CN103259434B - 原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器及其数字控制系统和方法 - Google Patents
原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器及其数字控制系统和方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开一种原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器及其数字控制系统和方法，属于电力电子变换器及其控制领域。本发明包括输入电压<i>U</i>in，单相桥式电路、高频隔离变压器、三相桥式电路、LC滤波器、电压传感器、电流传感器以及DSP数字控制器。其中，单相桥式电路由四个电力MOSFET构成；高频隔离变压器原边单绕组、副边为带中心抽头的绕组；三相桥式电路由六个电力MOSFET构成；滤波器由电感L和电容C组成；DSP数字控制器采用TMS320F28335，其功能包括输出电压控制环，电感电流控制环，信号调理器以及驱动信号选择开关。本发明采用两级功率变换，实现了输入侧和输出侧的电气隔离，具有体积小、重量轻、效率高、能量双向流动、软开关、器件发热分散、对散热要求低的特点。
Description
技术领域
本发明涉及一种原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器及其数字控制系统和方法，属于电力电子变换器及其控制领域。
背景技术
世界范围内的化石能源危机加快了各国对新能源的开发速度，新能源应用的一个重要方面就是新能源发电及其控制技术。由诸如光伏电池、风电机组、燃料电池等装置输出的电能除可以供应本地负载以外，还可以经并网逆变器输送至电网。目前，并网逆变器有多重电路结构：一、单级式非隔离型并网逆变器；二、单级式非隔离型逆变器+工频变压器；三、非隔离型直流变换器（DC/DC）+非隔离单级式逆变器+工频变压器；四、隔离型直流变换器（DC/DC）+非隔离单级式逆变器；五、高频脉冲交流环节隔离型逆变器（高频链逆变器）。
上述电路结构中，第一种电路结构最简单，变换效率也最高，但是其缺点也非常明显：①新能源所发出的电能作为逆变器的输入电源，造成逆变器的输入电压波动范围非常大，这就给逆变器的器件选择以及控制造成了一定的困难；②单级式非隔离型并网逆变器需要承担最大功率点跟踪（MPPT）和并网电流质量的控制，对控制提出了较高的要求；③由于单级式非隔离型并网逆变器的变换器和电网之间没有实现电气隔离，因此系统存在较大的漏电流，并且并网电流中含有一定成分的直流分量；此外单级式非隔离型并网逆变器会造成一定的安全隐患。虽然目前有研究提出相关拓扑对漏电流能够进行一定程度的抑制，但是不能完全消除。
上述电路结构中，第二种电路结构在第一种结构的基础上增加了工频变压器，实现了变换器与电网之间的电气隔离，但是由于工频变压器体积大、重量重，并且极大地增加了工程造价，因此其应用受到一定程度的限制。
上述电路结构中，第三种电路结构在第二种结构的基础上增加了前级的非隔离型直流变换器，以实现MPPT，可进一步优化了控制设计，但是工频变压器的存在使得系统仍然具有第二种电路结构的缺点，而且增加的前级直流变换器使得效率较第二种电路变低。
上述电路结构中，第四种电路结构实现了变换器的高频隔离，其实现电气隔离的变压器体积小、重量轻以及造价低，但是逆变器前级的隔离型直流变换器有两级功率变换，加上逆变器，系统总共有三级功率变换，使得系统的总体效率偏低。
上述电路结构中，第五种电路结构实现了变换器的高频隔离，在高频变压器原边电路一般采用桥式逆变器，变压器的副边电路采用周波变换器，只采用两级功率变换就可以实现输入、输出电气隔离和逆变器的功能。相对于第四种电路而言，第五种电路变换效率要高，而且省去了中间直流输出的滤波器。因此两级式高频链逆变器相对于前四种电路结构而言具有明显的优势。
现有的两级式高频链逆变器可以分为基于反激型（flyback）变换器的电路结构和基于正激型（forward）变换器的电路结构，基于反激型（flyback）高频链逆变器将变压器作为储能元件使用，因此限制了它处理功率的大小，而基于正激型变换器的高频链逆变器能够处理较大的功率，符合新能源发电对变换器的功率需求。然而，目前两级式高频链逆变器中，变压器副边的周波变换器一般采用双向开关，且都为高频开关，且周波变换器中开关管的电压尖峰较大，这限制了两级式高频链逆变器的应用。虽然已经有针对周波变换器的电路改进，但是电路结构非常复杂，整个两级式高频链逆变器需要16个开关管，这也在一定程度上限制了其应用。
因此，电路结构简单、器件承担电流应力分散、大功率的两级式高频链逆变器是新能源发电发展的动力所在，本方案由此产生。
