CN110224621A - 一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统 - Google Patents

一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，包括三相驱动系统，每相驱动系统为独立系统，每相驱动系统均包括反馈控制单元、比较控制单元和功率开关电路；每个反馈控制单元，通过输入正弦输入信号usin(t)、以及功率开关电路反馈的输出端电压反馈信号uout(t)、输出端电流反馈信号iout(t)计算出该相所需的输出设置电流iset(t)，并将该相所需输出的输出设置电流iset(t)输出到比较控制单元；每个比较控制单元，通过输出设置电流iset(t)与功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)，并与实时测量的电感电流iL(t)比较，确定出功率开关电路中开关器件相应的开关状态，并将开关状态信号输出到功率开关电路；本发明实现了低开关损耗和低输出端高频电磁干扰。

Description

一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统
技术领域
本发明涉及变频器的技术领域，具体的说是涉及一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统。
背景技术
在常规变频器驱动系统中，由于变频器通过高频开关调制输出，开关过程在输出端产生极高的du/dt，其会通过电缆线、电机绕组的对地寄生电容产生较大的共模干扰。因此在较长距离和对电磁干扰敏感的应用环境中需要使用π-滤波器或带屏蔽层的动力电缆。在相同输出功率的情况下，当使用较低的开关频率时滤波器尺寸将大幅增大，当使用较高的开关频率时功率开关器件产生的开关损耗也将同时增大。同时不仅增加了系统重量和成本，也产生了诸如附加的无功功率和导线屏蔽层接地电阻等问题。
本发明在通过功率开关器件与电感电容输出电路的组合，使功率开关器件工作于边界传到模式BCM(Boundary Conduction Mode)，在输出端保持低频正弦电压电流输出的同时，使电感电流在每个高频开关周期内由反向的切换电流增长到峰值电流再降低到反向的切换电流。从原理上提供低高次谐波成分的正弦电压电路输出，同时由于电感在每个开关周期的开始和结束时电流为负值，通过此电流可实现功率开关器件的零电压开关(ZeroVoltage Switching，缩写ZVS)，从而实现极低开关损耗，从而降低功率开关器件在高频开关时的发热。
发明内容
为解决上述背景技术中提出的问题，本发明的目的在于提供一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统。
为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：
本发明提供了一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，包括三相驱动系统，每相驱动系统为独立系统，每相驱动系统的输出端为正弦交流，每相驱动系统均包括以下部分：反馈控制单元、比较控制单元和功率开关电路；
每个所述反馈控制单元，通过输入信号：正弦输入信号usin(t)、输出端电压反馈信号uout(t)、输出端电流反馈信号iout(t)来计算出该相所需的输出设置电流iset(t)，并将该相所需输出的输出设置电流iset(t)输出到该相驱动系统的比较控制单元；
每个所述比较控制单元，以该相驱动系统的反馈控制单元输出的所需输出的输出设置电流iset(t)和实时测量的电感电流值iL(t)为输入信号；通过由反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)和中间比较电流Icomp(t)，并与实时测量的电感电流iL(t)进行比较，同逻辑计算确定出功率开关电路中开关器件相应的开关状态，并将开关状态信号输出到该相驱动系统的功率开关电路；
每个所述功率开关电路，其输入信号为该相驱动系统的比较控制单元输出的开关状态信号；其输出信号为输出端电压反馈信号uout(t)、输出端电流反馈信号iout(t)和电感电流实时测量输出信号iL(t)；所述电感电流实时测量输出信号iL(t)反馈到该相驱动系统的比较控制单元，所述输出端电压反馈信号uout(t)和输出端电流反馈信号iout(t)反馈到该相驱动系统的反馈控制单元；
所述功率开关电路的功率输入端为：输入直流电源的正负极(+Uin和-Uin)，每个所述功率开关电路的功率输出端为：正弦电压输出Uout(t)，即每相驱动系统的输出端电压；
