JP2987842B2 - 電圧ｐｗｍインバータの制御方法 - Google Patents
電圧ｐｗｍインバータの制御方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流電動機の可変速運動を行う電圧形PWM
インバータの制御方法に関する。
インバータの制御方法に関する。
電圧形PWMインバータは、その出力電圧波形が方形波
のパルス列であることから、dv/dtが大きく、使用条件
によっては交流電動機に悪影響を与えることがある。そ
のため、その出力回路にLCフィルタを挿入し、波形の改
善を行っている。
のパルス列であることから、dv/dtが大きく、使用条件
によっては交流電動機に悪影響を与えることがある。そ
のため、その出力回路にLCフィルタを挿入し、波形の改
善を行っている。
ところが、この方式は、 （１）LCフィルタの入出力特性のため、負荷変動により
出力電圧が変動する（第４図，第５図参照）。
出力電圧が変動する（第４図，第５図参照）。
（２）電流制御を基本とするインバータでは、フィルタ
入出力電流の違い（第６図，第７図参照）から、軽負
荷，高速運転時に乱調し易くなる。
入出力電流の違い（第６図，第７図参照）から、軽負
荷，高速運転時に乱調し易くなる。
などの問題がある。
第４図〜第７図は、負荷をパラメータとし、縦軸に、
フィルタ入力側に対するフィルタ出力側の電圧比、電圧
の位相差、電流比、電流の位相差をとり、横軸に出力周
波数をとったフィルタ入出力特性を示したものである。
これらの図では、負荷をＲ＝R2/Sで示している。Ｒ＝39
Ωは無負荷、Ｒ＝2.69Ωは定格負荷、そしてＲ＝0.07Ω
は起動時を示している。通常、インバータが発生する出
力周波数は300Hz以下が多いので、この範囲で考える
と、第４図では、負荷が重いほど、また出力周波数が高
いほど、フィルタ出力電圧比は小さくなっていることが
わかる。第５図では、負荷が軽いところでは電圧位相差
は周波数が高いほど大きくなるが、負荷が重くなると、
位相差にピークが現れる。したがって、負荷変動による
電圧位相差の傾向は単純には表現できない。第６図で
は、軽負荷になるほどフィルタ出力電流比は大きくなり
250Hzでは2.3倍にも達する。第７図では、軽負荷になる
ほど、また周波数が高くなるほど、電流の位相差が大き
くなることを示している。
フィルタ入力側に対するフィルタ出力側の電圧比、電圧
の位相差、電流比、電流の位相差をとり、横軸に出力周
波数をとったフィルタ入出力特性を示したものである。
これらの図では、負荷をＲ＝R2/Sで示している。Ｒ＝39
Ωは無負荷、Ｒ＝2.69Ωは定格負荷、そしてＲ＝0.07Ω
は起動時を示している。通常、インバータが発生する出
力周波数は300Hz以下が多いので、この範囲で考える
と、第４図では、負荷が重いほど、また出力周波数が高
いほど、フィルタ出力電圧比は小さくなっていることが
わかる。第５図では、負荷が軽いところでは電圧位相差
は周波数が高いほど大きくなるが、負荷が重くなると、
位相差にピークが現れる。したがって、負荷変動による
電圧位相差の傾向は単純には表現できない。第６図で
は、軽負荷になるほどフィルタ出力電流比は大きくなり
250Hzでは2.3倍にも達する。第７図では、軽負荷になる
ほど、また周波数が高くなるほど、電流の位相差が大き
くなることを示している。
以上のような問題に対処するため、従来においては、
フィルタの出力側に電圧又は電流検出器を設け、電圧の
安定化や電流制御精度の向上を行っている。
フィルタの出力側に電圧又は電流検出器を設け、電圧の
安定化や電流制御精度の向上を行っている。
たとえば特開昭60−39375号公報には、インバータの
出力を平滑するLCフィルタの出力側に変流器を設けてイ
ンバータの出力電流を検出し、検出された電流を高調波
フィルタに与えて各次数別高調波電流を取り出し、取り