发明内容
发明目的：本发明的目的是提供一种适合新能源发电的原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器及其数字控制系统和方法，将变压器副边电路三相桥的上管和下管分工频正、负半周期单独工作，可大大降器件的电流应力，降低了变换器的散热要求；此外，还保留了两级式高频链逆变器体积小、重量轻和造价低的特点。
技术方案：一种原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器，包括输入电压Uin，单相桥式电路，其中单相桥式电路包括带反并二极管的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，第一开关管的源极与第三开关管的漏极连接，第二开关管的源极与第四开关管的漏极连接，且第一开关管的漏极连接第二开关管的漏 极，第三开关管的源极连接第四开关管的源极；输入电源的正极连接在第一开关管的漏极与第二开关管的漏极之间；输入电源的负极连接在第三开关管的源极与第四开关管的源极之间；原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器还包括高频隔离变压器、三相桥式电路和LC滤波器；
三相桥式电路包括带反并二极管的第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管、第十开关管，第五开关管的源极与第八开关管的漏极连接，第六开关管的源极与第九开关管的漏极连接，第七开关管的源极与第十开关管的漏极连接，第五开关管的漏极连接在第六开关管的漏极与第七开关管的漏极之间，且第八开关管的源极连接在第九开关管的源极与第十开关管的源极之间；
高频隔离变压器包括原边绕组和副边绕组，其中变压器原边绕组为两个端子，分别为第一端子、第二端子，变压器副边为带中心抽头的绕组，分别为第三端子、第四端子和第五端子，其中变压器第一端子连接在第一开关管的源极与第三开关管的漏极之间，变压器第二端子连接在第二开关管的源极与第四开关管的漏极之间；变压器第三端子连接在第五开关管的源极与第八开关管的漏极之间，变压器第四端子连接在第六开关管的源极与第九开关管的漏极之间；
LC滤波器包括电感L和电容C，其中，电感L的一端连接在第七开关管的源极与第十开关管的漏极之间，电感L的另一端连接在电容C的一端，电容C的另一端连接于上述高频隔离变压器的第五端子；
一种基于前述原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器的数字控制系统，包括电压传感器、电流传感器和DSP数字控制器；其中DSP数字控制器包括输出电压控制环、电感电流控制环、信号调理器、第一选择开关和第二选择开关；
电压传感器的输入端连接在上述电容C的两端，电流传感器输入端与上述电感L相串联；
输出电压控制环包括第一减法器与输出电压调节器，其中第一减法器的正输入端连接输出电压基准值，负输入端连接电压传感器的输出端，而第一减法器的输出端连接输出电压调节器的输入端；
电感电流控制环包括第二减法器与电感电流调节器，其中第二减法器的正输入端连接上述电压调节器的输出端，负输入端连接电流传感器的输出端，而第二 减法器的输出端连接电感电流调节器的输入端；
信号调节器包括第一端子、第二端子、第三端子和第四端子，其中信号调节器的第一端子连接上述电感电流调节器的输出端子，信号调节器的第二端子输出上述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的驱动信号，信号调节器的第三端子输出上述第五开关管、第六开关管、第七开关管的备用驱动信号，信号调节器的第四端子输出上述第八开关管、第九开关管、第十开关管的备用驱动信号；
第一选择开关包括第一端子、第二端子和第三端子，其中第一选择开关的第二端子连接低电平“0”信号，第一选择开关的第三端子连接上述信号调节器的第三端子，而第一选择开关的第一端子输出上述第五开关管、第六开关管、第七开关管的驱动信号；
第二选择开关包括第一端子、第二端子和第三端子，其中第二选择开关第二端子连接上述信号调节器的第四端子，第二选择开关第三端子连接低电平“0”信号，而第二选择开关的第一端子输出上述第八开关管、第九开关管、第十开关管的驱动信号。
一种基于前述原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器的数字控制方法，首先采用电压传感器检测高频链逆变器的输出电压的反馈信号，采用电流传感器检测滤波电感电流的反馈信号，将输出电压的基准值与输出电压的反馈信号相减，得到输出电压误差信号，将输出电压误差信号作为输出电压调节器的输入信号；而输出电压调节器的输出信号作为电感电流的基准值，将输出电压调节器的输出信号与电感电流的反馈信号作差，得到电感电流的误差信号，将电感电流的误差信号作为电感电流调节器的输入信号，电感电流调节器的输出信号即为开关管驱动信号的调制波形；
