CN104393767B - 基于双有源桥电路的双模式直流‑直流变换器及其控制装置 - Google Patents
基于双有源桥电路的双模式直流‑直流变换器及其控制装置 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开一种基于双有源桥电路的双模式直流‑直流变换器及其控制装置，双模式的直流‑直流变换器包括输入电源、第一有源桥电路、继电器第一开关、缓冲电感、高频变压器、继电器第二开关、第二有源桥电路、输出滤波电容。控制装置包括电压传感器、电流传感器以及DSP数字控制器，其中DSP数字控制器包括变换器工作模式控制器、输出电压调节环、Flyback模式信号调制器、DAB模式信号调制器、信号选择开关。如果负载电流较大，则变换器工作于DAB模式，变压器原边侧与副边侧电路都为双有源桥，采用移相控制输出电压的大小；如果负载电流较小，则变换器工作于Flyback模式，通过对开关管PWM控制实现对输出电压的控制。不同的工作模式可以保证变换器在不同的功率情况下都获得较高的效率。
Description
技术领域
本发明涉及一种基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器及其控制装置，属于电力电子变换器及其控制技术领域。
背景技术
化石能源的枯竭迫使人们寻找合适的可替代、无污染的可再生能源，光伏电池和风电机组目前发展最为迅猛。在可再生能源发电发面，单台风电机组的输出功率持续提高，目前已经达到5MW；而将光伏电池进行串联或并联也可以达到较大的输出功率，大功率输出的能量采用单台功率变换器进行处理，可以实现较高的变换效率。但随之而来也出现了一些问题，对光伏电池而言，不能保证每块光伏电池对太阳光的入射角度都一致，或者部分光伏电池被云层、建筑物的阴影所遮挡，这就不能保证每块光伏电池都工作在各自的最大功率点上，直接影响了系统的效率，降低了发电商的利润。
为应对上述问题，近年来，可再生能源，特别是光伏发电的一个重要研究方向是微逆变器，即每块光伏电池(功率一般为150-250W)配备一个微逆变器模块，直接安装在光伏电池板的背面。通常情况下，为了使单块光伏电池所发电压能够实现并网，微逆变器都采用多级功率变换，即在并网逆变器前有一级DC/DC变换器，该DC/DC变换器既能够实现光伏电池的最大功率点跟踪，又能将较低的光伏电池输出电压抬升到能够实现并网的电压等级。
光伏电池在一天之中，其输出功率的变化范围非常宽，而一般情况下，DC/DC变换器都有一个适应的功率范围，如反激变换器适合于几十瓦的功率变换，而全桥变换器适合于几百瓦至几千瓦的功率变换，因此很难选择一种变换器既能在低功率，又同时在高功率都取得较高的变换效率。因此建立一种在宽功率变换范围内都取得较高变换效率的变换器对推动可再生能源发电的发展、降低发电成本、提高运营商的利润和积极性都有积极地意义。
因此，寻找适合宽功率变换范围的变换器及其相应的控制策略、保证电能变换的高效率、通过数字芯片控制实现整个系统的稳定运行是本发明的主要任务。
发明内容
发明目的：针对光伏电池的最大输出功率随光照辐射强度的变化而变化这一特性，实现处理光伏电池所发电能的变换器在较宽的处理功率范围内都能够实现高效。由于光伏电池的输出功率剧烈、大范围波动的频次不是特别高，因此可以由无损的继电器开关切断/投入变换器中的某些元件，从而实现在不同功率下应用不同拓扑的工作，以保证变换器在较宽的功率范围内都实现高效。
技术方案：
一种基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器，包括输入电源，第一有源桥电路，继电器第一开关、缓冲电感、高频变压器、继电器第二开关、第二有源桥电路、输出滤波电容和负载电阻。其中第一有源桥电路包括带反并联二极管的第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，第一开关管的源极和第三开关管的漏极连接，第二开关管的源极和第四开关管的漏极连接，且第一开关管的漏极连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极连接第四开关管的源极；输入电源的正输入端连接在第一开关管的漏极和第二开关管的漏极之间，输入电源的负输入端连接在第三开关管的源极和第四开关管的源极之间。所述继电器第一开关，其第一端子连接在第一开关管的源极与第三开关管的漏极之间；
所述缓冲电感的一端和继电器第一开关的第三端子连接；
