CN110011545B - 一种双极性ac-ac变换器拓扑及调制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 20
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 37
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 30
- 238000000926 separation method Methods 0.000 claims description 18
- 238000001914 filtration Methods 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 2
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 2
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 2
- 208000027418 Wounds and injury Diseases 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 208000014674 injury Diseases 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- RUDATBOHQWOJDD-UZVSRGJWSA-N ursodeoxycholic acid Chemical compound C([C@H]1C[C@@H]2O)[C@H](O)CC[C@]1(C)[C@@H]1[C@@H]2[C@@H]2CC[C@H]([C@@H](CCC(O)=O)C)[C@@]2(C)CC1 RUDATBOHQWOJDD-UZVSRGJWSA-N 0.000 description 1
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- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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Abstract
本发明公开的一种双极性AC‑AC变换器拓扑结构，包括单相系统交流电源、dual‑buck功率变换单元、LC低通滤波单元及信号控制单元。其中功率变换单元包括正极性桥臂和负极性桥臂，正极性桥臂的输出端A和负极性桥臂的输出端B连接LC低通滤波器，LC低通滤波器的输出端接入负载。本发明的变换器能够更好的输出与输入电压同相位或反相位的电压，并且在输出与输入电压同相位还是反相位电压时都工作在相同的buck/boost工作模式下，使变换器无需采用大容值的电容就能维持输出侧电流的连续。本发明还公开了该结构的调制方法，使输入电压的每半个周期内都有最少的开关管做高频开关动作，降低了总开关损耗，提高变换器的效率。
Description
技术领域
本发明属于电能变换技术领域，具体涉及一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构，还涉及一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构的调制方法。
背景技术
电压作为电能质量的核心指标之一，其稳定无论是对电力系统的安全稳定运行，还是对用户侧用电设备的正常运行，都起着至关重要的作用。随着以分布式光伏、风电等为代表的可再生能源并网容量的不断增大，改变了原有电网的潮流流动，可能会出现潮流的反向流动，引起电网过电压问题；此外，负荷的不断增大又容易引起低电压的问题。随着技术的不断发展，以高精密制造业、医疗行业等为代表的敏感负荷对电压稳定性又提出了更高的要求，过电压或低电压对这类负荷都会产生巨大的影响，造成重大的经济损失或人员伤害。同时，电压的波动也会影响到电网的安全运行和消纳可再生能源的能力。为解决因电压波动带来的一系列问题，提出一种能够同时解决过电压和低电压问题的双极性dual-buck型直接AC-AC变换器拓扑结构与调制方法。