上述电感电流调节器的输出信号作为信号调理器的输入信号，连接至信号调理器的第一端子，从信号调理器的第二端子直接输出第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的驱动信号，从信号调理器的第三端子输出第五开关管、第六开关管和第七开关管的备用驱动信号，从信号调理器的第四端子输出第八开关管、第九开关管和第十开关管的备用驱动信号；
通过第一选择开关和第二选择开关来选择第五开关管、第六开关管、第七开 关管、第八开关管、第九开关管和第十开关管的实际驱动信号，选取的原则是：当高频链逆变器为正半周时，第五开关管、第六开关管和第七开关管的备用驱动信号即为实际的开关管驱动信号，而开关管第八开关管、第九开关管和第十开关管为关闭状态；当高频链逆变器为负半周时，第八开关管、第九开关管和第十开关管的备用驱动信号即为实际的开关管驱动信号，而第五开关管、第六开关管和第七开关管为关闭状态。
有益效果：本发明提供的原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器及其数字控制系统和方法，只采用2级功率变换即可实现输入、输出侧的高频电气隔离，可大大降低变换器的体积、重量和造价；相对于3级功率变换实现高频电气隔离的电路来说，整体效率要大大提高；另外，变压器副边三相桥同一时刻只有两个开关管工作，其中一个开关管高频工作，另一个以工频实现开通与关断，降低了整个变换器的发热量，并且可使开关管发热较为分散，延长变换器的使用寿命。
附图说明
图1为本发明实施例的原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器及其数字控制系统和方法框图；
图2为本发明实施例中DSP数字控制器中的信号调理器信号调制的示意图；
图3为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流大于0时一个开关周期内主要波形图；
图4为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流大于0时模态0的工作原理图；
图5为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流大于0时模态1的工作原理图；
图6为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流大于0时模态2的工作原理图；
图7为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流大于0时模态3的工作原理图；
图8为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流大于0时模态4的工作原理图；
图9为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流大于0时模态5的工作原 理图；
图10为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流大于0时模态6的工作原理图；
图11为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流小于0时一个开关周期内主要波形图；
图12为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流小于0时模态0的工作原理图；
图13为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流小于0时模态1的工作原理图；
图14为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流小于0时模态2的工作原理图；
图15为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流小于0时模态3的工作原理图；
图16为本发明实施例在输出电压大于0，电感电流小于0时模态4的工作原理图；