所述第二有源桥电路包括带反并联二极管的第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管，第五开关管的源极与第七开关管的漏极连接，第六开关管的源极与第八开关管的漏极连接，且第五开关管的漏极与继电器第二开关的第一端子连接，第六开关管的漏极与继电器第二开关的第三端子连接，第七开关管的源极连接第八开关管的源极；继电器第二开关的第二端子悬空。
所述高频变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，其中第一原边绕组的同名端与缓冲电感的另一端连接，第一原边绕组的异名端则与继电器第一开关的第二端子连接，第二原边绕组的异名端连接在第二开关管的源极与第四开关管的漏极之间；副边绕组的同名端连接在第五开关管的源极与第七开关管的漏极之间，副边绕组的异名端连接在第六开关管的源极与第八开关管的漏极之间；
所述输出滤波电容的一端连接在第六开关管的漏极与继电器第二开关的第三端子之间，并且与负载电阻的一端连接；输出滤波电容的另一端连接在第七开关管的源极与第八开关管的源极之间，并且与负载电阻的另一端连接。
基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器的数字控制装置，包括电压传感器、电流传感器以及DSP数字控制器，其中DSP数字控制器包括变换器工作模式控制器、输出电压调节环、Flyback模式信号调制器、DAB模式信号调制器、信号选择开关；
电压传感器的输入端连接在负载电阻的两端，电流传感器的输入端与负载电阻串联；
变换器工作模式选择控制器包括固定值信号发生器、第一比较器和模式选择器，其中，比较器的正输入端接电流传感器的输出端，第一比较器的负输入端接固定值信号发生器的输出端，第一比较器的输出端与模式选择器的输入端连接，模式选择器的第一输出端为Flyback模式，第二输出端为DAB模式；
输出电压调节环包括减法器和输出电压调节器，其中，减法器的正输入端接输出电压基准值，减法器的负输入端接上述电压传感器的输出端，减法器的输出端接输出电压调节器的输入端；
Flyback模式信号调制器包括时钟信号发生器、计时器、零信号发生器、第二比较器、RS触发器、第三信号汇集器，其中，计时器的B输入端接时钟信号发生器的输出端，计时器的R输入端接第二比较器的输出端，计时器的T输出端接第二比较器的正输入端；第二比较器的负输入端与输出电压调节器的输出端连接，第二比较器的输出端与RS触发器的R输入端连接，RS触发器的S输入端与时钟信号发生器的输出端连接，RS触发器的输出端Q接第三信号汇集器的一个输入端，第三信号汇集器的另一个输入端接零信号发生器的输出端；
DAB模式信号调制器包括PWM信号发生器、反相器、第一信号汇集器、移相器、第二信号汇集器，其中，反相器的输入端与PWM信号发生器的输出端连接，反相器的输出端与第一信号汇集器第二输入端连接，第一信号汇集器第一输入端与PWM信号发生器的输出端连接，第一信号汇集器的输出端与第二信号汇集器的一个输入端连接，移相器第一输入端与输出电压调节器的输出端连接，移相器第二输入端与第一信号汇集器的输出端连接，移相器输出端与第二信号汇集器的另一个输入端连接；
信号选择开关为一个三端数字单刀双掷开关，信号选择开关的第二端子接Flyback模式信号调制器中第三信号汇集器的输出端，信号选择开关的第三端子接DAB模式信号调制器中第二信号汇集器的输出端，信号选择开关的第一端子输出第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的驱动信号。
一种基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器的数字控制方法，包括如下步骤：
通过输出电压环控制基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器的输出电压保持在恒定值；通过电流传感器检测负载电流，判断变换器的输出功率范围。如果变换器输出功率大于设定的临界值，变换器工作于DAB模式，继电器第一开关的第一端子连接其第三端子，继电器第二开关的第一端子连接其第三端子，变换器主电路为双有源桥的结构，信号选择开关的第一端子连接其第三端子，变换器中的开关管驱动信号由DAB模式信号调制器产生；如果变换器输出功率小于设定的临界值，变换器工作于Flyback模式，继电器第一开关的第一端子连接其第二端子，继电器第二开关的第一端子连接其第二端子，变换器主电路为双管反激变换器，信号选择开关的第一端子连接其第二端子，变换器中的开关管驱动信号由Flyback模式信号调制器产生；
