JP5939035B2

JP5939035B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5939035B2
Application number: JP2012120157A
Authority: JP
Inventors: 憲一榊原; 圭祐太田
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2012-05-25
Filing date: 2012-05-25
Publication date: 2016-06-22
Anticipated expiration: 2032-05-25
Also published as: JP2013247784A

Description

この発明は、電力変換装置に関する。

従来の第１の電力変換装置としては、三相電解コンデンサレスインバータのＬＣ共振抑制方法として、リアクトルの両端電圧を帰還する制御により、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性となるように、インバータを制御するものがある(例えば、特許第４０６７０２１号(特許文献１)参照)。

また、従来の第２の電力変換装置としては、リアクトルに並列接続された抵抗による共振抑制方法がある(例えば、特開２００３−２４４９６０号公報(特許文献２)参照)。

ところで、上記従来の第１の電力変換装置では、空気調和機等の圧縮機モータを駆動するインバータのようなキャリヤ周波数が低い用途では、電源６倍周波数のリップル成分を通過させるＬＣフィルタの共振周波数が電源６倍周波数を下限とするため、ＬＣフィルタの共振周波数とサンプリング周波数が近くなり、制御系の安定性を確保することが困難になるという問題がある。

また、上記従来の第２の電力変換装置では、制御が不要である反面、入力電流の高調波成分がロスとして消費されるために、効率低下を招くものとなる。

特許第４０６７０２１号特開２００３−２４４９６０号公報

そこで、この発明の課題は、ＬＣ共振および効率低下を抑制しつつ、簡単な構成で制御系の安定性を確保できる電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、この発明の電力変換装置は、
単相または多相の交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、
上記整流部から出力された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力するＰＷＭ制御のインバータ部と、
上記インバータ部の入力端間に接続されたキャパシタンス素子と、
上記整流部の一方の出力端と上記インバータ部の一方の入力端との間に接続され、上記キャパシタンス素子とでＬＣフィルタを構成するインダクタンス素子と、
上記インダクタンス素子の両端に並列に接続された抵抗と、
上記インダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部と、
上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部を制御する制御部と
を備え、
上記ＬＣフィルタは、上記整流部から出力された直流電流に含まれるリップル電流成分を通過させ、かつ、上記インバータ部のキャリヤ周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、共振周波数が設定されていると共に、
上記制御部は、
上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、上記インバータ部を制御すると共に、
上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性において、上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧から上記インダクタンス素子に流れる電流までの帰還ループを有し、
上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性における上記位相進み要素の特性値と上記二次遅れ要素の特性値とが予め定められた特性値となるように、上記帰還ループのゲインｋと上記抵抗の抵抗値とが設定されていることを特徴とする。

上記構成によれば、電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧からインダクタンス素子に流れる電流までの帰還ループのゲインｋと、インダクタンス素子の両端に並列に接続された抵抗の抵抗値とを設定して、開ループゲイン特性と位相特性を調整することにより、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性における位相進み要素の特性値と二次遅れ要素の特性値とが予め定められた特性値となるようにする。したがって、ＬＣ共振および効率低下を抑制しつつ、簡単な構成で制御系の安定性を確保できる。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記制御部は、
上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性を等価変換して得られるインダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性のゲインが予め定められた特性値となるように、上記一巡伝達特性の比例ゲインが設定されていると共に、
上記インダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性の位相が予め定められた特性値になるように、上記抵抗の抵抗値が設定されている。

上記実施形態によれば、整流部からの直流電圧に対するインバータ部の入力電圧の伝達特性を等価変換して得られるインダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性の比例ゲインを設定することにより、上記インダクタンス素子電圧制御系のゲインを調整すると共に、抵抗の抵抗値を設定することにより、位相を調整することができ、制御系の安定性を向上できる。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記制御部が上記インダクタンス素子の両端電圧を検出して上記インバータ部をＰＷＭ制御するときの遅れ時間の逆数は、上記ＬＣフィルタの上記共振周波数よりも大きく、かつ、上記共振周波数の１０倍以下である。