现阶段对于交流电压补偿而言，均通过以下几种途径实现：(1)利用工频变压器增加分接头开关，以此得到成比例的交流电压，但此种方法所得到的交流电压为阶跃电压，做不到柔性调压，而且分接头的动态响应速度慢不能适应电压的快速变化；(2)通过AC-DC-AC的电力电子开关装置得到交流电压，此种方法获得电压速度快且能进行连续调节，相比于第一种方法已有很大改善。但是由于设备存在直流环节，一方面导致设备的体积增加，直流环节大电容的维护也负担也较重；另一方面由于功率进行了两级变换，导致整个设备的变换效率低；(3)通过直接AC-AC结构的电力变换器得到交流电压，这种结构控制简单、响应快、变换效率高，可实现连续、柔性的电压调节。
传统的AC-AC交流变换器存在换流过程繁琐、开关管在死区时间时的换流问题及重叠时间的直通问题等，可能会造成开关管乃至整个装置的损坏。针对该问题，普遍采用的两种方案，一是采用有损耗的RC(Resistor-Capacitor)缓冲电路，二是采用特殊的软换流策略。前者会使得变换器的变换效率降低，后者在输入电压存在畸变，尤其是过零点时，并不能保证变化器安全换流。此外，目前的变换器大部分都仅仅能实现电压的单极性输出，因此只能解决低电压或者过电压问题，而不能同时解决这两种问题，限制了变换器的应用。为实现变换器双极性电压的输出，国内外专家和学者提出了一些可行方案。例如，有国内学者提出在工频变压器的一次侧增加双向晶闸管来改变输出电压的极性，但这种方案增大了开关损耗，同时输出电压极性反转动态响应速度慢；韩国学者提出的采用开关管单元结构来解决变换器的换流问题，同时能够输出双极性电压，但是输入输出端不共地，且结构采用了较多的无源元件，不利于大功率场合的应用；此外，又有学者提出了采用双向开关管的变换器结构来实现双极性电压输出，但在实现双极性功能的同时却又引入了换流问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构，解决了现有AC-AC变换器结构固有的换流问题、单极性电压输出问题及变换器需要设置死区时间造成的调制比利用率低的问题。
本发明的另一目的是提供一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构的调制方法。
本发明所采用的技术方案是，一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构，包括单相交流电源、输入滤波电容C、dual-buck型功率变换单元、LC低通滤波器和信号控制单元；
单相交流电源的输出端与dual-buck型功率变换单元的输入端连接，单相交流电源的输出端与dual-buck型功率变换单元的输入端之间连接输入滤波电容C，dual-buck型功率变换单元包括正极性桥臂和负极性桥臂，正极性桥臂的输出端A和负极性桥臂的输出端B连接LC低通滤波器的输入端，LC低通滤波器的输出端连接负载部分；
信号控制单元为单相交流电源中的过零比较电路，用于产生8个独立的PWM信号波，驱动dual-buck型功率变换单元中的开关管的接通或关断。
本发明的其他特点还在于，
正极性桥臂包括全控型功率开关管T2，单相交流电源的正极连接全控型功率开关管T2的发射级，全控型功率开关管T2的集电极连接全控型功率开关管T1的集电极，全控型功率开关管T1的发射极连接二极管D1c的负极，二极管D1c的正极连接全控型功率开关管T2c的发射级，全控型功率开关管T2c的集电极连接单相交流电源的负极，全控型功率开关管T2带有体二极管D2，全控型功率开关管T2c带有体二极管D2c，全控型功率开关管T1的集电极连接二极管D1的负极，二极管D1的正极连接全控型功率开关管T1c的集电极，二极管D1c的正极连接全控型功率开关管T1c的发射极，全控型功率开关管T1与二极管D1c之间引出输出端口连接分离电感L1，全控型功率开关管T1c和二极管D1之间引出输出端口连接分离电感L2，分离电感L1和分离电感L2的另一端连接后形成输出端口A连接LC低通滤波器，输出端口A的负极直接由单相交流电源负极经全控型功率开关管T2c的集电极引出。
全控型功率开关管T2的集电极和二极管D1c的正极之间连接有箍位电容C1。