出された高調波電流にインバータの出力インピーダンス
を乗算し、これら各乗算値を合成して、この合成値にイ
ンバータの出力電圧を重畳させるインバータの出力波形
改善方法が記載されている。
出力を平滑するLCフィルタの出力側に変流器を設けてイ
ンバータの出力電流を検出し、検出された電流を高調波
フィルタに与えて各次数別高調波電流を取り出し、取り
出された高調波電流にインバータの出力インピーダンス
を乗算し、これら各乗算値を合成して、この合成値にイ
ンバータの出力電圧を重畳させるインバータの出力波形
改善方法が記載されている。
〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら、この公報に記載された方法において
は、検出器をフィルタの出力側に設けているため、イン
バータに検出器を内蔵できない。そのため、取付上の問
題や配線が長くなることに起因して、ノイズの影響を受
け易くなる。また、インバータ出力での短絡の場合、電
流はフィルタ出力側に現れないので、主回路素子の保護
ができないなどの問題があった。
は、検出器をフィルタの出力側に設けているため、イン
バータに検出器を内蔵できない。そのため、取付上の問
題や配線が長くなることに起因して、ノイズの影響を受
け易くなる。また、インバータ出力での短絡の場合、電
流はフィルタ出力側に現れないので、主回路素子の保護
ができないなどの問題があった。
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもの
で、取付上の問題、ノイズの問題の軽減や、主回路保護
を図ることを目的とする。
で、取付上の問題、ノイズの問題の軽減や、主回路保護
を図ることを目的とする。
この目的を達成するため、本発明の電圧形PWMインバ
ータの制御方法は、電圧形PWMインバータと、このイン
バータで駆動される交流電動機との間に、LCフィルタを
設けて電圧波形の正弦波化を行う回路において、前記フ
ィルタの入力側に電圧検出器を設置し、前記フィルタの
入出力間の電圧の関係式を用いて、前記フィルタの入出
力間の電圧の比と同電圧の位相の差を補正することを特
徴とする。
ータの制御方法は、電圧形PWMインバータと、このイン
バータで駆動される交流電動機との間に、LCフィルタを
設けて電圧波形の正弦波化を行う回路において、前記フ
ィルタの入力側に電圧検出器を設置し、前記フィルタの
入出力間の電圧の関係式を用いて、前記フィルタの入出
力間の電圧の比と同電圧の位相の差を補正することを特
徴とする。
また、本発明の他の電圧形PWMインバータの制御方法
は、電圧形PWMインバータと、このインバータで駆動さ
れる交流電動機との間に、LCフィルタを設けて電流リッ
プルの低減を行う回路において、前記フィルタの入力側
に電流検出器を設置し、前記フィルタの入出力間の電流
の関係式を用いて、前記フィルタの入出力間の電流の振
幅の比と同電流の位相の差を補正することを特徴とす
る。
は、電圧形PWMインバータと、このインバータで駆動さ
れる交流電動機との間に、LCフィルタを設けて電流リッ
プルの低減を行う回路において、前記フィルタの入力側
に電流検出器を設置し、前記フィルタの入出力間の電流
の関係式を用いて、前記フィルタの入出力間の電流の振
幅の比と同電流の位相の差を補正することを特徴とす
る。
第３図はフィルタを含む交流電動機の一相分の等価回
路を示したものである。これから、V1,V2,I1,I2は、 １＝ ２＝［｛−ω２(L1Lb＋L2Lm)＋R1R＋ｊω(RLa＋R1Lb)｝／(Ｐ＋jQ)］・ １＝〔[-ω2C(RLａ+R１Lｂ)+R-jω{ω2C(L１Lｂ+L２Lｍ)-Lｂ-CR１R}]/(P+j
Q)〕・ ２＝｛（Ｒ＋ｊωLb）／（Ｐ＋jQ）｝・ 但し、L0＝Ｌ＋L1,La＝L1＋Lm,Lb＝L2＋Lm Ｐ＝ω4CL（L1Lb＋L2Lm） −ω２（CRR1L＋L0Lb＋L2Lm）＋RR1 Ｑ＝ω3C（RLLa＋R1LLb）＋ω｛Ｒ（Ｌ＋La）