Flyback模式信号调制器中，采用数字方法实现了峰值电流控制，并且未采用电流传感器检测变压器原边电流，由时钟信号对计时器进行启动，当计时器的计时值超过输出电压调节器的输出信号时，第二比较器输出高电平信号以关断主电路中的第一开关管与第四开关管，变压器的磁化能量转移到副边线圈中；与此同时，第二比较器输出信号对计时器进行复位。计时器的再一次计时要等到时钟信号再次来临时刻。以上过程，完全与模拟芯片控制的峰值电流控制型反激变换器一致。
有益效果：采用上述方案后，本发明由变换器工作模式选择控制器确定变换器的工作模式。在输出功率较小时，变换器工作于Flyback模式，变换器的结构为双管反激式变换器；在输出功率较大时，变换器工作于DAB模式，变换器的结构为双有源桥变换器。这样，可保证变换器从轻载到满载较宽的功率范围内都能实现高效率。在变换器工作于Flyback模式时，没有检测变压器原边电流，而采用计时器模拟了峰值电流控制方式，既实现了变换器的稳定工作，又降低了系统成本。
附图说明
图1为本发明实施例的基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器及其控制装置框图；
图2为本发明实施例在DAB模式时的主电路图；
图3为本发明实施例在DAB模式时一个开关周期主要波形示意图；
图4为本发明实施例在Flyback模式时的主电路图；
图5为本发明实施例在Flyback模式时一个开关周期主要波形示意图；
图6为本发明实施例在Flyback模式时模态1的等效电路图；
图7为本发明实施例在Flyback模式时模态2的等效电路图；
图8为本发明实施例在Flyback模式时模态3的等效电路图；
图9为本发明实施例在Flyback模式时模态4的等效电路图；
图中符号名称：Uin——输入电源电压；S1-S8——第一开关管至第八开关管；L——缓冲电感；T——高频变压器；KA_1——继电器第一开关；KA_2——继电器第二开关；uAB——第一有源桥交流侧电压；uCD——第二有源桥交流侧电压；iW1——变压器原边电流；iDA——DAB模式时变压器原边电流；iFb——Flyback模式时变压器原边电流；iW2——变压器副边电流；Co——变换器输出滤波电容；Uo——变换器输出电压；Io——变换器输出电流；Io_f——变换器输出电流对应的反馈信号；R——变换器负载电阻；Uo*——变换器输出电压基准值信号；Uo_f——变换器输出电压对应的反馈信号；Uo_e——变换器输出电压调节环误差信号；Uo_r——变换器输出电压调制信号；Io_th——变换器输出电流阈值信号；um——变换器工作模式选择信号；uclk——时钟信号发生器输出信号；uT——计时器输出信号；ure——RS触发器复位信号；uS1c～uS4c——开关管S1～S4的第三过渡驱动信号；uS1b～uS8b——开关管S1～S8的第二过渡驱动信号；uS1a～uS8a——开关管S1～S8的第一过渡驱动信号；uS1d～uS8d——开关管S1～S8的第四过渡驱动信号；uS1e～uS8e——开关管S1～S8的第五过渡驱动信号；uS1～uS8——开关管S1～S8的驱动信号。
具体实施方式
下面结合具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。
如图1所示，
一种基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器，包括输入电源Uin，第一有源桥电路，继电器第一开关KA_1、缓冲电感L、高频变压器T、继电器第二开关KA_2、第二有源桥电路、输出滤波电容Co和负载电阻R，以下将就其相互连接关系及组成部件进行详细说明。
第一有源桥电路包括带反并联二极管的第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4，S1的源极和S3的漏极连接，S2的源极和S4的漏极连接，且S1的漏极连接S2的漏极，S3的源极连接S4的源极；Uin的正输入端连接在S1的漏极和S2的漏极之间，Uin的负输入端连接在S3的源极和S4的源极之间。KA_1的第一端子连接在S1的源极与S3的漏极之间；
缓冲电感L的一端和KA_1的第三端子连接；
所述第二有源桥电路包括带反并联二极管的第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8，S5的源极与S7的漏极连接，S6的源极与S8的漏极连接，且S5的漏极与KA_2的第一端子连接，S6的漏极与KA_2的第三端子连接，S7的源极连接S8的源极；KA_2的第二端子悬空；
高频变压器T包括第一原边绕组W11、第二原边绕组W12和副边绕组W2，其中W11的同名端与L的另一端连接，W11的异名端则与KA_1的第二端子连接，W12的异名端连接在S2的源极与S4的漏极之间；W2的同名端连接在S5的源极与S7的漏极之间，W2的异名端连接在S6的源极与S8的漏极之间；