负极性桥臂包括全控型功率开关管T2p，单相交流电源的正极连接全控型功率开关管T2p的发射级，全控型功率开关管T2p的集电极连接全控型功率开关管T1p的集电极，全控型功率开关管T1p的发射极连接二极管D1cp的负极，二极管D1cp的正极连接全控型功率开关管T2cp的发射级，全控型功率开关管T2cp的集电极连接单相交流电源的负极，全控型功率开关管T2p带有体二极管D2p，全控型功率开关管T2cp带有体二极管D2cp，全控型功率开关管T1p的集电极连接二极管D1p的负极，二极管D1p的正极连接全控型功率开关管T1cp的集电极，二极管D1cp的正极连接全控型功率开关管T1cp的发射极，全控型功率开关管T1p与二极管D1cp之间引出输出端口连接分离电感L3，全控型功率开关管T1cp和二极管D1p之间引出输出端口连接分离电感L4，分离电感L3和分离电感L4的另一端连接后形成输出端口B连接LC低通滤波器，输出端口B的负极直接由单相交流电源负极经全控型功率开关管T2cp的集电极引出。
全控型功率开关管T2p的集电极与二极管D1cp的正极之间连接箍位电容C2。
LC低通滤波器包括输出滤波电容Cf，输出滤波电容Cf的两端分别连接一个输出滤波电感Lf，每个输出滤波电感Lf为一个输入端，输出滤波电容Cf两端分别接出一个接口，两个接口形成输出端，一个输入端连接正极性桥臂的输出端口A，另一个输入端连接所述负极性桥臂的输出端口B，输出端连接负载。
本发明的另一技术方案是，一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构的调制方法，其特征在于，具体过程如下：
定义单相交流电源的输入电压为Uin；正极性桥臂占空比为d1；负极性桥臂调制比为d2；Uc为频率15kHz，峰值0到1的三角载波；单相交流电源的输入电压Uin与0电位比较产生50Hz的方波信号，调制波与三角载波比较产生另一个方波信号，两个方波信号做逻辑运算产生驱动对应功率变换单元中每个开关管的PWM驱动信号，当驱动信号为高电平时，对应的开关管开通，当驱动信号为0电平时，对应的开关管关断；
信号控制单元根据需要的输出电压对dual-buck型功率变换单元中的每个全控型功率开关管进行PWM调制，当输入交流正半波时，正极性桥臂的全控型功率开关管T2、全控型功率开关管T2c常开，全控型功率开关管T1、全控型功率开关管T1c交替通断；当输入交流负半波时，负极性桥臂的全控型功率开关管T2p、全控型功率开关管T2cp常开，全控型功率开关管T1p、全控型功率开关管T1cp交替通断；进行PWM调制信号的给予，两臂输出叠加得到所需要的交流电压。
通过调节正极性桥臂和负极性桥臂的占空比，决定输出电压的极性。
当期望输出电压为正极性电压时，令d1>d2；当期望输出电压为负极性电压时，令d1<d2。
本发明的有益效果是，一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构相比于传统的AC-AC变换器的结构存在以下优势：
(1)去除了传统的直流环节，降低了系统维护的负担，减少了功率传输级数，提高了变换效率；
(2)无需采用有损耗的RC缓冲电路，也不需要采用专门的换流策略就能够实现安全换流，提高了变换器的可靠性；
(3)与其他双极性AC-AC变换器相比，本发明保留了输入和输出共地的特点，使得变换器能够更好的输出与输入电压同相位或反相位的电压。此外，该变换器无论是输出与输入电压同相位还是反相位电压时都工作在相同的buck/boost工作模式下，这使得该变换器无需采用大容值的电容就能维持输出侧电流的连续；
(4)本发明的拓扑结构支持多模块接法，简单方便的设计出更大功率的电源，提高了系统的可裁剪性和可扩充性，满足不同功率高变换效率的目标；
(5)变换器拓扑结构与调制方法都比较简单，整个系统的稳定性得到了有效的提高。此外，正、负极性桥臂的2个调制比d1和d2任意组合确定输出电压，可控自由度高，优化谐波畸变率的能力更高，保证了输出电压的波形质量；
(6)本发明所提拓扑结构采用了dual-buck型桥臂，无需设置死区时间，可以将占空比提高到理论极限值，输出电压畸变率小，同时在满足功率等级要求的情况下部分开关管可以采用MOSFET开关管，提高系统的变换效率。
附图说明
图1是本发明的一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构示意图；