其中，ω为角速度，t为实际时间，UA的参考点位为输入直流电源的中间点电位，即输入直流电源电压的一半。
上述技术方案中，所述反馈控制单元通过正弦输入信号usin(t)、输出端电压反馈信号uout(t)、输出端电流反馈信号iout(t)建立反馈控制网络，从而计算出该相所需的输出设置电流iset(t)，即：
iset(t)＝G(usin(t),uout(t),iout(t))
其中，输出电压与电流可表达为：
其中Cout为输出电容的容量；
反馈控制单元包括PID控制器；其建立反馈控制网络具体工作流程为：
(1)通过对正弦电压输入信号usin(t)与输出电压反馈信号uout(t)进行比较得出电压差值信号，并输入至PID控制器；
(2)通过计算正弦电压输入usin(t)对时间的导数并与输出电容容量相乘得出输出电容Cout充放电电流；
(3)由(1)中PID控制器输出的电压差反馈增量电流与(2)中所得的输出电容充放电电流与当前输出端电流iout(t)相加，其结果为输出设置电流iset(t)，并输入至比较控制单元。
上述技术方案中，根据应用需求，所述功率开关电路分为半桥功率开关电路和全桥功率开关电路，分别对应小功率应用环境与大功率应用环境。
上述技术方案中，每个所述半桥功率开关电路包含高边开关器件SW1、低边开关器件SW2、分别与高边开关器件SW1、低边开关器件SW2并联的辅助开关电容C1和C2、电感线圈L1以及输出电容C3和C4；半桥功率开关电路的输入端与直流电源输入端相连，电感线圈L1连接于半桥功率开关电路输出端与输出电容C3和C4之间，输出电容C3与C4串联于直流电源输入端的正负极之间；
高边开关器件SW1和低边开关器件SW2均由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制。
上述技术方案中，所述比较控制单元内建比较器、逻辑计算单元，并设置一个用于零电压开关的切换电流Iconst；逻辑计算单元根据反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与半桥功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)，并与实时测量得到的电感电流iL(t)通过比较器进行比较，根据半桥功率开关电路的结构确定对应的开关状态到功率开关电路，具体为：
在半桥功率开关电路中，电感峰值电流Ipeak与输出设置电流iset(t)的计算关系为：
对应的开关状态为：
当iset(t)＞0A时，
当iset(t)＜0A时，
其中，状态0为关断，1为导通。
上述技术方案中，每个所述全桥功率开关电路包含开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5，分别与开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5并联的辅助开关电容C1、C2、C3、C4、C5，电感线圈L1，以及输出端电容C6、C7；开关器件SW1、SW2串联于直流电源输入端的正负极之间，以及开关器件SW3、SW4串联于直流电源输入端的正负极之间分别形成全桥开关电路中的左、右两侧半桥；全桥功率开关电路的输入端与直流电源输入端相连，电感线圈L1连接于全桥开关电路中的两侧半桥输出端之间；输出端的开关器件SW5连接于输出端电容C6、C7与全桥开关电路中右侧半桥输出端之间；输出端电容C6与C7串联于直流电源输入端的正负极之间。
开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5均由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制，通过的开关组合可在开关周期内实现高电感平均电流，以支持大功率输出应用。
上述技术方案中，当全桥功率开关电路无需支持升压输出时，所述开关器件SW5为双向截止型功率开关器件，所述开关器件SW1、SW2、SW3、和SW4均为单向截止型功率开关器件；当全桥功率开关电路支持升压输出时，所述开关器件SW3、SW4和SW5均为双向截止型功率开关器件，所述开关器件SW1和SW2均为单向截止型功率开关器件。
上述技术方案中，所述比较控制单元内建比较器、逻辑计算单元，并设置一个用于零电压开关的切换电流Iconst；逻辑计算单元根据反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与全桥功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)和中间比较电流Icomp(t)，并与实时测量得到的电感电流iL(t)通过比较器进行比较，根据全桥功率开关电路的结构确定对应的开关状态到功率开关电路，具体为：