图中符号名称：Uin——输入电压；W1——高频隔离变压器原边绕组；W21——高频隔离变压器副边第一绕组；W22——高频隔离变压器副边第二绕组；iW1——高频隔离变压器原边输入电流；uW1——高频隔离变压器原边电压；iW21——高频隔离变压器第一副边输出电流；uW21——高频隔离变压器第一副边电压；iW22——高频隔离变压器第二副边输出电流；uW22——高频隔离变压器第二副边电压；u1——LC滤波器输入电压；iL——滤波器电感电流；uo——高频链逆变器输出电压；uref——高频链逆变器输出电压的基准值；uof——高频链逆变器输出电压的反馈信号；ue——高频链逆变器输出电压反馈误差信号；iref——滤波器电感电流的基准值；iLf——滤波器电感电流的反馈信号；ie——滤波器电感电流的反馈误差信号；ur——高频链逆变器输出控制调理信号；uS1～uS10——开关管S1～S10的驱动信号；|ur|——高频链逆变器输出控制调理信号的绝对值信号；T1CTR～T3CTR——DSP中计时器T1～T3的计时值；T3PR——DSP中计时器T3的周期值；CMP1R～CMP2R——DSP中计时器T1～T2增计时的比较值；CMP1D～CMP2D——DSP中计时器T1～T2减计时的比较值。
具体实施方式
下面结合具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。
如图1所示，原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器包括输入电压Uin，单相桥式电路，高频隔离变压器T、三相桥式电路和LC滤波器，以下将就其相互连接关系及组成部件进行详细说明。
单相桥式电路采用移相控制方式，包括带反并二极管的开关管S1-S4，其中，S1的源极与S3的漏极连接，S2的源极与S4的漏极连接，且S1的漏极连接S2的漏极，S3的源极连接S4的源极；输入电源的正极分别连接S1的漏极和S2的漏极；输入电源的负极分别连接S3的源极和S4的源极。
三相桥式电路包括带反并二极管的开关管S5-S10，S5的源极与S8的漏极连接，S6的源极与S9的漏极连接，S7的源极与S10的漏极连接，S5的漏极分别连接S6的漏极和S7的漏极，且S8的源极分别连接S9的源极和S10的源极。
高频隔离变压器T包括原边绕组W1和副边绕组W21、W22，其中绕组W1为两个端子，分别为第一端子、第二端子，副边绕组W21与W22匝数相等，共用一个中心抽头，即副边绕组W21与W22有三个端子，分别为第三端子、第四端子和第五端子，其中高频隔离变压器T第一端子分别连接上述开关管S1的源极和S3的漏极，高频隔离变压器T第二端子分别连接S2的源极和S4的漏极；高频隔离变压器T第三端子分别连接S5的源极和S8的漏极，高频隔离变压器T第四端子分别连接S6的源极和S9的漏极。
LC滤波器包括电感L和电容C，其中，电感L的一端分别连接S7的源极和S10的漏极，电感L的另一端连接在电容C的一端，电容C的另一端连接于上述高频隔离变压器T的第五端子。
另外，基于前述原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器的数字控制系统，同样配合图1所示，控制系统包括电压传感器、电流传感器和DSP数字控制器；其中DSP数字控制器包括输出电压控制环、电感电流控制环、信号调理器、第一选择开关K1和第二选择开关K2。以下将分别介绍。
电压传感器的输入端连接在上述电容C的两端，电流传感器输入端与上述 电感L相串联。
输出电压控制环包括第一减法器与输出电压调节器，其中第一减法器的正输入端连接输出电压基准值，负输入端连接电压传感器的输出端，而第一减法器的输出端连接输出电压调节器的输入端。
电感电流控制环包括第二减法器与电感电流调节器，其中第二减法器的正输入端连接上述电压调节器的输出端，负输入端连接电流传感器的输出端，而第二减法器的输出端连接电感电流调节器的输入端。
信号调节器包括第一、二、三、四端子，其中信号调节器的第一端子连接上述电感电流调节器的输出端子，信号调节器的第二端子输出上述开关管S1-S4的驱动信号，信号调节器的第三端子输出上述开关管S5-S7的备用驱动信号，信号调节器的第四端子输出上述开关管S8-S10的备用驱动信号。
第一选择开关K1包括第一、二、三端子，其中K1的第二端子连接低电平“0”信号，K1的第三端子连接上述信号调节器的第三端子，而K1的第一端子输出上述开关管S5-S7的驱动信号。
第二选择开关K2包括第一、二、三端子，其中K2的第二端子连接上述信号调节器的第四端子，K2的第三端子连接低电平“0”信号，而K2的第一端子输出上述第八、九、十开关管的驱动信号。
原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器的数字控制方法，首先采用电压传感器检测高频链逆变器的输出电压uo的反馈信号uof，采用电流传感器检测滤波电感电流iL的反馈信号iLf，将输出电压的基准值uref与输出电压的反馈信号uof相减，得到输出电压误差信号ue，将输出电压误差信号ue作为输出电压调节器的输入信号；而输出电压调节器的输出信号iref作为电感电流的基准值，将信号iref与电感电流的反馈信号iLf作差，得到电感电流的误差信号ie，将电感电流的误差信号ie作为电感电流调节器的输入信号，电感电流调节器的输出信号ur即为开关管驱动信号的调制波形。