上記実施形態によれば、制御部がインダクタンス素子の両端電圧を検出してインバータ部をＰＷＭ制御するときの遅れ時間の逆数、すなわち、インバータ部をＰＷＭ制御するときのキャリヤ周波数を、ＬＣフィルタの共振周波数よりも大きく、かつ、ＬＣフィルタの共振周波数の１０倍以下とすることによって、位相改善効果が確実に得られる。これに対して、遅れ時間の逆数(すなわちキャリヤ周波数)がＬＣフィルタの共振周波数の１０倍を越えると、抵抗による損失が増大し、十分な位相改善効果が得られない。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記制御部は、
上記抵抗の抵抗値のみにより、上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性の減衰係数が１以下に設定されている。

上記実施形態によれば、減衰係数が１以下において、１つの共振点を中心にした対象な振幅特性に対して、インダクタンス素子に並列接続された抵抗の抵抗値を設定することにより、位相特性を調整することが可能となる。一方、減衰係数が１よりも大きい場合は、伝達特性を一次遅れ要素の直列構成と見なせ、２つの共振点を有する特性となるため、減衰係数が１以下の特性とは異なり、抵抗による位相特性の調整は容易でない。

また、一実施形態の電力変換装置では、
上記制御部は、
上記整流部からの上記直流電圧に対する上記インバータ部の上記入力電圧の伝達特性を等価変換して得られるインダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性において、上記インダクタンス素子の両端電圧を検出して上記インバータ部をＰＷＭ制御するときの遅れ時間の逆数をｆsとして、周波数ｆs／４以上の周波数領域におけるゲインを０ｄＢ以下とした。

上記実施形態によれば、インダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性では、インバータ部をＰＷＭ制御するときの遅れ時間の逆数ｆs(サンプリング周波数)の１／４の周波数において位相が反転するので、周波数ｆs／４以上の周波数領域におけるゲインを０ｄＢ以下することにより制御系を安定させることができる。

以上より明らかなように、この発明によれば、ＬＣ共振および効率低下を抑制しつつ、簡単な構成で制御系の安定性を確保できる電力変換装置を実現することができる。

図１はこの発明の実施の一形態の電力変換装置の構成図である。図２は上記電力変換装置の等価回路を示す図である。図３は上記電力変換装置のブロック線図である。図４は上記電力変換装置の伝達特性を示すボード線図である。図５は比較例の電力変換装置のブロック線図である。図６は上記比較例の電力変換装置のブロック線図である。図７は上記比較例の電力変換装置の伝達特性を示すブロック線図である。図８は上記比較例の電力変換装置の伝達特性を示すボード線図である。図９は上記比較例の電力変換装置の離散値系の伝達特性を示すボード線図である。図１０は上記比較例の電力変換装置の外乱抑制系の伝達特性を示すボード線図である。図１１は上記比較例の電力変換装置の外乱抑制系のステップ応答を示す図である。図１２はこの発明の実施の形態の電力変換装置のブロック線図である。図１３は上記電力変換装置の開ループの伝達特性を示すボード線図である。図１４は上記実施の形態の電力変換装置の外乱抑制系の伝達特性を示すボード線図である。図１５は上記実施の形態の電力変換装置の外乱抑制系のステップ応答を示す図である。図１６は上記実施の形態の電力変換装置の位相改善効果を示すボード線図である。図１７は上記実施の形態の電力変換装置の減衰係数による位相改善効果を示す図である。図１８は上記実施の形態の電力変換装置の減衰係数に対する損失抵抗率,進相角度の関係を示す図である。

以下、この発明の電力変換装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。

図１はこの発明の実施の一形態の電力変換装置の構成図を示している。この電力変換装置は、図１に示すように、三相ダイオードブリッジ回路を構成する６つのダイオードＤ１〜Ｄ６からなる整流部の一例としてのダイオードブリッジ１１と、三相ブリッジ回路を構成する６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６からなるインバータ部１２とを備えている。また、上記電力変換装置は、ダイオードブリッジ１１の正極側出力端とインバータ部１２の正極側入力端との間に接続されたインダクタンス素子の一例としてのリアクトルＬと、上記インバータ部１２の入力端間に接続されたキャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣと、リアクトルＬに並列に接続された抵抗Ｒとを備えている。上記リアクトルＬとコンデンサＣでＬＣフィルタを構成している。