在此电路中，通过对电感施加直流输入电压Uin使电感电流iL(t)在很短的时间内从与输出电流方向相反的切换电流Iconst增长到正向的中间比较电流Icomp，从而通过较低的电感峰值电流Ipeak在开关周期内实现较高的电感平均电流；其中，中间比较电流Icomp大小位于切换电流Iconst与电感峰值电流Ipeak之间，方向与电感峰值电流Ipeak的方向相同；
由于电感电流由反向的切换电流-Iconst增长到正向的中间比较电流Icomp的时间非常短，此过程中对整个开关周期内的电感平均电流的影响可被忽略，电感峰值电流Ipeak与输出设置电流iset(t)的计算关系为：
(1)当全桥功率开关电路无需支持升压输出时，对应的开关状态为：
当iset(t)＞0A，此时Icomp＞0A和Ipeak＞0A，
当iset(t)＜0A，此时Icomp＜0A和Ipeak＜0A，
其中，状态0为关断，1为导通；
(2)当全桥功率开关电路支持升压输出时，对应的开关状态为：
当iset(t)＞0，Uout(t)＞Uin/2，此时Icomp＞0A和Ipeak＞0A；
当iset(t)＞0，Uout(t)＜-Uin/2，此时Icomp＞0A和Ipeak＞0A；
当iset(t)＜0，Uout(t)＞Uin/2，此时Icomp＜0A和Ipeak＜0A；
当iset(t)＜0，Uout(t)＜-Uin/2，此时Icomp＜0A和Ipeak＜0A；
其中，状态0为关断，1为导通。
本发明的工作原理为：
本发明在通过开关器件与电感线圈、电容输出电路的组合，使功率开关器件工作于边界传到模式BCM(Boundary Conduction Mode)，在输出端保持低频正弦电压电流输出的同时，使电感电流在每个高频开关周期内由反向的切换电流增长到峰值电流再降低到反向的切换电流。从原理上提供低高次谐波成分的正弦电压电路输出，同时由于电感在每个开关周期的开始和结束时电流为负值，通过此电流可实现功率开关器件的零电压开关(Zero Voltage Switching，缩写ZVS)，从而实现极低开关损耗，从而降低功率开关器件在高频开关时的发热。
ZVS开关方式可实现超低开关损耗，电感和输出端的电容作用类似于低通滤波器，滤掉了功率开关电路产生的高频开关成分，输出低频成分。同时因为电容可以为电感提供能量，使得在整个开关过程中，开关器件可以工作在ZVS开关状态。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明中，功率开关器件(SW1和SW2，或者SW1、SW2、SW3、SW4和SW5)通过电感L和输出电容Cout与输出端相连，其作用类似于低通滤波器，通过滤除高频开关成分，得到所需的低频输出电压；使得输出端只存在非常低的高频成分，实现超低输出端电磁干扰；降低了对连接电缆与电机对电磁的屏蔽要求。
由于电感与输出端直接有输出端电容Cout，使得在每个开关周期中电感电流iL(t)与输出电流iout(t)并无直接关系；在原理上通过输出端电容Cout上的电压在开关周期内向电感提供实现反向电感电流的能量，从而通过并联于功率开关器件上的辅助开关电容实现零电压开关(ZVS)。从而实现功率开关器件的超低开关损耗和低输出端高频电磁干扰的特性。
附图说明
图1为本发明的电路原理框图；
图2为本发明中反馈控制单元的电路原理图；
图3为半桥功率开关电路的电路原理图；
图4a为半桥电路中电感电流、开关状态与开关电压，其中iset(t)大于0；
图4b为半桥电路中电感电流、开关状态与开关电压，其中iset(t)小于0；
图5为全桥功率开关电路的电路原理图；
图5a为无需支持升压输出的全桥功率开关电路的电路图；
图5b为支持升压输出的全桥功率开关电路的电路图；
图6a为无需支持升压输出的全桥电路中电感电流与开关状态，其中iset(t)>0；
图6b为无需支持升压输出的全桥电路中电感电流与开关状态，其中iset(t)<0；
图7为支持升压输出的全桥电路中各相驱动系统输出端的输出电压曲线；
图8为全桥电感电流；
图9a为支持升压输出的全桥电路中电感电流与开关状态，其中iset(t)>0，Uout(t)＞Uin/2；
图9b为支持升压输出的全桥电路中电感电流与开关状态，其中iset(t)>0，Uout(t)＜-Uin/2；
图9c为支持升压输出的全桥电路中电感电流与开关状态，其中iset(t)<0，Uout(t)＞Uin/2；
图9d为支持升压输出的全桥电路中电感电流与开关状态，其中iset(t)<0，Uout(t)＜-Uin/2。
具体实施方式
为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合附图和具体实施方式，进一步阐述本发明是如何实施的。