上述电感电流调节器的输出信号ur作为信号调理器的输入信号，连接至信号调理器的第一输入端子，从信号调理器的第二输出端子直接输出开关管S1-S4的驱动信号uS1～uS4，从信号调理器的第三输出端子输出开关管S5-S7的备用驱动信号uS5a～uS7a，从信号调理器的第四输出端子输出开关管S8-S10的备用驱动 信号uS8a～uS10a；
通过选择开关K1和K2来选择开关管S5-S10的实际驱动信号，选取的原则是：当高频链逆变器为正半周时，开关管S5-S7的备用驱动信号uS5a～uS7a即为实际的开关管驱动信号uS5～uS7，而开关管S8-S10为关闭状态（驱动信号为低电平“0”）；当高频链逆变器为负半周时，开关管S8-S10的备用驱动信号uS8a～uS10a即为实际的开关管驱动信号uS8～uS10，而开关管S5-S7为关闭状态（驱动信号为低电平“0”）。
图1中的信号调理器对应的信号调制示意图如图2所示，调制信号ur的正半周时，开关管S7的驱动信号为高电平，开关管S10的驱动信号为低电平；调制信号ur的负半周时，开关管S10的驱动信号为高电平，开关管S7的驱动信号为低电平。
将调制信号ur取绝对值得到信号|ur|，并将|ur|作为变压器原边单相桥式电路开关管驱动信号的调制信号。DSP数字控制器中，信号调制共计采用3个计时器T1-T3，这3个计时器同步增、减计时，且周期相同，即T1PR=T2PR=T3PR，T1、T2在增计时的情况下，对应的比较寄存器的值为
CMP1R=0.5×ur（1）
CMP2R=T2PR-0.5×ur（2）
T1、T2在减计时的情况下，对应的比较寄存器的值为
CMP1D=T2PR-0.5×ur（3）
CMP2D=0.5×ur（4）
如图2所示，按照(1)-(4)式的调制方法，得到开关管S1-S4的驱动信号，则得到的单相桥式电路的输出电压uW1具有正弦波调制的特性。计时器T3的比较寄存器的值为其周期的一半，调制信号ur在正半周时，得到开关管S5-S6的驱动信号，S8-S9的驱动信号为低电平；调制信号ur在副半周时，得到开关管S8-S9的驱动信号，S5-S6的驱动信号为低电平。经过三相桥式电路以后，得到将单相桥输出电路uW1按照正、副半周期整流的电压u1，如图2所示。经过LC二阶低通滤波器后，得到正弦波。
根据输出电压uo与滤波电感电流iL的极性，电路有四种工作情况，分别是：①iL>0，uo>0；②iL<0，uo>0；③iL>0，uo<0；④iL<0，uo<0。第一、二种情况时， 三相桥电路中仅有上管工作(开关管S5-S7)，而下管不工作(开关管S8-S10)；第三、四种情况时，三相桥电路中仅有下管工作(开关管S8-S10)，而上管不工作(开关管S5-S7)，具体工作情况与第一、二种情况对称。
以下将对本发明对应的第一种和第二种工作情况进行详细分析。
当本发明电路中iL>0，uo>0时，一个开关周期内的波形如图3所示，在分析电路具体工作模态时，需要考虑变压器原边侧的漏感Lr以及开关管S1-S4的结电容：
开关模态0[对应图4]：
开关管S1和开关管S4导通，变压器原边电流经过S1、变压器漏感Lr、变压器原边绕组和S4；变压器副边电压为正，副边电流经过开关管S5的反并二极管以及开关管S7。能量从输入电源流向负载侧。
开关模态1[对应图5]：
t0时刻，开关管S1关断，变压器的漏感Lr、滤波电感L与开关管S1、S3的结电容谐振，开关管S1两端电压线性上升，开关管S3两端电压逐渐下降，因此S1为零电压关断；变压器副边的电流通路与开关模态0一致。
开关模态2[对应图6]：
t1时刻，开关管S3的端电压下降为0，其反并二极管零电压导通，变压器原边电压下降为0，其电流跟随变压器副边电流的变化而变化；变压器副边的电流流通路径与开关模态1一样。注意：在该模态中，t2时刻，开通S3，则S3为零电压开通；t3时刻附近，变压器副边电路的整流桥开关管S5、S6有一段重叠导通的时间，不过在iL>0时，对电路的开关模态没有影响。
开关模态3[对应图7]：
t4时刻，S4关断，变压器原边漏感与开关管S2与S4的结电容发生谐振，S4的端电压逐渐上升，因此S4为零电压关断。一旦S4关断，变压器电压变负，则副边的S6的反并二极管导通，S5的反并二极管继续导通，变压器的电压重新被钳位为0，则S4结电容的电压作用在变压器的漏感Lr上，变压器原边的电流下降，导致S5的反并二极管中电流下降，而S6的反并二极管电流上升。
开关模态4[对应图8]：
t5时刻，S2与S4的端电压分别变为0与输入电压Uin，S2的反并二极管导 通。t5时刻，变压器原边电流下降为0。在这一段时间中，S2开通，因此S2零电压开通。
开关模态5[对应图9]：