さらに、上記電力変換装置は、リアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを検出する電圧検出部１０１と、上記電圧検出部１０からのリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを表すＶL信号に基づいて、インバータ部１２の各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６にＰＷＭ信号を出力する制御部１００とを備えている。

上記ダイオードブリッジ１１により三相交流電源１０からの三相交流電圧を直流に整流し、整流された直流電圧をインバータ部１２により所定の三相交流電圧に変換して出力する。この実施の形態では、インバータ部１２の負荷としてモータ１３が接続されている。

図１に示す電力変換装置の直流リンク部のＬＣフィルタのコンデンサＣの容量は、従来の数十分の１以下と小さく、ＬＣフィルタの共振周波数もインバータ装置のキャリヤ電流成分を減衰させるべく、数ｋＨz程度と従来の一桁以上高く設定されており、リアクトルＬのインダクタンスも小さな値に設定されている。

このため、直流リンク部のリアクトルＬ,コンデンサＣは、商用周波数成分を平滑させる作用がなく、直流リンク部には相電圧の最小相を基準とした最大相の電位が発生し、商用周波数の６倍周波数で脈動する。また、入力電流についても同様に、最大相と最小相との線間に直流電流が通流することから、インバータ部１２の入力電流が一定の場合、１２０°通電波形となる。

図２は上記電力変換装置の等価回路を示している。図２において、１４は負荷が接続されたインバータ部１２(図１に示す)を簡易的に表す電流源であり、Ｖ_sはダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧、Ｖ_cはコンデンサＣの両端電圧、Ｉ_Rは抵抗Ｒを流れる電流、Ｉ_LはリアクトルＬを流れる電流、Ｉ_cはコンデンサＣを流れる電流、Ｉ_oは直流リンク部を流れる電流である。

図３(A)〜(C)はリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを共振抑制に用いた場合について共振抑制系の特性を求めたブロック線図であり、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧Ｖ_sに対するコンデンサＣの両端電圧Ｖ_c(すなわちインバータ部１２の入力電圧)の伝達特性を示している。

図３(A)〜図３(C)の順に等価変換を行うと、最終的に、図３(C)に示す位相進み要素と二次遅れ要素からなる直列の系となることが分かる。

次に、ダイオードブリッジ１１からの直流電圧Ｖ_sに対するインバータ部１２の入力電圧の伝達特性を有する制御系において、ＬＣフィルタによる共振を抑制するための共振抑制系のカットオフ周波数について以下に説明する。

図３で示した共振抑制系において、ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧Ｖ_sに対するコンデンサＣの両端電圧Ｖ_cについての伝達関数Ｇ(s)は、

で表され、

とすると、上記式(１)を変形して、次の式(３)で表すことができる。

ここで、カットオフ周波数ｆ_cは、式(３)の２項目に依存し、

となる。また、減衰係数ζは、

となる。

図４は上記電力変換装置において、減衰係数ζが０.２５、０.５、０.７５、１のときの伝達特性を示している。図４に示すように、減衰係数ζが１になるように、ｋ＋１／rを設定することにより、一次遅れ特性となる。

〔比較例〕
次に、比較例(特許第４０６７０２１号(特許文献１))の電力変換装置について、図５,図６に示すブロック線図により説明する。図５(A)に示す比較例の電力変換装置の制御系は、図５(B),(C)の順に等価変換すると、目標電圧Ｖ_L ^＊に基づいてリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを制御する外乱抑制系(ダイオードブリッジ１１から出力される直流電圧Ｖ_sが外乱要因)で表現される。さらに、図６(A),(B)に示すように等価変換できるが、以降、外乱抑制系の安定性は、図６(A)の閉ループを開いた一巡伝達特性で評価される。