如图1所示，本发明提供了一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，包括三相驱动系统，每相驱动系统为独立系统，每相驱动系统的输出端为正弦交流，每相驱动系统均包括以下部分：反馈控制单元、比较控制单元和功率开关电路；
每个所述反馈控制单元，通过输入信号：正弦电压输入信号usin(t)、输出端电压反馈信号uout(t)和输出端电流反馈信号iout(t)来计算出该相所需的输出设置电流iset(t)，并将该相所需输出的输出设置电流iset(t)输出到该相驱动系统的比较控制单元；
每个所述比较控制单元，以该相驱动系统的反馈控制单元输出的所需输出的相电流的瞬时值iset(t)和实时测量的电感电流值iL(t)为输入信号；通过由反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)和中间比较电流Icomp(t)，并与实时测量的电感电流iL(t)进行比较，通过逻辑计算确定出功率开关器件所应的开关状态，并将开关状态信号输出到该相驱动系统的功率开关电路；
每个所述功率开关电路，其输入信号为该相驱动系统的比较控制单元输出的开关状态信号；其输出信号为输出端电压反馈信号uout(t)、输出端电流反馈信号iout(t)和电感电流实时测量输出信号iL(t)。工作时，功率开关电路中电感电流测量电路将实时测量得到的电感电流实时测量输出信号iL(t)反馈到该相驱动系统的比较控制单元，功率开关电路中输出端电压和电流测量电路将由测量得到的输出端电压反馈信号uout(t)和电流信号反馈信号iout(t)反馈到该相驱动系统的反馈控制单元。
所述功率开关电路的功率输入端为：输入直流电源的正负极(+Uin、-Uin)，每个所述功率开关电路的功率输出端为：正弦电压输出Uout(t)，即为每相驱动系统输出端电压。即：
其中，ω为角速度，t为实际时间，UA的参考点位为输入直流电源的中间点电位，即输入直流电源电压的一半；例如，支持升压输出的全桥电路中各相驱动系统输出端的输出电压曲线(见图7)，为各相驱动系统输出端的输出电压与直流输入电压在时间上的变化。
本发明中，输出端电压反馈信号uout(t)是对于输出端电压Uout(t)的一个传感器采集上的数字量化处理，在系统的搭建中它们实质上都代表着输出端电压。
本发明中，功率开关电路中包含开关器件、辅助开关电容、电感线圈和输出电容，其辅助开关电容的容量远小于输出电容的容量；其中开关器件的门极驱动模块通过获取开关状态信号和开关器件两端的实时电压实现开关器件的零电压开关(ZVS)。
如图2所示，所述反馈控制单元内建反馈控制系统，通过正弦输入信号usin(t)、输出端电压反馈信号uout(t)、输出端电流反馈信号iout(t)建立反馈控制网络，从而计算出该相所需的输出设置电流iset(t)，即：
iset(t)＝G(usin(t),uout(t),iout(t))
其中，输出电压与电流可表达为：
其中Cout为输出电容的容量；
反馈控制系统包括PID控制器；其具体工作流程为：
(1)通过对正弦电压输入信号usin(t)与输出电压反馈信号uout(t)进行比较得出电压差值信号，并输入至PID控制器；
(2)通过计算正弦电压输入usin(t)对时间的导数并与输出电容容量相乘得出输出电容Cout充放电电流；
(3)由(1)中PID控制器输出的电压差反馈增量电流与(2)中所得的输出电容充放电电流与当前输出端电流iout(t)相加，其结果为输出设置电流iset(t)，并输入至比较控制单元。
本说明，反馈控制单元结构为一种基本结构，其PID控制器为标准反馈控制器，其参数根据具体电路设计时的参数进行匹配设置；随着控制系统技术的发展和高级控制系统及自适应控制系统的应用，此反馈控制单元可随之升级与优化。但其在整个系统中的作用依旧与上述所述反馈控制单元在整个系统中的作用相同，即：
通过输入信号——正弦电压输入信号usin(t)、输出端电压反馈信号uout(t)、输出端电流反馈信号iout(t)；计算出输出信号——输出设置电流iset(t)；并将其输入至比较控制单元。从而使整个系统稳定工作，并输出与正弦输入电压信号usin(t)对应的输出端电压Uout(t)。
本发明中，根据应用需求，功率开关电路分为半桥功率开关电路和全桥功率开关电路，分别对应小功率应用环境与大功率应用环境。例如，图8为全桥功率开关电路中，实时测量得到的电感电流iL(t)曲线。
(1)半桥功率开关电路
每个所述比较控制单元内建比较器、逻辑计算单元，并设置一个用于零电压开关的切换电流Iconst；通过由反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)，并与实时测量得到的电感电流iL(t)进行比较，根据半桥功率开关电路的结构确定对应的开关状态到功率开关电路；