图2是本发明的拓扑结构零矢量耦合脉宽调制原理图；
图3是本发明在两个调制比均工作，即d1>d2>0时各开关管的信号图；
图4是本发明在图3模式下输入电压正半波时的工作阶段1；
图5是本发明在图3模式下输入电压正半波时的工作阶段2；
图6是本发明在图3模式下输入电压正半波时的工作阶段3；
图7是本发明在图3模式下输入电压正半波时的工作阶段4；
图8是本发明在图3模式下输入电压负半波时的工作阶段1；
图9是本发明在图3模式下输入电压负半波时的工作阶段2；
图10是本发明在图3模式下输入电压负半波时的工作阶段3；
图11是本发明在图3模式下输入电压负半波时的工作阶段4；
图12是本发明中LC低通滤波单元结构示意图；
图13是本发明在图3模式下各开关管信号波形图；
图14是本发明在图3模式下负载为纯阻性时输出电压正极性的波形图；
图15是本发明在图3模式下负载为阻感性时输出电压反极性的波形图；
图16是本发明在图3模式下负载为非线性时的波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明的一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构，如图1所示，包括单相交流电源、输入滤波电容C、dual-buck型功率变换单元、LC低通滤波器和信号控制单元；
单相交流电源的输出端与dual-buck型功率变换单元的输入端连接，单相交流电源的输出端与dual-buck型功率变换单元的输入端之间连接输入滤波电容C，dual-buck型功率变换单元包括正极性桥臂和负极性桥臂，正极性桥臂的输出端A和负极性桥臂的输出端B连接LC低通滤波器的输入端，LC低通滤波器的输出端连接负载部分；
信号控制单元为单相交流电源中的过零比较电路，用于产生8个独立的PWM信号波，驱动dual-buck型功率变换单元中的开关管的接通或关断。
正极性桥臂包括全控型功率开关管T2，单相交流电源的正极连接全控型功率开关管T2的发射级，全控型功率开关管T2的集电极连接全控型功率开关管T1的集电极，全控型功率开关管T1的发射极连接二极管D1c的负极，二极管D1c的正极连接全控型功率开关管T2c的发射级，全控型功率开关管T2c的集电极连接单相交流电源的负极，全控型功率开关管T2带有体二极管D2，全控型功率开关管T2c带有体二极管D2c，全控型功率开关管T1的集电极连接二极管D1的负极，二极管D1的正极连接全控型功率开关管T1c的集电极，二极管D1c的正极连接全控型功率开关管T1c的发射极，全控型功率开关管T1与二极管D1c之间引出输出端口连接分离电感L1，全控型功率开关管T1c和二极管D1之间引出输出端口连接分离电感L2，分离电感L1和分离电感L2的另一端连接后形成输出端口A连接LC低通滤波器，输出端口A的负极直接由单相交流电源负极经全控型功率开关管T2c的集电极极引出。
全控型功率开关管T2的集电极和二极管D1c的正极之间连接有箍位电容C1。
负极性桥臂包括全控型功率开关管T2p，单相交流电源的正极连接全控型功率开关管T2p的发射级，全控型功率开关管T2p的集电极连接全控型功率开关管T1p的集电极，全控型功率开关管T1p的发射极连接二极管D1cp的负极，二极管D1cp的正极连接全控型功率开关管T2cp的发射级，全控型功率开关管T2cp的集电极连接单相交流电源的负极，全控型功率开关管T2p带有体二极管D2p，全控型功率开关管T2cp带有体二极管D2cp，全控型功率开关管T1p的集电极连接二极管D1p的负极，二极管D1p的正极连接全控型功率开关管T1cp的集电极，二极管D1cp的正极连接全控型功率开关管T1cp的发射极，全控型功率开关管T1p与二极管D1cp之间引出输出端口连接分离电感L3，全控型功率开关管T1cp和二极管D1p之间引出输出端口连接分离电感L4，分离电感L3和分离电感L4的另一端连接后形成输出端口B连接LC低通滤波器，输出端口B的负极直接由单相交流电源负极经全控型功率开关管T2cp的集电极极引出。
全控型功率开关管T2p的集电极与二极管D1cp的正极之间连接箍位电容C2。
LC低通滤波器包括输出滤波电容Cf，输出滤波电容Cf的两端分别连接一个输出滤波电感Lf，每个输出滤波电感Lf为一个输入端，输出滤波电容Cf两端分别接出一个接口，两个接口形成输出端，一个输入端连接所述正极性桥臂的输出端口A，另一个输入端连接所述负极性桥臂的输出端口B，输出端连接负载。
