JP3324744B2 - 可変周波数電源設備の制御方式 - Google Patents
可変周波数電源設備の制御方式Info
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- JP3324744B2 JP3324744B2 JP36177397A JP36177397A JP3324744B2 JP 3324744 B2 JP3324744 B2 JP 3324744B2 JP 36177397 A JP36177397 A JP 36177397A JP 36177397 A JP36177397 A JP 36177397A JP 3324744 B2 JP3324744 B2 JP 3324744B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、可変周波数電源設
備の制御方式に係り、特に、誘導電動機の速度制御系へ
の外乱を抑制する技術に関する。
備の制御方式に係り、特に、誘導電動機の速度制御系へ
の外乱を抑制する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、可変周波数電源設備（Ｍ−Ｇセッ
ト）の制御方式として、交流入力電源より直流可変電圧
に変換する電力半導体順変換器と、この直流電圧を平滑
するための素子と、平滑された直流電圧より可変周波の
交流に変換する電力半導体逆変換器と、この逆変換器よ
り変換された交流より速度制御される誘導電動機と、誘
導電動機を上記両変換器を介して速度制御する制御演算
部より構成される誘導電動機の速度制御システムがあ
る。しかし、交流入力電源の変動に伴って発生する外乱
により、誘導電動機の速度制御系が影響を受ける。即
ち、入力電源の変動により、誘導電動機の速度が安定せ
ず、微小な速度変動を起こす。この速度変動は、交流入
力電源にとっては負荷の変動となってフィードバックさ
れる。このため、誘導電動機の速度制御系が影響を受け
ることになる。
ト）の制御方式として、交流入力電源より直流可変電圧
に変換する電力半導体順変換器と、この直流電圧を平滑
するための素子と、平滑された直流電圧より可変周波の
交流に変換する電力半導体逆変換器と、この逆変換器よ
り変換された交流より速度制御される誘導電動機と、誘
導電動機を上記両変換器を介して速度制御する制御演算
部より構成される誘導電動機の速度制御システムがあ
る。しかし、交流入力電源の変動に伴って発生する外乱
により、誘導電動機の速度制御系が影響を受ける。即
ち、入力電源の変動により、誘導電動機の速度が安定せ
ず、微小な速度変動を起こす。この速度変動は、交流入
力電源にとっては負荷の変動となってフィードバックさ
れる。このため、誘導電動機の速度制御系が影響を受け
ることになる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
技術は、交流入力電源の変動による外乱の影響に関して
は、十分な配慮がなされていない。本発明の課題は、誘
導電動機の速度制御系の外乱を十分に抑制するに好適な
可変周波数電源設備の制御方式を提供することにある。
技術は、交流入力電源の変動による外乱の影響に関して
は、十分な配慮がなされていない。本発明の課題は、誘
導電動機の速度制御系の外乱を十分に抑制するに好適な