＋R1Lb｝ したがって、フィルタ入出力電圧及び電流の振幅比
Av,Aiと位相差v,ｉは、 Av=|2/1|=[[{ω２(L１Lｂ+L２Lｍ)+R１R}２+ω２(RLａ+R１Lｂ)２]/(P２+
Q２)]1/2 Ai=|2/1|=〔(R２+ω2Lb 2)/[{-ω2C(RLａ+R１Lｂ)
+R}２ +ω２{ω2C(L１Lｂ+L２Lｍ)-Lｂ-CR１R}２]〕1/2 ｖ=v2-v1=tan-1[Pω(RLａ+R１Lｂ) -Q{R１R-ω２(L１Lｂ+L２Lｍ)}]/[P{R１R-ω２(L１Lｂ+L２Lｍ)+Qω(RLａ+R１
Lｂ)] ｉ=I2-I1=tan-1[ωR{ω２C(L１Lｂ+L２Lｍ)-Lｂ-CR１R} +ω3CLb(RLａ+R１Lｂ)-ωRLｂ]/[-ω2CR(RLａ+R１Lｂ)+R２ -ω2Lb{ω2C(L１Lｂ+L２Lｍ)-Lｂ-CR１R}] となる。また、L,C,L1,L2,Lm,R1は定数であるから、こ
れらは周波数ｆとすべりｓの関数となる。
路を示したものである。これから、V1,V2,I1,I2は、 １＝ ２＝［｛−ω２(L1Lb＋L2Lm)＋R1R＋ｊω(RLa＋R1Lb)｝／(Ｐ＋jQ)］・ １＝〔[-ω2C(RLａ+R１Lｂ)+R-jω{ω2C(L１Lｂ+L２Lｍ)-Lｂ-CR１R}]/(P+j
Q)〕・ ２＝｛（Ｒ＋ｊωLb）／（Ｐ＋jQ）｝・ 但し、L0＝Ｌ＋L1,La＝L1＋Lm,Lb＝L2＋Lm Ｐ＝ω4CL（L1Lb＋L2Lm） −ω２（CRR1L＋L0Lb＋L2Lm）＋RR1 Ｑ＝ω3C（RLLa＋R1LLb）＋ω｛Ｒ（Ｌ＋La）
＋R1Lb｝ したがって、フィルタ入出力電圧及び電流の振幅比
Av,Aiと位相差v,ｉは、 Av=|2/1|=[[{ω２(L１Lｂ+L２Lｍ)+R１R}２+ω２(RLａ+R１Lｂ)２]/(P２+
Q２)]1/2 Ai=|2/1|=〔(R２+ω2Lb 2)/[{-ω2C(RLａ+R１Lｂ)
+R}２ +ω２{ω2C(L１Lｂ+L２Lｍ)-Lｂ-CR１R}２]〕1/2 ｖ=v2-v1=tan-1[Pω(RLａ+R１Lｂ) -Q{R１R-ω２(L１Lｂ+L２Lｍ)}]/[P{R１R-ω２(L１Lｂ+L２Lｍ)+Qω(RLａ+R１
Lｂ)] ｉ=I2-I1=tan-1[ωR{ω２C(L１Lｂ+L２Lｍ)-Lｂ-CR１R} +ω3CLb(RLａ+R１Lｂ)-ωRLｂ]/[-ω2CR(RLａ+R１Lｂ)+R２ -ω2Lb{ω2C(L１Lｂ+L２Lｍ)-Lｂ-CR１R}] となる。また、L,C,L1,L2,Lm,R1は定数であるから、こ
れらは周波数ｆとすべりｓの関数となる。
このAv,Ai,v,ｉを用いて補正を行う方法として、
次の２つが考えられる。
次の２つが考えられる。
（１） 検出値そのものに補正を施す（直接法）。
検出したフィルタ入力側電圧または電流の瞬時値を
av,aiその電気角をθv,θｉとすると、フィルタ出力側
の電圧V0,電流I0は、 V0＝｛Avavsin（θｖ＋ｖ）/sinθｖ｝ I0＝｛Aiaisin（θｉ＋ｉ）/sinθvi｝ で求められるので、この値をフィルタ出力側の電圧また
は電流として各指令値にフィードバックする。
av,aiその電気角をθv,θｉとすると、フィルタ出力側
の電圧V0,電流I0は、 V0＝｛Avavsin（θｖ＋ｖ）/sinθｖ｝ I0＝｛Aiaisin（θｉ＋ｉ）/sinθvi｝ で求められるので、この値をフィルタ出力側の電圧また
は電流として各指令値にフィードバックする。
（２） 指令値に補正をかける（間接法）。
電圧または電流の指令値を、 Vr＝Vsinθ Ir＝Isinθ としたとき、これらの指令値を、 Vr′＝（V/Av）・sin（θ＋ｖ） Ir′＝（I/Ai）・sin（θ＋ｉ） のように振幅と位相を変換して補正を施す。
これによって、前記フィルタの出力側で検出したと同
等の精度を得ることができる。
等の精度を得ることができる。