t6时刻，变压器原边电流下降为0，变压器副边整流电路的两条支路电流相等。此后原边电流反向增加，但不足以完全提供负载电流，副边电路中S6的反并二极管电流开始大于流经S5反并二极管的电流。
开关模态6[对应图10]：
t7时刻，副边电路中，S5反并二极管的电流变为0，滤波电感电流iL完成从S5反并二极管到S6反并二极管的转换。
t8时刻以后，变换器开始下半周期的工作，分析过程类似。
当本发明电路中iL<0，uo>0时，一个开关周期内的波形如图11所示：
开关模态0[对应图12]：
t0时刻以前，变压器原边开关管S1的反并二极管和开关管S4的反并二极管导通，变压器副边S5和S7的反并二极管导通，滤波电感中的能量反馈给输入电源。t0时刻，开关管S1关闭，但是由于副边电路滤波电感的作用，原边电路的电流流通路径与t0时刻以前一样。
开关模态1[对应图13]：
t1时刻，开关管S3开通，变压器原边电流从S1反并二极管中转移到S3中，因此开关管S3为硬开通；变压器副边的电流通路与开关模态0一致。t2时刻，开通S6，但并未关断S5，而是让这两个开关管重叠导通，由于变压器原边中的电流不变，因此此时S6中并没有电流流过。
开关模态2[对应图14]：
t3时刻，关断S5，电流由S5向S6换流，因此S5硬关断，S6硬开通。变压器原边中的电流也改变了方向。
开关模态3[对应图15]：
t4时刻，S4关断，变压器原边漏感、滤波电感L与开关管S2与S4的结电容发生谐振，S4的端电压慢慢上升，因此S4为零电压关断。
开关模态4[对应图16]：
t5时刻，S2与S4的端电压分别变为0与输入电压Uin，S2的反并二极管导 通。t6时刻，S2开通，但由于副边电路中滤波电感电流的作用，S2的反并二极管继续保持导通。此阶段一直持续到S3关断为止。
t7时刻以后，变换器开始下半周期的工作。
综上所述，本发明利用两级功率变换实现了输入与输出的电气隔离，使得变换器具有体积小、重量轻、造价低的特征；此外，变压器副边的三相桥式电路的上管和下管在工频周期的正、负半周期内交替工作，且有两个开关管为工频动作，这使得变换器的发热量小、发热较分散，降低了对散热的性能要求。
Claims (2)
1.一种原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器，包括输入电压U in，单相桥式电路，其中单相桥式电路包括带反并二极管的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，第一开关管的源极与第三开关管的漏极连接，第二开关管的源极与第四开关管的漏极连接，且第一开关管的漏极连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极连接第四开关管的源极；输入电压的正极连接在第一开关管的漏极与第二开关管的漏极之间；输入电压的负极连接在第三开关管的源极与第四开关管的源极之间；其特征在于：还包括高频隔离变压器、三相桥式电路和LC滤波器；
三相桥式电路包括带反并二极管的第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管、第十开关管，第五开关管的源极与第八开关管的漏极连接，第六开关管的源极与第九开关管的漏极连接，第七开关管的源极与第十开关管的漏极连接，第五开关管的漏极连接在第六开关管的漏极与第七开关管的漏极之间，且第八开关管的源极连接在第九开关管的源极与第十开关管的源极之间；
高频隔离变压器包括原边绕组和副边绕组，其中变压器原边绕组为两个端子，分别为第一端子、第二端子，变压器副边为带中心抽头的绕组，包括第三端子、第四端子和第五端子，其中变压器第一端子连接在第一开关管的源极与第三开关管的漏极之间，变压器第二端子连接在第二开关管的源极与第四开关管的漏极之间；变压器第三端子连接在第五开关管的源极与第八开关管的漏极之间，变压器第四端子连接在第六开关管的源极与第九开关管的漏极之间；
LC滤波器包括电感L和电容C，其中，电感L的一端连接在第七开关管的源极与第十开关管的漏极之间，电感L的另一端连接在电容C的一端，电容C的另一端连接于上述高频隔离变压器的第五端子；
所述的原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器的数字控制系统：包括电压传感器、电流传感器和DSP数字控制器；其中DSP数字控制器包括输出电压控制环、电感电流控制环、信号调节器、第一选择开关和第二选择开关；
电压传感器的输入端连接在上述电容C的两端，电流传感器输入端与上述电感L相串联；
输出电压控制环包括第一减法器与输出电压调节器，其中第一减法器的正输入端连接输出电压基准值，负输入端连接电压传感器的输出端，而第一减法器的输出端连接输出电压调节器的输入端；
电感电流控制环包括第二减法器与电感电流调节器，其中第二减法器的正输入端连接上述电压调节器的输出端，负输入端连接电流传感器的输出端，而第二减法器的输出端连接电感电流调节器的输入端；