図７,図８は上記比較例の電力変換装置の伝達特性を示しており、回路定数をＬ＝０.５ｍＨ、Ｃ＝４０μＦ(共振周波数ｆn＝１１２５Ｈz)とする。この一巡伝達特性(開ループ)は、比例ゲインｋｅ^−ｓＴと、位相進み要素Ｌsと、二次遅れ要素１／(ＬＣｓ^２＋１)の直列構成となっており、比例ゲインについて、ディジタル制御を前提として離散値系の無駄時間ｅ^−ｓＴを考慮している。ここでは、比例ゲインｋ＝１、サンプリング周波数ｆ＝６ｋＨzとしている。

上記二次遅れ要素１／(ＬＣｓ^２＋１)は減衰項(分母にsを有する項)を持たないため、二点鎖線で示す伝達特性のように、ＬＣフィルタの共振周波数で位相が反転する。

次に、一点鎖線で示す位相進み要素Ｌsが直列に接続されることから、２０ｄＢ／ｄｅｃのゲインと９０ｄｅｇ進み位相が加わり、実線で示す一巡伝達特性(開ループ)は、共振点を中心として±２０ｄＢ／ｄｅｃ、±９０ｄｅｇの特性となる。

さらに、離散値系の点線で示す比例ゲインｋｅ^−ｓＴが加わると、無駄時間ｅ^−ｓＴの影響により、サンプリング周波数ｆsの１／４の１.５ｋＨzで位相が反転する。

無駄時間ｅ^−ｓＴの点線で示す特性は、ｆs／２で位相が反転し、ｆs／４で９０ｄｅｇ位相遅れとなり、また、直列接続された位相進み要素Ｌsと二次遅れ要素１／(ＬＣｓ^２＋１)の細かい点線で示す特性は、共振点以上の領域で９０ｄｅｇ位相遅れであるから、ｆs／４において位相が反転する。なお、ｆ／４における振幅は１５.６６ｄＢとなるため、閉ループ系は不安定となって発振することになる。

上記比較例の電力変換装置において、閉ループ系を安定とするためには、ｆs／４点のゲインを０ｄＢ以下とすることが必要であり、一般的には１０ｄＢ〜２０ｄＢのゲイン余裕を確保する。

図９では、上記比較例の電力変換装置の制御ゲインをｋ＝０.０５７(−２５ｄＢ)に設定し、ゲイン余裕を１０ｄＢとした場合の伝達特性を示している。ここで、

を用いて求めた外乱抑制系の減衰係数ζは０.１で、ダンピングが不十分であり、図１０に示す外乱抑制系の伝達特性に示すように、伝達特性の共振点のピーク値が２５ｄＢ以上と大きくなると共に、図１１に示すステップ応答も行き過ぎ量が大きく、整定時間も長いものとなる。

上記比較例の電力変換装置では、ＬＣフィルタの共振周波数とサンプリング周波数が近い場合、制御系の安定性確保が困難となる問題がある。特に、空気調和機用のインバータの場合、圧縮機内にハーメチックモータとしてモータが内蔵されるため、キャリヤ音の問題が少なく、効率の観点よりキャリヤ周波数は４〜６ｋＨz程度に選択される。また、三相電解コンデンサレスインバータは平滑機能がないため、直流リンク部の電圧,電流ともに電源周波数６倍の３００Ｈz〜３６０Ｈzで脈動するよう制御されることから、ＬＣフィルタの共振周波数は、５００Ｈz〜１ｋＨz程度となり、ＬＣフィルタの共振周波数とサンプリング(キャリヤ)周波数とは近くに設定せざるを得ない。

これに対して、この発明の実施の形態の電力変換装置は、図１に示す抵抗ＲをリアクトルＬに並列に接続したときの伝達関数を、図１２(A)〜(D)に示す等価変換して、インダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性(開ループ)で表す。図１２と比較例の図５,図６とを比較すると、比例ゲインのみ離散値系となるために、無駄時間ｅ^−ｓＴが発生するが、抵抗Ｒについては連続系で扱うことができる。