可変周波数電源設備の制御方式を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、電力半導体順変換器への指令値と検出した順変換器
出力電圧に前記順変換器の逆モデルを演算させた結果の
偏差をとり、これに交流電源の機械的な共振による外乱
を補償するための伝達関数を作用させ、その結果として
得られる補償出力に基づいて前記指令値を補償する補償
回路を設け、交流電源より誘導電動機の速度制御系に入
力する外乱を抑制する。
に、電力半導体順変換器への指令値と検出した順変換器
出力電圧に前記順変換器の逆モデルを演算させた結果の
偏差をとり、これに交流電源の機械的な共振による外乱
を補償するための伝達関数を作用させ、その結果として
得られる補償出力に基づいて前記指令値を補償する補償
回路を設け、交流電源より誘導電動機の速度制御系に入
力する外乱を抑制する。
【０００５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態による可
変周波数電源設備の制御方式を示す。１は交流電源、２
はＭ−Ｇセットを駆動する誘導電動機、３は誘導電動機
２より駆動される同期発電機、４は交流を可変電圧の直
流に変換し、直流リアクトル５を介して平滑コンデンサ
６に電力を供給し、平滑コンデンサ６の電圧を制御する
サイリスタ順変換器、７は平滑コンデンサ６に蓄えられ
た直流電源を入力として可変周波数の交流に変換するＧ
ＴＯ逆変換器、８は誘導電動機、９はサイリスタ順変換
器４への入力電流を検出する電流変成器（ＣＴ）、１０
は計器用変圧器（ＰＴ）、１１はサイリスタ順変換器４
の出力電圧を検出する電圧検出器（ＤＣＰＴ）、１２は
平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出器（ＤＣＰ
Ｔ）、１３は指令装置、１４はサイリスタ、１５はＧＴ
Ｏ、１６はダイオード、１７はコントローラである。コ
ントローラ１７は、指令１３に基づいて、ＤＣＰＴ１２
によって検出される平滑コンデンサ６の電圧をフィード
バック信号として、ＣＴ９により検出されるサイリスタ
順変換器４の入力電流をマイナーフィードバック信号と
して、ＰＴ１０により検出される入力交流電源位相を基
準とし、サイリスタ１４の制御角指令にしたがった位相
でゲートパルスを発生する。また、交流電源１側に機械
的な共振（Ｍ−Ｇセットの軸のねじれ等による振動＝外
乱）が発生した場合、振動成分を補償する信号を生成す
ると共に、この補償信号に基づいてサイリスタ１４のゲ
ートパルスの発生を制御し、コンデンサ（負荷）に流れ
る電流を調整する。振動が＋方向のときはゲートパルス
により電流を抑えるように調整し、一方、振動が−方向
のときはゲートパルスにより電流を増やすように調整す
る。
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態による可
変周波数電源設備の制御方式を示す。１は交流電源、２
はＭ−Ｇセットを駆動する誘導電動機、３は誘導電動機
２より駆動される同期発電機、４は交流を可変電圧の直
流に変換し、直流リアクトル５を介して平滑コンデンサ
６に電力を供給し、平滑コンデンサ６の電圧を制御する
サイリスタ順変換器、７は平滑コンデンサ６に蓄えられ
た直流電源を入力として可変周波数の交流に変換するＧ
ＴＯ逆変換器、８は誘導電動機、９はサイリスタ順変換
器４への入力電流を検出する電流変成器（ＣＴ）、１０
