技术效果如下：
1：该五电平拓，扑融合二极管和全控器件，具备高可靠性能的混合H桥四端网络结构，本发明中应用到双向开关单元，双向开关由开关管Q2，二极管D5、D6、D11、D12组成，其主要作用在于选择
Figure BDA0002317472540000021
电压流通路径，利用二极管D7、D8做到直流母线功率单向流通。本发明拓扑具备升压，整流，五电平功率因数校正的特点。
2：本发明新型拓扑，为混合H桥式的四端口网络结构，基于混合H桥式电路模块可用作五电平模块化的功率单元。
3：在单位功率因数校正电路拓扑结构中，融入混合H桥式五电平拓扑；在整流器拓扑结构中引入升压过程，应用全控器件和不控器件的融合技术，使其在结构上具有模块化，便于该模块电路的级联。另外，拓扑结构采用不可控二极管整流桥结构，在开关管脉冲信号丢失情况下，依然可以实现对后级的功率输出，一定程度降低故障损失，提高单相五电平功率因数校正电路工作可靠性。
4：本发明提出二极管和全控器件相融合的混合H桥四端结构，该结构具有成本低、可靠性能高且控制系统设计简单等优点，这样在一定程度上降低电路体积，减小开关损耗，提高功率密度。
5：本发明拓扑采用较少的开关管和二极管实现多电平，仅采用两只开关管和十只二极管实现多电平，较传统的多电平降低成本和电路体积，同时提高拓扑结构功率密度。
6：本发明所提变换器在一个交流输入周期内存在六个工作模态，拓扑结构除vab＝±udc时开关管Q1、Q2处于关断，其他四个模态中有且仅有一只开关管处于导通状态，由于本拓扑结构采用混合H桥型，故障状态下任可实现可靠功率输出，在一定程度上提升拓扑的可靠性。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：
图1为本发明的电路拓扑结构。
图2为本发明的开关模式一流向图。
图3为本发明的开关模式二流向图。
图4为本发明的开关模式三流向图。
图5为本发明的开关模式四流向图。
图6为本发明的开关模式五流向图。
图7为本发明的开关模式六流向图。
图8为本发明的脉冲分配图。
图9(1)为本发明的稳态交流输入UN电压波形图。
图9(2)为本发明的稳态交流输入IN电流波形图。
图9(3)为本发明的稳态Uab电压波形图。
图9(4)为本发明的稳态输出电压Udc波形图。
图10(1)为本发明的功率增减50％交流输入UN电压波形图。
图10(2)为本发明的功率增减50％交流输入IN电流波形图。
图10(3)为本发明的功率增减50％Uab电压波形图。
图10(4)为本发明的功率增减50％输出电压Udc波形图。
图11(1)为本发明的不控整流到可控整流交流输入UN电压波形图。
图11(2)为本发明的不控整流到可控整流交流输入IN电流波形图。
图11(3)为本发明的不控整流到可控整流Uab电压波形图。
图11(4)为本发明的不控整流到可控整流输出电压Udc波形图。
具体实施方式
如图1所示，基于混合H桥的单相两管五电平整流器，包括电感L、开关管Q1、开关管Q2、二极管D1～D12，电容C1、电容C2。交流电源Vs一侧分别连接二极管D1阳极、二极管D2阴极，该连接节点构成端点b；
交流电源Vs另一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接二极管D3阳极、二极管D4阴极、二极管D5阳极、二极管D6阴极；电感L另一端与二极管D3、D4、D5、D6的连接节点构成端点a；