在每个半桥功率开关电路中，电感峰值电流Ipeak与输出设置电流iset(t)的计算关系如表1所示：
表1 电感峰值电流Ipeak与输出设置电流iset(t)关系表
电感峰值电流 电感反向电流
i<sub>set</sub>(t)＞0A I<sub>peak</sub>＝2·i<sub>set</sub>(t)+I<sub>const</sub> -I<sub>const</sub>
i<sub>set</sub>(t)＝0A I<sub>peak</sub>＝I<sub>const</sub> -I<sub>const</sub>
i<sub>set</sub>(t)＜0A I<sub>peak</sub>＝2·i<sub>set</sub>(t)-I<sub>const</sub> I<sub>const</sub>
对应的开关状态如图4a、图4b所示，具体情况统计见表2所示：[状态0为关断，1为导通]
表2 由半桥功率开关电路的结构确定对应的开关状态
(2)全桥功率开关电路
每个所述比较控制单元内建比较器、逻辑计算单元，并设置一个用于零电压开关的切换电流Iconst；逻辑计算单元根据反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与全桥功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)和中间比较电流Icomp(t)，并与实时测量得到的电感电流iL(t)通过比较器进行比较，根据全桥功率开关电路的结构确定对应的开关状态到功率开关电路，具体为：
在每个全桥功率开关电路中，通过对电感施加直流输入电压Uin使电感电流iL(t)在很短的时间内从与输出电流方向相反的切换电流Iconst增长到正向的中间比较电流Icomp，从而通过较低的电感峰值电流Ipeak在开关周期内实现较高的电感平均电流；其中，中间比较电流Icomp大小位于切换电流Iconst与Ipeak之间，方向与电感峰值电流Ipeak的方向相同。
由于电感电流由反向的切换电流-Iconst增长到正向的中间比较电流Icomp的时间非常短，此过程中对整个开关周期内的电感平均电流的影响可被忽略，电感峰值电流Ipeak与输出设置电流iset(t)的计算关系如表3所示：
表3 电感峰值电流Ipeak与输出设置电流iset(t)关系表
电感峰值电流 电感反向电流
i<sub>set</sub>(t)＞0A I<sub>peak</sub>≈2·i<sub>set</sub>(t)-I<sub>comp</sub> -I<sub>const</sub>
i<sub>set</sub>(t)＝0A I<sub>peak</sub>＝I<sub>const</sub> -I<sub>const</sub>
i<sub>set</sub>(t)＜0A I<sub>peak</sub>≈2·i<sub>set</sub>(t)-I<sub>comp</sub> I<sub>const</sub>
(2.1)无需支持升压输出的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态如图6a、图6b所示，具体情况统计见表4所示：[状态0为关断，1为导通]
表4 无需支持升压输出的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态
(2.2)支持升压输出的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态如图9a、图9b、图9c和图9d所示，具体情况统计见表5和表6所示：[状态0为关断，1为导通]
表5 支持升压输出的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态(一)
表6 支持升压输出的全桥功率开关电路的结构对应的开关状态(二)
如图3所示，每个所述半桥功率开关电路包含高边开关器件SW1、低边开关器件SW2、分别与高边开关器件SW1、低边开关器件SW2并联的辅助开关电容C1和C2、电感线圈L1以及输出电容C3和C4；半桥功率开关电路的输入端与直流电源输入端相连，电感线圈L1连接于半桥功率开关电路输出端与输出电容C3和C4之间，输出电容C3与C4串联于直流电源输入端的正负极之间；高边开关器件SW1和低边开关器件SW2均由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制。
以输出设置电流iset(t)为正电流(iset(t)＞0A)为例(如图4a所示)，由于辅助开关电容的容量非常小，其零电压开关(ZVS)的时间与过程中的电感电流的变化可忽略不计。整个开关过程可简化为以下两部分：