さらに、図１２(C)の一巡伝達特性(開ループ)における二次遅れ要素が減衰項を有することから、抵抗Ｒにより、開ループに減衰特性を持たせることができる。

図１３にこの実施の形態の図１に示す電力変換装置の開ループの伝達特性を示している。この図１３では、比較例の図９に示す伝達特性に対して、ｋ＝０.１４１(−１７ｄＢ)と２.５倍程度比例ゲインを大きく設定しており、ゲイン余裕は２ｄＢと余裕は不十分な状態にある。

ここで、抵抗Ｒの初期値５０Ω(ζ＝０.０４)に対して、抵抗Ｒを１０Ω(ζ＝０.１８)、５Ω(ζ＝０.３５)と小さく設定した場合について、併せて示している。図１３において、太実線はｋ＝１,Ｒ＝５０Ω、細実線はｋ＝０.１４１,Ｒ＝５０Ω、点線はｋ＝０.１４１,Ｒ＝１０Ω、一点鎖線はｋ＝０.１４１,Ｒ＝５Ωである。なお、図１３の下側に示す位相特性では、細実線は太実線と重なっている。

図１３に示すように、減衰係数ζを大きく設定することにより、周波数に対する位相遅れの変化量を小さくでき、位相が反転する周波数を高域に移すことが可能となる。また、振幅特性は−２０ｄＢ／ｄｅｃであるから、結果的にゲイン余裕を確保することが可能となる。抵抗Ｒが５Ωの場合、ゲイン余裕は−１０ｄＢ近くまで確保できており、安定な状態と捉えることができる。

また、抵抗Ｒの効果は、上記のようにインダクタンス素子電圧制御系の安定性確保と併せて、外乱抑制系に対しては、比例ゲインｋ＝０.１４１(ζ＝０.２５)と抵抗Ｒ＝５０Ω(ζ＝０.０４)、１０Ω(ζ＝０.１８)、５Ω(ζ＝０.３５)により、帰還ゲインを上げる点にある。

また、図１４は外乱抑制系の伝達特性を示し、図１５は外乱抑制系のステップ応答を示している。ここで、抵抗Ｒの初期値５０Ω(ζ＝０.０４)に対して、抵抗Ｒを１０Ω(ζ＝０.１８)、５Ω(ζ＝０.３５)と小さく設定した場合について、併せて示している。図１４において、太実線はｋ＝１,Ｒ＝５０Ω、細実線はｋ＝０.１４１,Ｒ＝５０Ω、点線はｋ＝０.１４１,Ｒ＝１０Ω、一点鎖線はｋ＝０.１４１,Ｒ＝５Ωである。また、図１５において、実線はｋ＝０.１４１,Ｒ＝５０Ω、点線はｋ＝０.１４１,Ｒ＝１０Ω、一点鎖線はｋ＝０.１４１,Ｒ＝５Ωである。

図１４,図１５に示すように、抵抗Ｒにより伝達特性の共振点でのピークゲインの低減と位相特性の改善を図ることにより、ステップ応答の行き過ぎ量および整定時間を小さくでき、共振抑制効果を大きくできる。

図１６は上記実施の形態の電力変換装置の開ループ伝達特性を連続系で示したものであり、制御ゲイン、抵抗Ｒの抵抗値の設定は図１３の場合と同様である。

また、二次系の伝達関数の一般式を、

とすると、

となり、振幅は、

で表される。また、位相は、

で表される。

この発明の実施の形態の電力変換装置において、抵抗Ｒの抵抗値を小さく設定して、減衰係数ζを大きくすると、共振点でのピークゲインが低下すると共に、周波数に対する位相遅れの変化量が小さくなる。これは、振幅を表す式(９)、位相を表す式(１１)の分母に含まれる減衰係数ζが含まれることより、明らかである。

従って、減衰係数ζを大きくすると、周波数に対する位相遅れの変化量が小さくなり、図８に示す無駄時間ｅ^−ｓＴの周波数と位相遅れが比例する特性より、開ループ特性の位相が反転する周波数が上昇することになる。