变换器输出滤波电容Co的一端连接在S6的漏极与KA_2的第三端子之间，并且与R的一端连接；Co的另一端连接在S7的源极与S8的源极之间，并且与R的另一端连接。
基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器的数字控制装置，包括电压传感器、电流传感器以及DSP数字控制器，其中DSP数字控制器包括变换器工作模式控制器、输出电压调节环、Flyback模式信号调制器、DAB模式信号调制器、信号选择开关；
电压传感器的输入端连接在R的两端，电流传感器的输入端与R串联；
变换器工作模式选择控制器包括固定值信号发生器、第一比较器和模式选择器，其中，比较器的正输入端接电流传感器的输出信号Io_f，第一比较器的负输入端接固定值信号发生器的输出信号Io_th，第一比较器的输出端信号um连接到模式选择器的输入端，模式选择器的第一输出端为Flyback模式，第二输出端为DAB模式；
输出电压调节环包括减法器和输出电压调节器，其中，减法器的正输入端接输出电压基准信号Uo*，减法器的负输入端接上述电压传感器的输出信号Uo_f，减法器的输出信号为Uo_e，将信号Uo_e接输出电压调节器的输入端，电压调节器的输出信号为Uo_r；
Flyback模式信号调制器包括时钟信号发生器、计时器、零信号发生器、第二比较器、RS触发器、第三信号汇集器，其中，计时器的B输入端接时钟信号发生器的输出信号uclk，计时器的T输出信号uT连接到第二比较器的正输入端；信号Uo_r连接至第二比较器的负输入端，第二比较器的输出信号为ure，将信号ure连接到计时器的R输入端以及RS触发器的R输入端连接，RS触发器的S输入端接时钟信号发生器的输出信号uclk，RS触发器的输出端接第三信号汇集器的一个输入端，第三信号汇集器的另一个输入端接零信号发生器的输出端；
DAB模式信号调制器包括PWM信号发生器、反相器、第一信号汇集器、移相器、第二信号汇集器，其中，反相器的输入端与PWM信号发生器的输出端连接，反相器的输出端与第一信号汇集器第二输入端连接，第一信号汇集器第一输入端与PWM信号发生器的输出端连接，第一信号汇集器的输出端与第二信号汇集器的一个输入端连接，移相器第一输入端与输出电压调节器的输出端连接，移相器第二输入端与第一信号汇集器的输出端连接，移相器输出端与第二信号汇集器的另一个输入端连接；
信号选择开关K1为一个三端数字单刀双掷开关，K1的第二端子接Flyback模式信号调制器中第三信号汇集器的输出端，K1的第三端子接DAB模式信号调制器中第二信号汇集器的输出端，K1的第一端子输出8路信号，分别作为S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7和S8的驱动信号。
本发明工作时，通过输出电压环控制基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器的输出电压Uo保持在恒定值；通过电流传感器检测负载电流Io的大小，判断变换器的输出功率范围。如果变换器输出功率大于设定的临界值，变换器工作于DAB模式，KA_1的第一端子连接其第三端子，KA_2的第一端子连接其第三端子，变换器主电路为双有源桥的结构，如图2所示，与此同时，信号选择开关K1的第一端子连接其第三端子，变换器中的开关管驱动信号由DAB模式信号调制器产生；如果变换器输出功率小于设定的临界值，变换器工作于Flyback模式，KA_1的第一端子连接其第二端子，KA_2的第一端子连接其第二端子，变换器主电路为双管反激变换器，K1的第一端子连接其第二端子，变换器中的开关管驱动信号由Flyback模式信号调制器产生；
Flyback模式信号调制器中，采用数字方法实现了峰值电流控制，并且未采用电流传感器检测变压器原边电流，由时钟信号对计时器进行启动，当计时器的计时值超过输出电压调节器的输出信号时，第二比较器输出高电平信号以关断主电路中的第一开关管与第四开关管，变压器的磁化能量转移到副边线圈中；与此同时，第二比较器输出信号对计时器进行复位。计时器的再一次计时要等到时钟信号再次来临时刻。以上过程，完全与模拟芯片控制的峰值电流控制型反激变换器一致。