其在一个开关周期内的工作时序如表7所示：[状态0为关断，1为导通]
表7 半桥功率开关电路中一个开关周期内的工作时序
如图5所示，每个所述全桥功率开关电路包含开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5，分别与开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5并联的辅助开关电容C1、C2、C3、C4、C5，电感线圈L1，以及输出端电容C6、C7；开关器件SW1、SW2串联于直流电源输入端的正负极之间，以及开关器件SW3、SW4串联于直流电源输入端的正负极之间分别形成全桥开关电路中的左、右两侧半桥；全桥功率开关电路的输入端与直流电源输入端相连，电感线圈L1连接于全桥开关电路中的两侧半桥输出端之间；输出端的开关器件SW5连接于输出端电容C6、C7与全桥开关电路中右侧半桥输出端之间；输出端电容C6与C7串联于直流电源输入端的正负极之间。
当全桥功率开关电路无需支持升压输出时，所述开关器件SW5为双向截止型功率开关器件，所述开关器件SW1、SW2、SW3、和SW4均为单向截止型功率开关器件，如图5a所示，开关器件SW1、SW2、SW3、和SW4均为普通的MOSFET或IGBT(Q1、Q5、Q2、Q6)配合续流二极管，开关器件SW5为两个相向串联的MOSFET或IGBT(Q3、Q4)分别配合续流二极管，每个普通的MOSFET或IGBT(Q1、Q5、Q2、Q6、Q3、Q4)分别并联一个辅助开关电容(C1、C4、C2、C5、C7、C8)；
当全桥功率开关电路支持升压输出时，如图5b所示，所述开关器件SW3、SW4和SW5均为双向截止型功率开关，所述开关器件SW1和SW2均为单向截止型功率开关器件，如图5b所示，开关器件SW1和SW2均为普通的MOSFET或IGBT(Q1、Q2)配合续流二极管，开关器件SW3、SW4和SW5为两个相向串联的MOSFET或IGBT(如相向串联Q7和Q8、相向串联Q9和Q10、相向串联Q19和Q22)分别配合续流二极管，每个普通的MOSFET或IGBT(Q1、Q2、Q7、Q8、Q9、Q10、Q19、Q22)分别并联一个辅助开关电容(C1、C2、C7、C8、C9、C10、C19、C22)。
本发明中，双向截止型功率开关器件其通常为两个相向串联的MOSFET或IGBT配合续流二极管；单向截止型功率开关器件为普通的MOSFET或IGBT配合续流二极管；双向截止型功率开关器件的导通电阻原则上比普通的单向截止型功率开关器件要大，因此如无升压输出需求应优先使用单向截止型功率开关器件。
开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5均由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制，通过的开关组合可在开关周期内实现高电感平均电流，以支持大功率输出应用。
以输出设置电流iset(t)为正电流(iset(t)＞0A)为例(如图6a所示)，由于辅助开关电容的容量非常小，其零电压开关(ZVS)的时间与过程中的电感电流的变化可忽略不计。整个开关过程可简化为以下四部分：
其在一个开关周期内的工作时序如表8所示：[状态0为关断，1为导通]
表8 无需升压支持输出的全桥功率开关电路中一个开关周期内的工作时序
时间区域 切换条件 SW1 SW2 SW3 SW4 SW5
i<sub>L</sub>(t)≤-I<sub>const</sub> 0 0 0 0 0
(0,t<sub>0</sub>] U<sub>sw1</sub>＝0V,U<sub>sw4</sub>＝0V 1 0 0 1 0
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>comp</sub> 1 0 0 0 0
(t<sub>0</sub>,t<sub>1</sub>] U<sub>sw5</sub>＝0V 1 0 0 0 1
i<sub>L</sub>(t)≥I<sub>peak</sub> 0 0 0 0 1
(t<sub>1</sub>,t<sub>2</sub>] U<sub>sw2</sub>＝0V 0 1 0 0 1
i<sub>L</sub>(t)≤I<sub>comp</sub> 0 1 0 0 0
(t<sub>2</sub>,T] U<sub>sw3</sub>＝0V 0 1 1 0 0
全桥功率开关电路在较小输出功率的工作状态下可通常开SW3和SW4(关断)同时常闭SW5(导通)达到与半桥功率开关电路相同的工作效果，其状态控制方式与半桥功率开关电路相同。
本发明通过将功率开关器件与电感的组合看作可控电流源，以高频开关的方式对输出端电容和输出负载提供所需电流，输出端电压由电感所供给的电流和由负载流出的电流的差值对时间的积分获得。