は計器用変圧器（ＰＴ）、１１はサイリスタ順変換器４
の出力電圧を検出する電圧検出器（ＤＣＰＴ）、１２は
平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出器（ＤＣＰ
Ｔ）、１３は指令装置、１４はサイリスタ、１５はＧＴ
Ｏ、１６はダイオード、１７はコントローラである。コ
ントローラ１７は、指令１３に基づいて、ＤＣＰＴ１２
によって検出される平滑コンデンサ６の電圧をフィード
バック信号として、ＣＴ９により検出されるサイリスタ
順変換器４の入力電流をマイナーフィードバック信号と
して、ＰＴ１０により検出される入力交流電源位相を基
準とし、サイリスタ１４の制御角指令にしたがった位相
でゲートパルスを発生する。また、交流電源１側に機械
的な共振（Ｍ−Ｇセットの軸のねじれ等による振動＝外
乱）が発生した場合、振動成分を補償する信号を生成す
ると共に、この補償信号に基づいてサイリスタ１４のゲ
ートパルスの発生を制御し、コンデンサ（負荷）に流れ
る電流を調整する。振動が＋方向のときはゲートパルス
により電流を抑えるように調整し、一方、振動が−方向
のときはゲートパルスにより電流を増やすように調整す
る。
【０００６】図２は、位相制御を行う場合のコントロー
ラ１７の詳細構成を示す。順変換器４側の制御について
説明する。指令装置１３から周波数指令ｆ*が出力され
ると、この周波数指令ｆ*に基づいて周波数−電圧指令
変換２１により電圧指令Ｖｄｃ*を演算し、この指令値
Ｖｄｃ*とＤＣＰＴ１２により検出した平滑コンデンサ
電圧Ｖｄｃとの偏差をとり、電圧制御器２４の入力とす
る。電圧制御器２４で演算した電流指令Ｉｄ*とＣＴ９
により検出した順変換器入力電流Ｉｄとの偏差をとり、
電流制御器２５への入力とする。従来方式では電流制御
器２５の出力Ｖｄをそのまま順変換器用ゲートパルス発
生器（Ｃ−ＧＰＧ）２６への指令値としていたが、本実
施形態では、補償回路２７からの補償出力ΔＶｄを用い
て出力Ｖｄを補償することに特徴がある。この補償回路
２７は、Ｃ−ＧＰＧ２６への指令値Ｖｄ*とＤＣＰＴ１
１により検出した順変換器出力電圧Ｖに順変換器の逆モ
デル２９を演算させた結果の差をとり、これに外乱を補
償するためのある伝達関数ｆ(s)２８を作用させ、その
結果として得られた補償出力ΔＶｄを電流制御器２５の
出力Ｖｄに加えてＣ−ＧＰＧへの指令値とし、Ｃ−ＧＰ
Ｇ２６はこの指令値Ｖｄ*とＰＴ１０より検出した同期
電源の電圧より順変換器４へのゲートパルスを発生す
る。なお、ＧＴＯ逆変換器７側の制御については、指令
装置１３からの周波数指令ｆ*に基づいて、周波数制御
器２２により逆変換器用ゲートパルス発生器（Ｉ−ＧＰ
Ｇ）２３への指令を演算し、逆変換器７へのゲートパル
スを発生する。ここで、補償回路２７の逆モデル２９
は、外乱がない状態ではＶｄ*との偏差が０となるよう
に設計し、順変換器出力電圧に含まれる外乱の成分を検
出する。伝達関数２８は、検出された外乱を元に、この
外乱を打ち消すように補償出力ΔＶｄを出力する設計と
する。
ラ１７の詳細構成を示す。順変換器４側の制御について
説明する。指令装置１３から周波数指令ｆ*が出力され
ると、この周波数指令ｆ*に基づいて周波数−電圧指令
変換２１により電圧指令Ｖｄｃ*を演算し、この指令値
Ｖｄｃ*とＤＣＰＴ１２により検出した平滑コンデンサ
電圧Ｖｄｃとの偏差をとり、電圧制御器２４の入力とす