なお、図１７は上記式(１１)に基づいて、周波数代表点において、減衰係数ζによる位相改善効果を示したものであるが、共振周波数の２倍〜３倍付近では位相改善効果は大きいが、１ｄｅｃ(ω／ωｎ＝１０)離れると、位相改善効果は１０ｄｅｇ程度に留まる。この結果は、減衰係数ζによる共振抑制効果は抵抗による帰還ゲインが主となるために、並列接続した抵抗Ｒによる損失が増大することを意味する。

また、図１８は上記実施の形態の電力変換装置のω／ωｎ＝２における減衰係数ζに対する位相改善効果と抵抗損失特性を示している。ここで、Ｌ＝０.５ｍＨ，Ｃ＝４０μＦとする。

抵抗Ｒによる位相改善効果は、減衰係数ζ＝０における遅れ位相９０°からの進相角度を示しており、抵抗損失はζ＝１における損失Ｐ1からの低減率ΔＰdf＝(Ｐ1-Ｐdf)／Ｐ1で示している。

図１８に示すように、位相改善効果と抵抗損失とのトレードオフ特性より、Ｌ＝０.５ｍＨ,Ｃ＝４０μＦの回路定数では、抵抗Ｒは５Ω程度が望ましく、図１３に示したように、制御ゲインｋと併せて１０ｄＢ程度のゲイン余裕が確保できる。

さらに、抵抗Ｒの抵抗値を小さくすると、現状２５.２ｄｅｇより進相でき、位相が反転する周波数を、ｆs／２＝３ｋＨzを上限としてシフトできるが、他方、抵抗損失を増加させる結果となる。

上記構成の電力変換装置によれば、電圧検出部１０１により検出されたリアクトルＬの両端電圧Ｖ_LからリアクトルＬに流れる電流Ｉ_Lまでの帰還ループのゲインｋと、リアクトルＬの両端に並列に接続された抵抗Ｒの抵抗値とを設定して、開ループゲイン特性と位相特性を調整することにより、ダイオードブリッジ１１からの直流電圧Ｖ_sに対するインバータ部１２の入力電圧の伝達特性が予め定められた特性となるようにする。したがって、ＬＣ共振および効率低下を抑制しつつ、簡単な構成で制御系の安定性を確保することができる。

また、上記ダイオードブリッジ１１からの直流電圧Ｖ_sに対するインバータ部１２の入力電圧の伝達特性を等価変換して得られるインダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性の比例ゲインを設定することにより、インダクタンス素子電圧制御系のゲインを調整すると共に、抵抗Ｒの抵抗値を設定することにより、位相を調整することができ、制御系の安定性を向上できる。

また、上記制御部１００がリアクトルＬの両端電圧Ｖ_Lを検出してインバータ部１２をＰＷＭ制御するときの遅れ時間の逆数、すなわち、インバータ部１２をＰＷＭ制御するときのキャリヤ周波数を、ＬＣフィルタの共振周波数よりも大きく、かつ、ＬＣフィルタの共振周波数の１０倍以下とすることによって、位相改善効果が確実に得られる。これに対して、遅れ時間の逆数(キャリヤ周波数)がＬＣフィルタの共振周波数の１０倍を越えると、抵抗Ｒによる損失が増大し、図１７に示すように、十分な位相改善効果が得られない。

また、上記減衰係数が１以下において、１つの共振点を中心にした対象な振幅特性に対して、リアクトルＬに並列接続された抵抗Ｒの抵抗値を設定することにより、位相特性を調整することが可能となる。一方、減衰係数が１よりも大きい場合は、伝達特性を一次遅れ要素の直列構成と見なせ、２つの共振点を有する特性となるため、減衰係数が１以下の特性とは異なり、抵抗Ｒによる位相特性の調整は容易でない。

また、上記インダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性では、インバータ部１２をＰＷＭ制御するときの遅れ時間の逆数ｆs(サンプリング周波数)の１／４の周波数において位相が反転するので、周波数ｆs／４以上の周波数領域におけるゲインを０ｄＢ以下することにより制御系を安定させることができる。