通过电容对输出电压变化率的牵制，以及电感瞬时电流与输出电流的解耦，使功率开关电路在边界传到模式BCM(Boundary Conduction Mode)下工作，从原理上同时实现了低开关损耗和低输出端高频电磁干扰的特性。对于有较大寄生电容的功率开关器件(例如Superjunction-MOSFET)有着良好的兼容性，对于未来更快速的功率开关器件(例如SiC-MOSEFT和GaN-Transistor)的广泛应用起到辅助作用。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围中。

Claims (8)

1.一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，其特征在于，包括三相驱动系统，每相驱动系统为独立系统，每相驱动系统的输出端为正弦交流，每相驱动系统均包括以下部分：反馈控制单元、比较控制单元和功率开关电路；
每个所述反馈控制单元，通过输入信号：正弦输入信号usin(t)、输出端电压反馈信号uout(t)、输出端电流反馈信号iout(t)来计算出该相所需的输出设置电流iset(t)，并将该相所需输出的输出设置电流iset(t)输出到该相驱动系统的比较控制单元；
每个所述比较控制单元，以该相驱动系统的反馈控制单元输出的所需输出的输出设置电流iset(t)和实时测量的电感电流值iL(t)为输入信号；通过由反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)和中间比较电流Icomp(t)，并与实时测量的电感电流iL(t)进行比较，同逻辑计算确定出功率开关电路中开关器件相应的开关状态，并将开关状态信号输出到该相驱动系统的功率开关电路；
每个所述功率开关电路，其输入信号为该相驱动系统的比较控制单元输出的开关状态信号；其输出信号为输出端电压反馈信号uout(t)、输出端电流反馈信号iout(t)和电感电流实时测量输出信号iL(t)；所述电感电流实时测量输出信号iL(t)反馈到该相驱动系统的比较控制单元，所述输出端电压反馈信号uout(t)和输出端电流反馈信号iout(t)反馈到该相驱动系统的反馈控制单元；
每个所述功率开关电路的功率输入端为：输入直流电源的正负极(+Uin和-Uin)，每个所述功率开关电路的功率输出端为：正弦电压输出Uout(t)，即每相驱动系统的输出端电压；
其中，UA的参考点位为输入直流电源的中间点电位，即输入直流电源电压的一半。
2.根据权利要求1所述的一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，其特征在于，每个所述反馈控制单元通过正弦输入信号usin(t)、输出端电压反馈信号uout(t)、输出端电流反馈信号iout(t)建立反馈控制网络，从而计算出该相所需的输出设置电流iset(t)，即：
iset(t)＝G(usin(t),uout(t),iout(t))
其中，输出电压与电流可表达为：
其中Cout为输出电容的容量；
反馈控制单元包括PID控制器；其建立反馈控制网络的具体工作流程为：
(1)通过对正弦电压输入信号usin(t)与输出电压反馈信号uout(t)进行比较得出电压差值信号，并输入至PID控制器；
(2)通过计算正弦电压输入usin(t)对时间的导数并与输出电容容量相乘得出输出电容Cout充放电电流；
(3)由(1)中PID控制器输出的电压差反馈增量电流与(2)中所得的输出电容充放电电流与当前输出端电流iout(t)相加，其结果为输出设置电流iset(t)，并输入至比较控制单元。
3.根据权利要求1所述的一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，其特征在于，根据应用需求，所述功率开关电路分为半桥功率开关电路和全桥功率开关电路，分别对应小功率应用环境与大功率应用环境。
4.根据权利要求3所述的一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，其特征在于，每个所述半桥功率开关电路包含高边开关器件SW1、低边开关器件SW2、分别与高边开关器件SW1、低边开关器件SW2并联的辅助开关电容C1和C2、电感线圈L1以及输出电容C3和C4；半桥功率开关电路的输入端与直流电源输入端相连，电感线圈L1连接于半桥功率开关电路输出端与输出电容C3和C4之间，输出电容C3与C4串联于直流电源输入端的正负极之间；
高边开关器件SW1和低边开关器件SW2均由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制。