信号调节器包括第一端子、第二端子、第三端子和第四端子，其中信号调节器的第一端子连接上述电感电流调节器的输出端，信号调节器的第二端子输出上述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的驱动信号，信号调节器的第三端子输出上述第五开关管、第六开关管、第七开关管的备用驱动信号，信号调节器的第四端子输出上述第八开关管、第九开关管、第十开关管的备用驱动信号；
第一选择开关包括第一端子、第二端子和第三端子，其中第一选择开关的第二端子连接低电平“0”信号，第一选择开关的第三端子连接上述信号调节器的第三端子，而第一选择开关的第一端子输出上述第五开关管、第六开关管、第七开关管的驱动信号；
第二选择开关包括第一端子、第二端子和第三端子，其中第二选择开关第二端子连接上述信号调节器的第四端子，第二选择开关第三端子连接低电平“0”信号，而第二选择开关的第一端子输出上述第八开关管、第九开关管、第十开关管的驱动信号。
2.一种如权利要求1所述的原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器的数字控制方法，其特征在于：
首先采用电压传感器检测高频链逆变器的输出电压的反馈信号，采用电流传感器检测电感电流的反馈信号，将输出电压的基准值与输出电压的反馈信号相减，得到输出电压误差信号，将输出电压误差信号作为输出电压调节器的输入信号；而输出电压调节器的输出信号作为电感电流的基准值，将输出电压调节器的输出信号与电感电流的反馈信号作差，得到电感电流的误差信号，将电感电流的误差信号作为电感电流调节器的输入信号，电感电流调节器的输出信号即为开关管驱动信号的调制波形；
上述电感电流调节器的输出信号作为信号调节器的输入信号，连接至信号调节器的第一端子，从信号调节器的第二端子直接输出第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的驱动信号，从信号调节器的第三端子输出第五开关管、第六开关管和第七开关管的备用驱动信号，从信号调节器的第四端子输出第八开关管、第九开关管和第十开关管的备用驱动信号；
通过第一选择开关和第二选择开关来选择第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管和第十开关管的实际驱动信号，选取的原则是：当高频链逆变器为正半周时，第五开关管、第六开关管和第七开关管的备用驱动信号即为实际驱动信号，而第八开关管、第九开关管和第十开关管为关闭状态；当高频链逆变器为负半周时，第八开关管、第九开关管和第十开关管的备用驱动信号即为实际驱动信号，而第五开关管、第六开关管和第七开关管为关闭状态。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201310217372.5A CN103259434B (zh) | 2013-04-23 | 2013-05-31 | 原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器及其数字控制系统和方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201310141799 | 2013-04-23 | ||
| CN201310141799.1 | 2013-04-23 | ||
| CN201310217372.5A CN103259434B (zh) | 2013-04-23 | 2013-05-31 | 原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器及其数字控制系统和方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN103259434A CN103259434A (zh) | 2013-08-21 |
| CN103259434B true CN103259434B (zh) | 2015-04-29 |
Family
ID=48963183
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201310217372.5A Active CN103259434B (zh) | 2013-04-23 | 2013-05-31 | 原边单相桥-副边三相桥高频链逆变器及其数字控制系统和方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN103259434B (zh) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103606953A (zh) * | 2013-11-25 | 2014-02-26 | 东南大学 | 用于太阳能并网发电的单级可升压三相反激逆变器 |