开关管Q1漏极分别连接二极管D1阴极、二极管D3阴极、二极管D7阳极；开关管Q1漏极与二极管D1、D3、D7的连接节点构成端点c；
开关管Q1源极分别连接二极管D2阳极、二极管D4阳极、二极管D8阴极；开关管Q1源极与二极管D2、D4、D8的连接节点构成端点d；
开关管Q2漏极分别连接二极管D5阴极、二极管D11阴极；
开关管Q2源极分别连接二极管D6阳极、二极管D12阳极；
开关管Q1反并联二极管D9，开关管Q2反并联二极管D10；
二极管D8阳极连接电容C2负极，其连接节点构成端点m；
二极管D11阳极、二极管D12阴极、电容C2正极均连接电容C1负极，其连接节点构成端点n；
二极管D7阴极连接电容C1正极，其连接节点构成端点p；
负载RL两端分别连接于端点p、端点m之间。
所述端点a、端点c、端点d、端点n构成混合H桥网络四端口。
所述开关管Q1、开关管Q2为绝缘栅型双极晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT、或者电力场效应晶体管MOSFET。
所述电容C1、电容C2为串联直流母线分裂电容。分裂电容采用两个电容值相同的电容串联构成，由电容串联分压可知，串联电容值相同的电容，串联电压各承受一半，其主要做到将直流侧电压进行分压，形成母线电压一半的中点，其作用为完成
Figure BDA0002317472540000051
电平的变化。
基于混合H桥的单相两管五电平整流器，包括以下开关模式：
开关模式一：如图2所示，电路工作在电网电压正半周期，开关管Q1导通,二极管D2、D3导通，电容C1、C2向负载RL供电，电流i1＝i2＝-idc下降，电感L电流is线性上升,此过程相当于Boost升压电路开关管导通阶段，电感L储能，电压uab＝0V，开关管Q2漏极-源极电压
Figure BDA0002317472540000052
开关模式二：如图3所示，电路工作在电网电压正半周期，开关管Q2导通，二极管D2、D5、D8、D12导通，电感L释放能量对电容C2充电，电流is＝i2上升，C1放电，电流-i1＝idc减小，电压uc2上升、uc1下降,开关管Q1漏极-源极电压
Figure BDA0002317472540000053
开关模式三：如图4所示，电路工作在电网电压正半周期，二极管D2、D3、D7、D8导通，电容C1、C2充电，电流is＝i1+idc，电压uc1、uc2上升,开关管Q1漏极-源极电压uds＝udc，uab＝udcV,在此模态中电感电流下降；
开关模式四：如图5所示，电路工作在电网电压负半周期，开关管Q1导通，二极管D1、D4导通，电容C1、C2向负载RL供电，电流i1＝i2＝-idc下降，电感L电流is线性上升,此过程相当于Boost升压电路开关管导通阶段，电感L储能，uab＝0V；
开关模式五：如图6所示，电路工作在电网电压负半周期，开关管Q2导通，二极管D1、D4、D6、D7、D8、D11导通，电感L释放能量对电容C1充电，-is＝i1+idc，电压uc1上升，
Figure BDA0002317472540000054
开关管Q1漏极-源极电压
Figure BDA0002317472540000055
开关模式六：如图7所示，电路工作在电网电压负半周期，二极管D1、D4、D7、D8导通，电容C1、C2充电，电流i1＝i2，-is＝i1+idc，电压uc1、uc2上升，开关管Q1漏极-源极电压uds＝udc，uab＝-udcV。