信号控制单元为单相交流电源的过零比较电路，用于产生8个独立的PWM信号波，驱动对应的开关管全控型功率开关管T1、全控型功率开关管T1c、全控型功率开关管T2、全控型功率开关管T2c、全控型功率开关管T1p、全控型功率开关管T1cp、全控型功率开关管T2p和全控型功率开关管T2cp的接通或关断。
本发明的一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构中的功率变换单元的输入端与单相交流电源连接，功率变换单元从单相交流电源获得50Hz正弦交流电能Uin，经过率变换单元变换，然后将电能送到LC低通滤波器的输入端，经过滤波后得到50Hz正弦交流电输出给负载部分。本发明的拓扑结构主要用于电压等级较高，功率比较大的场合。因此，在功率转换单元中的全控型功率开关管的选择中，全控型功率开关管T1、全控型功率开关管T1c、全控型功率开关管T1p、全控型功率开关管T1cp优选考虑IGW50N60型绝缘栅双极晶体管(Insulated-Gate Bipolar Transistor，IGBT)；全控型功率开关管T2、全控型功率开关管T2c、全控型功率开关管T2p、全控型功率开关管T2cp优选考虑IKW75N60型IGBT。
本发明的一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构的调制方法，如图2所示，定义单相交流电源的输入电压为Uin；正极性桥臂占空比为d1；负极性桥臂调制比为d2；Uc为频率15kHz，峰值0到1的三角载波；单相交流电源的输入电压Uin与0电位比较产生50Hz的方波信号，调制波与三角载波比较产生另一个方波信号，两个方波信号做逻辑运算产生驱动对应功率变换单元中每个开关管的PWM驱动信号，当驱动信号为高电平时，对应的开关管开通，当驱动信号为0电平时，对应的开关管关断；
信号控制单元根据需要的输出的电压对功率变换单元中每个开关管进行PWM调制，当输入交流正半波时，正极性桥臂对全控型功率开关管T2、全控型功率开关管T1、全控型功率开关管T1c、全控型功率开关管T2c进行控制，全控型功率开关管T2、全控型功率开关管T2c常开，全控型功率开关管T1、全控型功率开关管T1c交替通断；当输入交流负半波时，负极性桥臂对全控型功率开关管T2p、全控型功率开关管T1p、全控型功率开关管T1cp、全控型功率开关管T2cp进行控制，全控型功率开关管T2p、全控型功率开关管T2cp常开，全控型功率开关管T1p、全控型功率开关管T1cp交替通断；进行PWM调制信号的给予，两臂输出叠加得到所需要的交流电压。
通过调节正极性桥臂和负极性桥臂的占空比，决定输出电压的极性；当期望电压为正极性电压时，令d1>d2；当期望电压为负极性电压时，令d1<d2。
根据负载侧所期望得到的电压，本发明的调制方法可以有多种组合的PWM调制方式，具体如表1所示。
其中，Uin为单相系统交流电源的输入电压；d1和d2分别为正极性桥臂和负极性桥臂的调制比；Uc为三角载波，三角载波Uc频率为15kHz，峰值0到1，正极性桥臂和负极性桥臂采用相同的三角载波。
表1 PWM调制方式
如表1所示，本发明的调制方式归为三种，即正、负、零电压输出。
实施例
由本发明的拓扑结构正、负桥臂的输出可看出，对于输出双极性电压的控制策略可以有多种方案。在此特举例当d1＝d1x，d2＝d2x且d1>d2时，各开关管动作示意如图3所示：
对该结构输出正极性电压的工作原理进行如下分析：
a)当输入交流正半波时，工作阶段1：如图4所示，正极性桥臂的全控型功率开关管T2、全控型功率开关管T2c常开，全控型功率开关管T1开通、全控型功率开关管T1c关断，负极性桥臂的全控型功率开关管T2、全控型功率开关管T2c常开，全控型功率开关管T1p关断，全控型功率开关管T1cp开通。此时，电流由交流电压输入正极流入全控型功率开关管T2的体二极管D2，经全控型功率开关管T1，再经电感L1及滤波电感Lf进入负载，后通过电感L4及负极性桥臂中的全控型功率开关管T1cp及全控型功率开关管T2cp的体二极管D2cp返回交流电压负极形成电流通路。