以下、本発明を実施例に基づいて具体的に説明する。
第１図は本発明の第１実施例を示すブロック図であ
り、（ａ）は電圧制御の場合、（ｂ）は電流制御の場合
を示している。
り、（ａ）は電圧制御の場合、（ｂ）は電流制御の場合
を示している。
この実施例では、第１図（ａ）の場合、フィルタ入力
側で電圧検出器PTで検出したフィルタ入力電圧Viとイン
バータ周波数ｆ及びすべりｓから計算されたAv,ｖか
らフィルタ出力電圧V0を計算し、これを電圧指令Vrefに
フィードバックする。同図中Kvは電圧ループゲイン、IM
は誘導電動機、L,Cはフィルタを構成するリアクトル及
びコンデンサを示している。
側で電圧検出器PTで検出したフィルタ入力電圧Viとイン
バータ周波数ｆ及びすべりｓから計算されたAv,ｖか
らフィルタ出力電圧V0を計算し、これを電圧指令Vrefに
フィードバックする。同図中Kvは電圧ループゲイン、IM
は誘導電動機、L,Cはフィルタを構成するリアクトル及
びコンデンサを示している。
また第１図（ｂ）の例では、フィルタ入力側で電流検
出器CTにより検出したフィルタ入力電流Iiとインバータ
周波数ｆ及びすべりｓから計算されたAi,ｉからフィ
ルタ出力電圧I0を計算し、これを電圧指令Irefにフィー
ドバックする。
出器CTにより検出したフィルタ入力電流Iiとインバータ
周波数ｆ及びすべりｓから計算されたAi,ｉからフィ
ルタ出力電圧I0を計算し、これを電圧指令Irefにフィー
ドバックする。
第２図は本発明の第２実施例を示すブロック図であ
り、（ａ）は電圧制御の場合、（ｂ）は電流制御の場合
を示している。
り、（ａ）は電圧制御の場合、（ｂ）は電流制御の場合
を示している。
この実施例では、第２図（ａ）の場合、インバータ周
波数ｆとすべりｓから計算されたAv,ｖによって電圧
指令Vrefに移相器PS及び割算器を用いて位相及び振幅の
補正を施し、その結果に、フィルタ入力側で検出したVi
をフィードバックする。図中Kvfは電圧フィードバック
ゲインを示している。
波数ｆとすべりｓから計算されたAv,ｖによって電圧
指令Vrefに移相器PS及び割算器を用いて位相及び振幅の
補正を施し、その結果に、フィルタ入力側で検出したVi
をフィードバックする。図中Kvfは電圧フィードバック
ゲインを示している。
また第２図（ｂ）の例では、インバータ周波数ｆとす
べりｓから計算されたAi,ｉによって、電流指令Iref
に移相器PS及び割算器を用いて位相及び振幅の補正を施
し、その結果に、フィルタ入力側で検出したIiをフィー
ドバックする。図中Kifは電流フィードバックゲインを
示している。
べりｓから計算されたAi,ｉによって、電流指令Iref
に移相器PS及び割算器を用いて位相及び振幅の補正を施
し、その結果に、フィルタ入力側で検出したIiをフィー
ドバックする。図中Kifは電流フィードバックゲインを
示している。
以上の実施例のようにフィルタの入力側で電圧，電流
を検出する場合、これらの波形は高調波を含んでいるの
で、PTやCTでこれらの電圧，電流を検出した後に、第１
図，第２図に示すようにフィルタLPFを設けて高調波を
除去している。このフィルタLPFは、入力パワーが小さ
いため、ごく小形のものでよい。
を検出する場合、これらの波形は高調波を含んでいるの
で、PTやCTでこれらの電圧，電流を検出した後に、第１
図，第２図に示すようにフィルタLPFを設けて高調波を
除去している。このフィルタLPFは、入力パワーが小さ
いため、ごく小形のものでよい。
以上に述べたように、本発明においては、フィルタ入
力側で電圧または電流を検出し、その検出値に補正をか
けることとしている。これにより、フィルタ出力側で検
出した場合と同等の電圧，電流を求めることができる。
これにより、LCフィルタの入出力特性に起因する出力電
圧変動を防止することができ、したがって、検出器設置
上の問題の解消，ノイズによる悪影響の緩和、主回路保