图2所示为变换器在DAB模式时对应的主电路，可以看出，变压器原边和副边电路均为有源全桥电路，在DSP数字控制器中，采用DAB模式信号调制器生成第一有源桥和第二有源桥电路中开关管的驱动信号，具体波形如图3所示。从图3可以看出，第一有源桥交流侧电压为uAB，第二有源桥交流侧电压为uCD，DAB模式信号调制器输出的开关管驱动信号使得电压uAB相位超前电压uCD，如此，能量从输入侧流向负载侧。变压器原边电流iW1的情况有多种，图3所示变压器原边电流iW1为效率最高的情况。有关双有源桥变换器的工作模态分析可以在多种文献可以查询，且这不是本发明的重点，因此对双有源桥移相控制的模态分析不作具体说明。
图4为变换器在Flyback模式时对应的主电路，可以看出，除了开关管S1和S4需要高频驱动以外，其余的6个开关管都处于截止状态，其对应的驱动电路不工作，节省了大部分的驱动功率，而此时变换器的整体功率较小，所节省的驱动功率对变换器整体效率的提高有积极意义；再加上Flyback模式时工作变换器为双管反激电路、存在电压钳位电路将变压器漏感能量回馈至输入电源、电流断续模式下获得零电流开关等特点，因此，在处理较小的功率时，变换器仍可获得较高的变换效率。图5给出了考虑变压器原边漏感时，一个开关周期内的主要波形。可以看出，一个开关周期内分4个工作模态，分别对应图6到图9。
开关模态1[对应图6]：
t0时刻前，变换器中仅有输出滤波电容向负载电阻供电，电路中其余部分都没有电流流过。t0时刻，开通开关管S1和S4，输入电源直接作用在变压器原边绕组上，变压器原边绕组中电流逐渐增加，由于开关管S6和S7反并联二极管截止，因此变压器副边绕组中无电流，原边增加的电流以磁能的形式储存在变压器铁芯中。
开关模态2[对应图7]：
t1时刻，关断开关管S1和S4，变压器储存电能停止增加，由于切断了原边激磁电流的路径，因此激磁电流转移至变压器的副边，迫使开关管S6和S7的反并联二极管导通，变压器中储存的能量转移到输出滤波电容和负载电阻中。在变压器的原边侧，由于变压器原边漏感的作用，在开关管S1和S4关断后，漏感中的储存的能量会通过开关管S2和S3的反并联二极管反馈回输入电源，并且不会在开关管上产生电压尖峰。由于漏感中储存能量较小，因此开关模态2对应的时间段很短。
开关模态3[对应图8]：
t2时刻，变压器原边漏感中储存的能量完全释放，开关管S2和S3的反并联二极管截止，变压器原边电路中无电流；变压器副边电路中的电流流通情况同开关模态2。
开关模态4[对应图9]：
t3时刻，变压器中储存的能量完全释放，此时，开关管S6和S7的反并联二极管自然关断，电路中电流流通情况与t0时刻前一致，即仅有输出滤波电容向负载电阻供电。
t4时刻后，下一个开关周期开始，重复t0-t4的工作过程。
从上述分析过程可以看出，Flyback模式工作变换器的原理同单管反激型变换器。
综上所述，本发明采用继电器开关实现双有源桥变换器的双模式工作，根据变换器的输出功率确定变换器工作于DAB模式或是Flyback模式，DAB模式时，变换器输出功率较大，而Flyback模式时，变换器的输出功率较小，因此，变换器在较宽的功率范围内都能够实现较高的效率。在变换器工作于Flyback模式时，没有检测变压器原边电流，而采用计时器模拟了峰值电流控制方式，既实现了变换器的稳定工作，又降低了系统成本。因此，本发明变换器具有成本低、效率高的优点。
Claims (2)
1.一种基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器的数字控制装置，其特征在于，双模式直流-直流变换器：包括输入电源，第一有源桥电路，继电器第一开关、缓冲电感、高频变压器、继电器第二开关、第二有源桥电路、输出滤波电容和负载电阻；其中第一有源桥电路包括带反并联二极管的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，第一开关管的源极和第三开关管的漏极连接，第二开关管的源极和第四开关管的漏极连接，且第一开关管的漏极连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极连接第四开关管的源极；输入电源的正输入端连接在第一开关管的漏极和第二开关管的漏极之间，输入电源的负输入端连接在第三开关管的源极和第四开关管的源极之间；所述继电器第一开关，其第一端子连接在第一开关管的源极与第三开关管的漏极之间；
所述缓冲电感的一端和继电器第一开关的第三端子连接；
所述第二有源桥电路包括带反并联二极管的第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管，第五开关管的源极与第七开关管的漏极连接，第六开关管的源极与第八开关管的漏极连接，且第五开关管的漏极与继电器第二开关的第一端子连接，第六开关管的漏极与继电器第二开关的第三端子连接，第七开关管的源极连接第八开关管的源极；继电器第二开关的第二端子悬空；