工作阶段2：如图5所示，正极性桥臂的全控型功率开关管T2、全控型功率开关管T2c常开，全控型功率开关管T1开通、全控型功率开关管T1c关断；负极性桥臂的全控型功率开关管T2p、全控型功率开关管T2cp常开，全控型功率开关管T1p开通、全控型功率开关管T1cp关断；此时结构工作在续流状态，电流通过两个桥臂进行续流，输出零电平。工作阶段3：如图6所示，此阶段工作过程与阶段1类似，在此不做赘述。工作阶段4：如图7所示，此阶段处于正极性桥臂的全控型功率开关管T2、全控型功率开关管T2c常开，全控型功率开关管T1关断、全控型功率开关管T1c开通；负极性桥臂的全控型功率开关管T2p、全控型功率开关管T2cp常开，全控型功率开关管T1p关断、全控型功率开关管T1cp开通的情形，双桥臂通过电感进行续流。
b)当输入交流负半周时，工作阶段1：如图8所示，正极性桥臂的全控型功率开关管T1、全控型功率开关管T1c常开，全控型功率开关管T2开通、全控型功率开关管T2c关断，负极性桥臂的全控型功率开关管T1p、全控型功率开关管T1cp常开，全控型功率开关管T2p关断，全控型功率开关管T2cp开通。此时，电流由交流电压流入全控型功率开关管T2cp，经串联二极管D1cp，再经电感L3流入负载，后通过电感L2及正极性桥臂的二极管D1及全控型功率开关管T2返回交流电压形成电流通路；工作阶段2：如图9所示，正极性桥臂的全控型功率开关管T1、全控型功率开关管T1c常开，全控型功率开关管T2开通、全控型功率开关管T2c关断；负极性桥臂的全控型功率开关管T1p、全控型功率开关管T1cp常开，全控型功率开关管T2p开通、全控型功率开关管T2cp关断；此时结构工作在续流状态，电流通过两个桥臂进行续流。工作阶段3：如图10所示，该结构在此阶段的工作过程与阶段1类似，在此不做赘述。工作阶段4：如图11所示，此阶段处于正极性桥臂中的全控型功率开关管T1、全控型功率开关管T1c常开，全控型功率开关管T2关断、全控型功率开关管T2c开通；负极性桥臂中的全控型功率开关管T1p、全控型功率开关管T1cp常开，全控型功率开关管T2p关断、全控型功率开关管T2cp开通的情形，双桥臂通过电感进行续流。该结构输出反极性时的工作过程与上述正极性相同，在此不做赘述。
本发明可以看作一个交流调压装置，通过控制开关管PWM信号的占空比，可以得到所需输出电压。该拓扑结构对于输出正负极性的控制具有多样性，且解决了传统AC-AC结构的死区时间问题和重叠时间问题。由图1可知，输出电压的特性是由两个桥臂的输出决定的。在需要正极性输出时，可使左桥臂单独承担输出电压，右桥臂仅提供电流通路；也可使左右桥臂共同工作分配电压来输出期望电压，即令左桥臂的全控型功率开关管T1开通时间大于右桥臂的全控型功率开关管T2开通时间；在需要负极性输出时，调制与上述类似。
如图12所示，输出滤波器由输出滤波电感Lf和输出滤波电容Cf构成，二者构成一个二端口，其输入端口分别与正、负桥臂的输出端口A、B连接，输出端口与负载连接。
为了验证本发明的优越性，搭建了一台功能样机，样机的参数如表2所示：
表2样机参数
如图13所示为本发明样机的各开关管信号波形图，由图中可看出，两个互补信号间无死区时间的限制，且信号波形正常。图13中右侧放大中显示的是Uin>0时的各开关管信号情况。由于此时设定两占空比关系d1x>d2x,开关管T1开通时间大于T1p,T2开通时间大于T2p。
如图14所示为本发明在纯阻性负载时的实验波形图，负载R为20Ω，图中Uin、U0、I0分别代表输入电压、输出电压以及负载电流，波形显示出输出电压波形良好，且输入输出电压相位角保持一致。
如图15所示为本发明在阻感性负载时的输入电压、输出电压以及负载电流波形图。此负载电阻R为20Ω，电抗XL为12.1Ω，由于该模式下输出电压为负极性，图中输出电压与输入电压相位保持在180°左右。
如图16所示为本发明在非线性负载下的实验波形图。负载R为20Ω，图中所示波形为交流输出侧输出电压UAC、交流侧输出电流IAC、负载侧输出电压UDC、负载侧输出电流IDC。由图中波形可以看出，在非线性负载工况下，负载直流电压及电流输出波形良好。
综上所述，本发明在上述纯阻性负载、阻感性负载及非线性负载3种工况下都能正常工作，能够实现电压的双极性输出，且输出波形良好，不存在换流问题。
Claims (6)