この発明の具体的な実施の形態について説明したが、この発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、この発明の範囲内で種々変更して実施することができる。

１０…三相交流電源
１１…ダイオードブリッジ
１２…インバータ部
１３…モータ
１４…電流源
Ｒ…抵抗
Ｌ…リアクトル
Ｃ…コンデンサ
１００…制御部
１０１…電圧検出部

Claims

単相または多相の交流電圧を直流電圧に整流する整流部(１１)と、
上記整流部(１１)から出力された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力するＰＷＭ制御のインバータ部(１２)と、
上記インバータ部(１２)の入力端間に接続されたキャパシタンス素子(Ｃ)と、
上記整流部(１１)の一方の出力端と上記インバータ部(１２)の一方の入力端との間に接続され、上記キャパシタンス素子(Ｃ)とでＬＣフィルタを構成するインダクタンス素子(Ｌ)と、
上記インダクタンス素子(Ｌ)の両端に並列に接続された抵抗(Ｒ)と、
上記インダクタンス素子(Ｌ)の両端電圧を検出する電圧検出部(１０１)と、
上記電圧検出部(１０１)により検出された上記インダクタンス素子(Ｌ)の両端電圧に基づいて、上記インバータ部(１２)を制御する制御部(１００)と
を備え、
上記ＬＣフィルタは、上記整流部(１１)から出力された直流電流に含まれるリップル電流成分を通過させ、かつ、上記インバータ部(１２)のキャリヤ周波数と同じ周波数の電流成分を減衰させるように、共振周波数が設定されていると共に、
上記制御部(１００)は、
上記整流部(１１)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(１２)の入力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、上記インバータ部(１２)を制御すると共に、
上記整流部(１１)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(１２)の上記入力電圧の伝達特性において、上記電圧検出部(１０１)により検出された上記インダクタンス素子(Ｌ)の両端電圧から上記インダクタンス素子(Ｌ)に流れる電流までの帰還ループを有し、
上記整流部(１１)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(１２)の上記入力電圧の伝達特性における上記位相進み要素の特性値と上記二次遅れ要素の特性値とが予め定められた特性値となるように、上記帰還ループのゲインｋと上記抵抗(Ｒ)の抵抗値とが設定されていることを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置において、
上記制御部(１００)は、
上記整流部(１１)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(１２)の上記入力電圧の伝達特性を等価変換して得られるインダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性のゲインが予め定められた特性値となるように、上記一巡伝達特性の比例ゲインが設定されていると共に、
上記インダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性の位相が予め定められた特性値になるように、上記抵抗(Ｒ)の抵抗値が設定されていることを特徴とする電力変換装置。
請求項１または２に記載の電力変換装置において、
上記制御部(１００)が上記インダクタンス素子(Ｌ)の両端電圧を検出して上記インバータ部(１２)をＰＷＭ制御するときの遅れ時間の逆数は、上記ＬＣフィルタの上記共振周波数よりも大きく、かつ、上記共振周波数の１０倍以下であることを特徴とする電力変換装置。
請求項１から３までのいずれか１つに記載の電力変換装置において、
上記制御部(１００)は、
上記抵抗(Ｒ)の抵抗値のみにより、上記整流部(１１)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(１２)の上記入力電圧の伝達特性の減衰係数が１以下に設定されていることを特徴とする電力変換装置。
請求項１から４までのいずれか１つに記載の電力変換装置において、
上記制御部(１００)は、
上記整流部(１１)からの上記直流電圧に対する上記インバータ部(１２)の上記入力電圧の伝達特性を等価変換して得られるインダクタンス素子電圧制御系の一巡伝達特性において、上記インダクタンス素子(Ｌ)の両端電圧を検出して上記インバータ部(１２)をＰＷＭ制御するときの遅れ時間の逆数をｆsとして、周波数ｆs／４以上の周波数領域におけるゲインを０ｄＢ以下としたことを特徴とする電力変換装置。