所述高频变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，其中第一原边绕组的同名端与缓冲电感的另一端连接，第一原边绕组的异名端则与继电器第一开关的第二端子连接，第二原边绕组的异名端连接在第二开关管的源极与第四开关管的漏极之间；副边绕组的同名端连接在第五开关管的源极与第七开关管的漏极之间，副边绕组的异名端连接在第六开关管的源极与第八开关管的漏极之间；
所述输出滤波电容的一端连接在第六开关管的漏极与继电器第二开关的第三端子之间，并且与负载电阻的一端连接；输出滤波电容的另一端连接在第七开关管的源极与第八开关管的源极之间，并且与负载电阻的另一端连接；
数字控制装置：包括电压传感器、电流传感器以及DSP数字控制器，其中DSP数字控制器包括变换器工作模式控制器、输出电压调节环、Flyback模式信号调制器、DAB模式信号调制器、信号选择开关；
电压传感器的输入端连接在负载电阻的两端，电流传感器的输入端与负载电阻串联；
变换器工作模式选择控制器包括固定值信号发生器、第一比较器和模式选择器，其中，比较器的正输入端接电流传感器的输出端，第一比较器的负输入端接固定值信号发生器的输出端，第一比较器的输出端与模式选择器的输入端连接，模式选择器的第一输出端为Flyback模式，第二输出端为DAB模式；
输出电压调节环包括减法器和输出电压调节器，其中，减法器的正输入端接输出电压基准值，减法器的负输入端接上述电压传感器的输出端，减法器的输出端接输出电压调节器的输入端；
Flyback模式信号调制器包括时钟信号发生器、计时器、零信号发生器、第二比较器、RS触发器和第三信号汇集器，其中，计时器的B输入端接时钟信号发生器的输出端，计时器的R输入端接第二比较器的输出端，计时器的T输出端接第二比较器的正输入端；第二比较器的负输入端与输出电压调节器的输出端连接，第二比较器的输出端与RS触发器的R输入端连接，RS触发器的S输入端与时钟信号发生器的输出端连接，RS触发器的输出端Q接第三信号汇集器的一个输入端，第三信号汇集器的另一个输入端接零信号发生器的输出端；
DAB模式信号调制器包括PWM信号发生器、反相器、第一信号汇集器、移相器和第二信号汇集器，其中，反相器的输入端与PWM信号发生器的输出端连接，反相器的输出端与第一信号汇集器第二输入端连接，第一信号汇集器第一输入端与PWM信号发生器的输出端连接，第一信号汇集器的输出端与第二信号汇集器的一个输入端连接，移相器第一输入端与输出电压调节器的输出端连接，移相器第二输入端与第一信号汇集器的输出端连接，移相器输出端与第二信号汇集器的另一个输入端连接；
信号选择开关为一个三端数字单刀双掷开关，信号选择开关的第二端子接Flyback模式信号调制器中第三信号汇集器的输出端，信号选择开关的第三端子接DAB模式信号调制器中第二信号汇集器的输出端，信号选择开关的第一端子输出第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的驱动信号。
2.一种如权利要求1所述的基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器的数字控制装置的实现方法，其特征在于，包括如下步骤：
通过输出电压环控制基于双有源桥电路的双模式直流-直流变换器的输出电压保持在恒定值；通过电流传感器检测负载电流，判断变换器的输出功率范围；如果变换器输出功率大于设定的临界值，变换器工作于DAB模式，继电器第一开关的第一端子连接其第三端子，继电器第二开关的第一端子连接其第三端子，变换器主电路为双有源桥的结构，信号选择开关的第一端子连接其第三端子，变换器中的开关管驱动信号由DAB模式信号调制器产生；如果变换器输出功率小于设定的临界值，变换器工作于Flyback模式，继电器第一开关的第一端子连接其第二端子，继电器第二开关的第一端子连接其第二端子，变换器主电路为双管反激变换器，信号选择开关的第一端子连接其第二端子，变换器中的开关管驱动信号由Flyback模式信号调制器产生；Flyback模式信号调制器中，采用数字方法实现了峰值电流控制，并且未采用电流传感器检测变压器原边电流，由时钟信号对计时器进行启动，当计时器的计时值超过输出电压调节器的输出信号时，第二比较器输出高电平信号以关断主电路中的第一开关管与第四开关管，变压器的磁化能量转移到副边线圈中；与此同时，第二比较器输出信号对计时器进行复位；计时器的再一次计时要等到时钟信号再次来临时刻；以上数字方法实现的峰值电流控制过程，完全与模拟芯片控制的峰值电流控制型反激变换器一致。
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