1.一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构，其特征在于，包括单相交流电源、输入滤波电容C、dual-buck型功率变换单元、LC低通滤波器和信号控制单元；
所述单相交流电源的输出端与所述dual-buck型所述功率变换单元的输入端连接，所述单相交流电源的输出端与所述dual-buck型所述功率变换单元的输入端之间连接所述输入滤波电容C，所述dual-buck型所述功率变换单元包括正极性桥臂和负极性桥臂，所述正极性桥臂的输出端A和所述负极性桥臂的输出端B连接所述LC低通滤波器的输入端，所述LC低通滤波器的输出端连接负载部分；
所述正极性桥臂包括全控型功率开关管T2，所述单相交流电源的正极连接所述全控型功率开关管T2的发射级，所述全控型功率开关管T2的集电极连接全控型功率开关管T1的集电极，所述全控型功率开关管T1的发射极连接二极管D1c的负极，所述二极管D1c的正极连接全控型功率开关管T2c的发射级，所述全控型功率开关管T2c的集电极连接所述单相交流电源的负极，所述全控型功率开关管T2带有体二极管D2，所述全控型功率开关管T2c带有体二极管D2c，所述全控型功率开关管T1的集电极连接二极管D1的负极，所述二极管D1的正极连接全控型功率开关管T1c的集电极，所述二极管D1c的正极连接所述全控型功率开关管T1c的发射极，所述全控型功率开关管T1与所述二极管D1c之间引出输出端口连接分离电感L1，所述全控型功率开关管T1c和所述二极管D1之间引出输出端口连接分离电感L2，所述分离电感L1和所述分离电感L2的另一端连接后形成输出端口A连接所述LC低通滤波器，所述输出端口A的负极直接由所述单相交流电源负极经全控型功率开关管T2c的集电极引出；
所述负极性桥臂包括全控型功率开关管T2p，所述单相交流电源的正极连接所述全控型功率开关管T2p的发射级，所述全控型功率开关管T2p的集电极连接全控型功率开关管T1p的集电极，所述全控型功率开关管T1p的发射极连接二极管D1cp的负极，所述二极管D1cp的正极连接全控型功率开关管T2cp的发射级，所述全控型功率开关管T2cp的集电极连接所述单相交流电源的负极，所述全控型功率开关管T2p带有体二极管D2p，所述全控型功率开关管T2cp带有体二极管D2cp，所述全控型功率开关管T1p的集电极连接二极管D1p的负极，所述二极管D1p的正极连接全控型功率开关管T1cp的集电极，所述二极管D1cp的正极连接所述全控型功率开关管T1cp的发射极，所述全控型功率开关管T1p与所述二极管D1cp之间引出输出端口连接分离电感L3，所述全控型功率开关管T1cp和所述二极管D1p之间引出输出端口连接分离电感L4，所述分离电感L3和所述分离电感L4的另一端连接后形成输出端口B连接所述LC低通滤波器，所述输出端口B的负极直接由所述单相交流电源负极经全控型功率开关管T2cp的集电极引出；
所述信号控制单元为所述单相交流电源中的过零比较电路，用于产生8个独立的PWM信号波，驱动所述dual-buck型所述功率变换单元中的开关管的接通或关断。
2.如权利要求1所述的一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构，其特征在于，所述全控型功率开关管T2的集电极和所述二极管D1c的正极之间连接有箍位电容C1。
3.如权利要求1所述的一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构，其特征在于，所述全控型功率开关管T2p的集电极与所述二极管D1cp的正极之间连接箍位电容C2。
4.如权利要求1所述的一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构，其特征在于，所述LC低通滤波器包括输出滤波电容C f ，所述输出滤波电容C f 的两端分别连接一个输出滤波电感Lf，每个输出滤波电感Lf为一个输入端，所述输出滤波电容C f 两端分别接出一个接口，两个接口形成输出端，一个输入端连接所述正极性桥臂的输出端口A，另一个输入端连接所述负极性桥臂的输出端口B，所述输出端连接负载。
5.一种如权利要求1-4任一项所述的双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构的调制方法，其特征在于，具体过程如下：