| CN103888013B (zh) * | 2014-03-31 | 2016-06-22 | 盐城工学院 | 基于高频交流降压理论的微型逆变器及其数字控制装置 |
| CN104410316B (zh) * | 2014-12-18 | 2017-01-11 | 盐城工学院 | 一种高频链逆变器及其数字控制装置 |
| CN105162333B (zh) * | 2015-10-09 | 2017-12-22 | 盐城工学院 | 一种基于高频交流升降压原理的dab‑bdc调制方法 |
| CN106891742B (zh) * | 2015-12-18 | 2019-11-05 | 比亚迪股份有限公司 | 电动汽车及其车载充电器和车载充电器的控制方法 |
| CN110001455B (zh) * | 2015-12-18 | 2021-02-23 | 比亚迪股份有限公司 | 电动汽车及其车载充电器和车载充电器的控制方法 |
| CN106891752B (zh) * | 2015-12-18 | 2019-12-10 | 比亚迪股份有限公司 | 电动汽车及其车载充电器和车载充电器的控制方法 |
| CN106891740B (zh) * | 2015-12-18 | 2019-12-20 | 比亚迪股份有限公司 | 电动汽车及其车载充电器和车载充电器的控制方法 |
| CN106891745B (zh) * | 2015-12-18 | 2019-11-05 | 比亚迪股份有限公司 | 电动汽车及其车载充电器和车载充电器的控制方法 |
| CN106891744B (zh) * | 2015-12-18 | 2019-11-08 | 比亚迪股份有限公司 | 电动汽车及其车载充电器和车载充电器的控制方法 |
| CN105915065B (zh) * | 2016-06-20 | 2019-05-14 | 杭州电子科技大学 | 基于三绕组变压器的隔离型双有源全桥dc-dc变换器 |
| CN105896997B (zh) * | 2016-06-20 | 2019-06-18 | 杭州电子科技大学 | 一种基于三绕组变压器的双向有源全桥变换器 |
| CN108075481A (zh) * | 2016-11-11 | 2018-05-25 | 中科诺维(北京)科技有限公司 | 风力发电微型逆变器装置及控制方法 |
| CN110723005B (zh) * | 2018-06-29 | 2021-09-03 | 比亚迪股份有限公司 | 电动汽车的车载充电器及其控制方法、电动汽车 |
| CN110224621A (zh) * | 2019-04-30 | 2019-09-10 | 周衍 | 一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统 |
| CN113258817B (zh) * | 2021-06-24 | 2021-12-28 | 国创移动能源创新中心(江苏)有限公司 | 单级式隔离型双向变换器及其控制方法 |
| CN115313878A (zh) * | 2022-08-10 | 2022-11-08 | 国创移动能源创新中心(江苏)有限公司 | 三相单级式隔离型双向变换器及其控制方法 |
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| CN1241839A (zh) * | 1998-07-13 | 2000-01-19 | 郑曙明 | 一种双换相式逆变电路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2940525B2 (ja) * | 1997-08-08 | 1999-08-25 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP4374716B2 (ja) * | 2000-04-13 | 2009-12-02 | 富士電機システムズ株式会社 | 電力変換装置 |
-
2013
- 2013-05-31 CN CN201310217372.5A patent/CN103259434B/zh active Active
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN103259434A (zh) | 2013-08-21 |
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