基于混合H桥的单相两管五电平整流器，使用二极管D7、D8进行如下电路保护：
其一，采用两个二极管D7、D8，保证功率的单向流通，使电容C1、C2的电流只会向负载RL流动，而不会使其倒灌回流；
其二，电路故障时，对电容C1、C2可以起到很好的保护；
其三，模态切换过程中，作为升压钳位二极管；
其四，在开关模式一、开关模式四时，电感L储能过程中电压低于直流母线电压时，起到电压钳位作用。
实验参数：
交流电源峰值220V，输出直流电压vdc为400V，电阻负载为40Ω，滤波电感为2.5mH，分裂电容C1＝C2＝1000μF，开关频率为10kHz。
图8、图9(1)、图9(2)、图9(3)、图9(4)、图10(1)、图10(2)、图10(3)、图10(4)、图11(1)、图11(2)、图11(3)、图11(4)为本发明在中负载为40欧姆时的实验波形图。
图8为开关管脉冲信号及五电平波形示意图。由图8中所示，电压Uab在一个交流输入周期内出现五个电平，即本图示意本专利所提出的拓扑结构具有实现五电平的功能。
图9(1)、图9(2)、图9(3)、图9(4)中所示拓扑结构稳态过程中电压电流波形图，
图9(1)表示在电路稳态过程中输入电压UN保持正弦变化。
图9(2)表示在电路稳态过程中输入电压IN跟随交流输入电压UN。
图9(3)表示在电路稳态过程中电压Uab实现五电平变化。
图9(4)表示在电路稳态过程中整流器输出电压Udc保持母线电压的稳定。
图10(1)、图10(2)、图10(3)、图10(4)为负载增减50％时电压电流波形图。
图10(1)为本发明的功率增减50％交流输入UN电压波形图，由图10(1)可知，交流输入电压波形保持正弦变化。
图10(2)为本发明的功率增减50％交流输入IN电流波形图，在0.1s、0.2s时负载出现减小增大过程中，交流输入电流波形保持正弦变化，且跟随交流输入电压。
图10(3)为本发明的功率增减50％Uab电压波形图，由图10(3)可得，电压Uab在负载变化过程中保持五电平变化。
图10(4)为本发明的功率增减50％输出电压Udc波形图，由图10(4)可得，在负载变化过程中，直流侧电压Udc保持稳定不变，表明本电路结构可以实现直流侧电压的稳定。
图11(1)、图11(2)、图11(3)、图11(4)为本发明拓扑不控到可控整流过程电压电流波形图。
图11(1)为本发明的不控整流到可控整流交流输入UN电压波形图，由图11(1)可知，在状态切换过程中，由于电网为一个电压源，交流输入电压保持正弦变化而不被改变。
图11(2)为本发明的不控整流到可控整流交流输入IN电流波形图，由图11(2)可知，在交流不控整流过程中，交流输入电流波形畸变较为严重，谐波含量较高，在0.1s进入可控整流过程后，电流实现正弦化，保持与交流输入电压波相一致，验证本电路结构可实现功率因数校正。
图11(3)为本发明的不控整流到可控整流Uab电压波形图，由图11(3)可得，在交流输入处于不控整流过程中，Uab电压波形出现较大畸变，且不形成五电平电压变化，当0.1s时进入可控整流过程中，电压Uab实现五电平变化。
图11(4)为本发明的不控整流到可控整流输出电压Udc波形图，由图11(4)可得，在不控到可控后，直流侧输出电压波形实现较好的稳定，验证本电路结构具有较好的稳定输出电压的特性。
综上实验的波形及分析过程可得，本发明所提出的电路结构具有较好的稳定性，并且可实现较高的功率因数，对单相整流变换器提出一种新型电路结构。