る。電圧制御器２４で演算した電流指令Ｉｄ*とＣＴ９
により検出した順変換器入力電流Ｉｄとの偏差をとり、
電流制御器２５への入力とする。従来方式では電流制御
器２５の出力Ｖｄをそのまま順変換器用ゲートパルス発
生器（Ｃ−ＧＰＧ）２６への指令値としていたが、本実
施形態では、補償回路２７からの補償出力ΔＶｄを用い
て出力Ｖｄを補償することに特徴がある。この補償回路
２７は、Ｃ−ＧＰＧ２６への指令値Ｖｄ*とＤＣＰＴ１
１により検出した順変換器出力電圧Ｖに順変換器の逆モ
デル２９を演算させた結果の差をとり、これに外乱を補
償するためのある伝達関数ｆ(s)２８を作用させ、その
結果として得られた補償出力ΔＶｄを電流制御器２５の
出力Ｖｄに加えてＣ−ＧＰＧへの指令値とし、Ｃ−ＧＰ
Ｇ２６はこの指令値Ｖｄ*とＰＴ１０より検出した同期
電源の電圧より順変換器４へのゲートパルスを発生す
る。なお、ＧＴＯ逆変換器７側の制御については、指令
装置１３からの周波数指令ｆ*に基づいて、周波数制御
器２２により逆変換器用ゲートパルス発生器（Ｉ−ＧＰ
Ｇ）２３への指令を演算し、逆変換器７へのゲートパル
スを発生する。ここで、補償回路２７の逆モデル２９
は、外乱がない状態ではＶｄ*との偏差が０となるよう
に設計し、順変換器出力電圧に含まれる外乱の成分を検
出する。伝達関数２８は、検出された外乱を元に、この
外乱を打ち消すように補償出力ΔＶｄを出力する設計と
する。
【０００７】いま、交流電源側に機械的な共振（Ｍ−Ｇ
セットの軸のねじれ等による振動＝外乱）が発生し、交
流電源電圧Ｖl0が角周波数ω1で変動する場合、電源電
圧Ｖlは次式で表せる。 Ｖl＝Ｖl0（１＋ａｓｉｎω1ｔ）ｓｉｎω0ｔ ここで、ａは変動成分の大きさ、ω0は電源の角周波数 ａｓｉｎω1ｔは外乱成分であり、ω1＞ω0ならば、変
動成分は直流リアクトル５及び平滑コンデンサー６より
なるフィルター回路により除去され、外乱成分は発生し
ない。よって、ω1＜ω0の場合が問題となる。このと
き、順変換器出力電圧Ｖは、次式で近似できる。 Ｖ＝（３／π)・Ｖl0（１＋ａｓｉｎω1ｔ）ｃｏｓα ここで、αは順変換器４の制御角 この順変換器出力電圧Ｖに逆モデル２９を作用させた結
果と指令値Ｖｄ*の偏差から外乱成分が検出できる。す
なわち、順変換器出力電圧Ｖに逆モデル２９を作用させ
た結果を例えば−Ｖとすると、この−Ｖと指令値Ｖｄ*
の偏差（Ｖｄ*−｜−Ｖ｜）が外乱成分である。検出し
た外乱成分に作用させる伝達関数ｆ(s)の例として、目
的とする外乱成分を通し、それ以上の周波数成分をカッ
トするフィルターで構成した場合、フィルターのゲイン
をｋとすると、補償回路２７からの補償出力ΔＶｄは、 ΔＶｄ＝ｋ（Ｖｄ*−Ｖ） ＝−Ｖｄ*・ａｋｓｉｎω1ｔ ここで、Ｖｄ*＝（３／π)・Ｖl0・ｃｏｓα よって Ｖｄ*＝Ｖｄ＋ΔＶｄ ＝Ｖｄ−Ｖｄ*・ａｋｓｉｎω1ｔ 以上の結果より、ＶとＶｄの関係は、 Ｖ＝Ｖｄ・（１＋ａｓｉｎω1ｔ）／（１＋ａｋｓｉｎ
ω1ｔ） となる。この関係から、ｋ＝１のとき、順変換器出力電
圧Ｖに含まれる外乱成分ａｓｉｎω1ｔが完全に除去で
きることがわかる。一般には、ａ《１、ｋ《１であるの
で、上式をａｋｓｉｎω1ｔ《１と近似すると、 Ｖ＝Ｖｄ・（１＋ａｓｉｎω1ｔ）・（１−ａｋｓｉｎω1ｔ） ＝Ｖｄ・（１＋ａ（１−ｋ）ｓｉｎω1ｔ） となる。この式から明らかなように、交流電源側に機械