定义所述单相交流电源的输入电压为U in ；正极性桥臂占空比为d1；负极性桥臂调制比为d2；U c 为频率15kHz，峰值0到1的三角载波；所述单相交流电源的输入电压U in 与0电位比较产生50Hz的方波信号，调制波与三角载波比较产生另一个方波信号，两个方波信号做逻辑运算产生驱动对应所述功率变换单元中每个开关管的PWM驱动信号，当驱动信号为高电平时，对应的开关管开通，当驱动信号为0电平时，对应的开关管关断；
所述信号控制单元根据需要的输出电压对所述dual-buck型功率变换单元中的每个全控型功率开关管进行PWM调制，当输入交流正半波时，正极性桥臂的全控型功率开关管T2、全控型功率开关管T2c常开，全控型功率开关管T1、全控型功率开关管T1c交替通断；当输入交流负半波时，负极性桥臂的全控型功率开关管T2p、全控型功率开关管T2cp常开，全控型功率开关管T1p、全控型功率开关管T1cp交替通断；进行PWM调制信号的给予，两臂输出叠加得到所需要的交流电压；
通过调节正极性桥臂和负极性桥臂的占空比，决定输出电压的极性。
6.如权利要求5所述的一种双极性dual-buck型直接式AC-AC变换器拓扑结构的调制方法，其特征在于，当期望输出电压为正极性电压时，令d1>d2；当期望输出电压为负极性电压时，令d1< d2。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910318393.3A CN110011545B (zh) | 2019-04-19 | 2019-04-19 | 一种双极性ac-ac变换器拓扑及调制方法 |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110011545A CN110011545A (zh) | 2019-07-12 |
| CN110011545B true CN110011545B (zh) | 2020-11-13 |
Family
ID=67173378
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| CN201910318393.3A Expired - Fee Related CN110011545B (zh) | 2019-04-19 | 2019-04-19 | 一种双极性ac-ac变换器拓扑及调制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110011545B (zh) |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100438303C (zh) * | 2006-10-20 | 2008-11-26 | 南京航空航天大学 | 五电平双降压式全桥逆变器 |
| CN100433526C (zh) * | 2006-10-20 | 2008-11-12 | 南京航空航天大学 | 三电平双降压式全桥逆变器 |
| CN100459393C (zh) * | 2006-10-23 | 2009-02-04 | 南京航空航天大学 | 双向交流斩波器 |
| CN101902143B (zh) * | 2010-07-26 | 2012-05-23 | 南京航空航天大学 | 电容箝位三电平双降压式半桥逆变器 |
| CN107493027B (zh) * | 2017-09-13 | 2019-07-26 | 燕山大学 | 一种单相推挽正激式高频链矩阵逆变器拓扑的调制方法 |
| CN108923663B (zh) * | 2018-08-15 | 2020-06-30 | 东北电力大学 | 单相双极性ac-ac变换器拓扑结构及其调制方法 |
-
2019
- 2019-04-19 CN CN201910318393.3A patent/CN110011545B/zh not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN110011545A (zh) | 2019-07-12 |
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