Claims (6)

1.基于混合H桥的单相两管五电平整流器，包括电感L、开关管Q1、开关管Q2、二极管D1～D12，电容C1、电容C2，其特征在于：
交流电源Vs一侧分别连接二极管D1阳极、二极管D2阴极，该连接节点构成端点b；
交流电源Vs另一侧连接电感L一端，电感L另一端分别连接二极管D3阳极、二极管D4阴极、二极管D5阳极、二极管D6阴极；电感L另一端与二极管D3、D4、D5、D6的连接节点构成端点a；
开关管Q1漏极分别连接二极管D1阴极、二极管D3阴极、二极管D7阳极；开关管Q1漏极与二极管D1、D3、D7的连接节点构成端点c；
开关管Q1源极分别连接二极管D2阳极、二极管D4阳极、二极管D8阴极；开关管Q1源极与二极管D2、D4、D8的连接节点构成端点d；
开关管Q2漏极分别连接二极管D5阴极、二极管D11阴极；
开关管Q2源极分别连接二极管D6阳极、二极管D12阳极；
开关管Q1反并联二极管D9，开关管Q2反并联二极管D10；
二极管D8阳极连接电容C2负极，其连接节点构成端点m；
二极管D11阳极、二极管D12阴极、电容C2正极均连接电容C1负极，其连接节点构成端点n；
二极管D7阴极连接电容C1正极，其连接节点构成端点p；
负载RL两端分别连接于端点p、端点m之间。
2.根据权利要求1所述基于混合H桥的单相两管五电平整流器，其特征在于：所述端点a、端点c、端点d、端点n构成混合H桥网络四端口。
3.根据权利要求1所述基于混合H桥的单相两管五电平整流器，其特征在于：所述开关管Q1、开关管Q2为绝缘栅型双极晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT、或者电力场效应晶体管MOSFET。
4.根据权利要求1所述基于混合H桥的单相两管五电平整流器，其特征在于：所述电容C1、电容C2为串联直流母线分裂电容。
5.如权利要求1-4所述任意一种基于混合H桥的单相两管五电平整流器，其特征在于，包括以下开关模式：
开关模式一：电路工作在电网电压正半周期，开关管Q1导通,二极管D2、D3导通，电容C1、C2向负载RL供电，电流i1＝i2＝-idc下降，电感L电流is线性上升,此过程相当于升压电路开关管导通阶段，电感L储能，电压uab＝0V，开关管Q2漏极-源极电压
Figure FDA0002317472530000021
开关模式二：电路工作在电网电压正半周期，开关管Q2导通，二极管D2、D5、D8、D12导通，电感L释放能量对电容C2充电，电流is＝i2上升，C1放电，电流-i1＝idc减小，电压uc2上升、uc1下降,开关管Q1漏极-源极电压
Figure FDA0002317472530000022
开关模式三：电路工作在电网电压正半周期，二极管D2、D3、D7、D8导通，电容C1、C2充电，电流is＝i1+idc，电压uc1、uc2上升,开关管Q1漏极-源极电压uds＝udc，uab＝udcV,在此模态中电感电流下降；
开关模式四：电路工作在电网电压负半周期，开关管Q1导通，二极管D1、D4导通，电容C1、C2向负载RL供电，电流i1＝i2＝-idc下降，电感L电流is线性上升,此过程相当于升压电路开关管导通阶段，电感L储能，uab＝0V；
开关模式五：电路工作在电网电压负半周期，开关管Q2导通，二极管D1、D4、D6、D7、D8、D11导通，电感L释放能量对电容C1充电，-is＝i1+idc，电压uc1上升，
Figure FDA0002317472530000023
开关管Q1漏极-源极电压
Figure FDA0002317472530000024
开关模式六：电路工作在电网电压负半周期，二极管D1、D4、D7、D8导通，电容C1、C2充电，电流i1＝i2，-is＝i1+idc，电压uc1、uc2上升，开关管Q1漏极-源极电压uds＝udc，uab＝-udcV。
6.根据权利要求5所述基于混合H桥的单相两管五电平整流器，其特征在于，使用二极管D7、D8进行如下电路保护：
其一，采用两个二极管D7、D8，保证功率的单向流通，使电容C1、C2的电流只会向负载RL流动，而不会使其倒灌回流；
其二，电路故障时，对电容C1、C2可以起到很好的保护；
其三，模态切换过程中，作为升压钳位二极管；
其四，在开关模式一、开关模式四时，电感L储能过程中电压低于直流母线电压时，起到电压钳位作用。
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Assignee: Hubei Zhikan Technology Co.,Ltd.

Assignor: CHINA THREE GORGES University

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Denomination of invention: Single phase two transistor five level rectifier based on hybrid H-bridge

Granted publication date: 20210504

License type: Common License

Record date: 20231024

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