5.根据权利要求4所述的一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，其特征在于，所述比较控制单元内建比较器、逻辑计算单元，并设置一个用于零电压开关的切换电流Iconst；逻辑计算单元根据反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与半桥功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)，并与实时测量得到的电感电流iL(t)通过比较器进行比较，根据半桥功率开关电路的结构确定对应的开关状态到功率开关电路，具体为：
在每个半桥功率开关电路中，电感峰值电流Ipeak与输出设置电流iset(t)的计算关系为：
对应的开关状态为：
当iset(t)＞0A时，
当iset(t)＜0A时，
其中，状态0为关断，1为导通。
6.根据权利要求3所述的一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，其特征在于，每个所述全桥功率开关电路包含开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5，分别与开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5并联的辅助开关电容C1、C2、C3、C4、C5，电感线圈L1，以及输出端电容C6、C7；开关器件SW1、SW2串联于直流电源输入端的正负极之间，以及开关器件SW3、SW4串联于直流电源输入端的正负极之间分别形成全桥开关电路中的左、右两侧半桥；全桥功率开关电路的输入端与直流电源输入端相连，电感线圈L1连接于全桥开关电路中的两侧半桥输出端之间；输出端的开关器件SW5连接于输出端电容C6、C7与全桥开关电路中右侧半桥输出端之间；输出端电容C6与C7串联于直流电源输入端的正负极之间；
开关器件SW1、SW2、SW3、SW4、SW5均由零电压开关(ZVS)门极驱动器控制。
7.根据权利要求6所述的一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，其特征在于，当全桥功率开关电路无需支持升压输出时，所述开关器件SW5为双向截止型功率开关器件，所述开关器件SW1、SW2、SW3、和SW4均为单向截止型功率开关器件；当全桥功率开关电路支持升压输出时，所述开关器件SW3、SW4和SW5均为双向截止型功率开关器件，所述开关器件SW1和SW2均为单向截止型功率开关器件。
8.根据权利要求7所述的一种超低开关功耗、超低输出端电磁干扰的逆变驱动系统，其特征在于，每个所述比较控制单元内建比较器、逻辑计算单元，并设置一个用于零电压开关的切换电流Iconst；逻辑计算单元根据反馈控制单元输出的输出设置电流iset(t)与全桥功率开关电路的结构特性计算出开关状态切换时所需的电感峰值电流Ipeak(t)和中间比较电流Icomp(t)，并与实时测量得到的电感电流iL(t)通过比较器进行比较，根据全桥功率开关电路的结构确定对应的开关状态到功率开关电路，具体为：
在每个全桥功率开关电路中，通过对电感施加直流输入电压Uin使电感电流iL(t)在很短的时间内从与输出电流方向相反的切换电流Iconst增长到正向的中间比较电流Icomp，从而通过较低的电感峰值电流Ipeak在开关周期内实现较高的电感平均电流；其中，中间比较电流Icomp大小位于切换电流Iconst与电感峰值电流Ipeak之间，方向与电感峰值电流Ipeak的方向相同；
电感电流由反向的切换电流-Iconst增长到正向的中间比较电流Icomp的时间非常短，此过程中对整个开关周期内的电感平均电流的影响忽略，电感峰值电流Ipeak与输出设置电流iset(t)的计算关系为：
(1)当全桥功率开关电路无需支持升压输出时，对应的开关状态为：
当iset(t)＞0A，此时Icomp＞0A和Ipeak＞0A，
当iset(t)＜0A，此时Icomp＜0A和Ipeak＜0A，
其中，状态0为关断，1为导通；
(2)当全桥功率开关电路支持升压输出时，对应的开关状态为：
当iset(t)＞0，Uout(t)＞Uin/2，此时Icomp＞0A和Ipeak＞0A；
当iset(t)＞0，Uout(t)＜-Uin/2，此时Icomp＞0A和Ipeak＞0A；
当iset(t)＜0，Uout(t)＞Uin/2，此时Icomp＜0A和Ipeak＜0A；
当iset(t)＜0，Uout(t)＜-Uin/2，此时Icomp＜0A和Ipeak＜0A；
其中，状态0为关断，1为导通。
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