護などが可能となる。
力側で電圧または電流を検出し、その検出値に補正をか
けることとしている。これにより、フィルタ出力側で検
出した場合と同等の電圧，電流を求めることができる。
これにより、LCフィルタの入出力特性に起因する出力電
圧変動を防止することができ、したがって、検出器設置
上の問題の解消，ノイズによる悪影響の緩和、主回路保
護などが可能となる。
第１図は本発明の第１実施例を示すブロック図、第２図
は本発明の第２実施例を示すブロック図、第３図は交流
電動機にフィルタを接続したときの１相分の等価回路、
第４図はフィルタ入出力比の負荷変動特性、第５図はフ
ィルタ入出力電圧位相差の負荷変動特性、第６図はフィ
ルタ入出力電圧比の負荷変動特性、第７図はフィルタ入
出力電流位相差の負荷変動特性を示す。
は本発明の第２実施例を示すブロック図、第３図は交流
電動機にフィルタを接続したときの１相分の等価回路、
第４図はフィルタ入出力比の負荷変動特性、第５図はフ
ィルタ入出力電圧位相差の負荷変動特性、第６図はフィ
ルタ入出力電圧比の負荷変動特性、第７図はフィルタ入
出力電流位相差の負荷変動特性を示す。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00
Claims (2)
- 【請求項１】電圧形PWMインバータと、このインバータ
で駆動される交流電動機との間に、LCフィルタを設けて
電圧波形の正弦波化を行う回路において、前記フィルタ
の入力側に電圧検出器を設置し、前記フィルタの入出力
間の電圧の関係式を用いて、前記フィルタの入出力間の
電圧の比と同電圧の位相の差を補正することを特徴とす
る電圧形PWMインバータの制御方法。 - 【請求項２】電圧形PWMインバータと、このインバータ
で駆動される交流電動機との間に、LCフィルタを設けて
電流リップルの低減を行う回路において、前記フィルタ
の入力側に電流検出器を設置し、前記フィルタの入出力
間の電流の関係式を用いて、前記フィルタの入出力間の
電流の振幅の比と同電流の位相の差を補正することを特
徴とする電圧形PWMインバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1047970A JP2987842B2 (ja) | 1989-02-27 | 1989-02-27 | 電圧ｐｗｍインバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1047970A JP2987842B2 (ja) | 1989-02-27 | 1989-02-27 | 電圧ｐｗｍインバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02228294A JPH02228294A (ja) | 1990-09-11 |
| JP2987842B2 true JP2987842B2 (ja) | 1999-12-06 |
Family
ID=12790178
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1047970A Expired - Fee Related JP2987842B2 (ja) | 1989-02-27 | 1989-02-27 | 電圧ｐｗｍインバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2987842B2 (ja) |
-
1989
- 1989-02-27 JP JP1047970A patent/JP2987842B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02228294A (ja) | 1990-09-11 |
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