的な共振（外乱）が発生し、順変換器出力電圧Ｖに外乱
成分ａｓｉｎω1ｔが含まれた場合、伝達関数ｆ(s)のｋ
を調整することにより、外乱成分ａｓｉｎω1ｔの大き
さを制御することができる。このように、本実施形態で
は、交流電源に外乱が含まれる場合、順変換器の出力電
圧と電圧指令の偏差により外乱成分を検出して、これに
適切な伝達関数を作用させ、その結果を電圧指令に加え
ることにより、ゲートパルスの発生を制御し、この外乱
を抑制することができる。
セットの軸のねじれ等による振動＝外乱）が発生し、交
流電源電圧Ｖl0が角周波数ω1で変動する場合、電源電
圧Ｖlは次式で表せる。 Ｖl＝Ｖl0（１＋ａｓｉｎω1ｔ）ｓｉｎω0ｔ ここで、ａは変動成分の大きさ、ω0は電源の角周波数 ａｓｉｎω1ｔは外乱成分であり、ω1＞ω0ならば、変
動成分は直流リアクトル５及び平滑コンデンサー６より
なるフィルター回路により除去され、外乱成分は発生し
ない。よって、ω1＜ω0の場合が問題となる。このと
き、順変換器出力電圧Ｖは、次式で近似できる。 Ｖ＝（３／π)・Ｖl0（１＋ａｓｉｎω1ｔ）ｃｏｓα ここで、αは順変換器４の制御角 この順変換器出力電圧Ｖに逆モデル２９を作用させた結
果と指令値Ｖｄ*の偏差から外乱成分が検出できる。す
なわち、順変換器出力電圧Ｖに逆モデル２９を作用させ
た結果を例えば−Ｖとすると、この−Ｖと指令値Ｖｄ*
の偏差（Ｖｄ*−｜−Ｖ｜）が外乱成分である。検出し
た外乱成分に作用させる伝達関数ｆ(s)の例として、目
的とする外乱成分を通し、それ以上の周波数成分をカッ
トするフィルターで構成した場合、フィルターのゲイン
をｋとすると、補償回路２７からの補償出力ΔＶｄは、 ΔＶｄ＝ｋ（Ｖｄ*−Ｖ） ＝−Ｖｄ*・ａｋｓｉｎω1ｔ ここで、Ｖｄ*＝（３／π)・Ｖl0・ｃｏｓα よって Ｖｄ*＝Ｖｄ＋ΔＶｄ ＝Ｖｄ−Ｖｄ*・ａｋｓｉｎω1ｔ 以上の結果より、ＶとＶｄの関係は、 Ｖ＝Ｖｄ・（１＋ａｓｉｎω1ｔ）／（１＋ａｋｓｉｎ
ω1ｔ） となる。この関係から、ｋ＝１のとき、順変換器出力電
圧Ｖに含まれる外乱成分ａｓｉｎω1ｔが完全に除去で
きることがわかる。一般には、ａ《１、ｋ《１であるの
で、上式をａｋｓｉｎω1ｔ《１と近似すると、 Ｖ＝Ｖｄ・（１＋ａｓｉｎω1ｔ）・（１−ａｋｓｉｎω1ｔ） ＝Ｖｄ・（１＋ａ（１−ｋ）ｓｉｎω1ｔ） となる。この式から明らかなように、交流電源側に機械
的な共振（外乱）が発生し、順変換器出力電圧Ｖに外乱
成分ａｓｉｎω1ｔが含まれた場合、伝達関数ｆ(s)のｋ
を調整することにより、外乱成分ａｓｉｎω1ｔの大き
さを制御することができる。このように、本実施形態で
は、交流電源に外乱が含まれる場合、順変換器の出力電
圧と電圧指令の偏差により外乱成分を検出して、これに
適切な伝達関数を作用させ、その結果を電圧指令に加え
ることにより、ゲートパルスの発生を制御し、この外乱
を抑制することができる。
【０００８】なお、本実施形態では、順変換器を位相制
御する場合について説明したが、順変換器に用いたサイ
リスタに代えてＧＴＯを用い、ＰＷＭ制御を行う場合で
も、同様な補正を行うことにより、交流電源に含まれる
外乱を抑制することが可能でなる。
御する場合について説明したが、順変換器に用いたサイ
リスタに代えてＧＴＯを用い、ＰＷＭ制御を行う場合で
も、同様な補正を行うことにより、交流電源に含まれる
外乱を抑制することが可能でなる。
【０００９】図３は、ＰＷＭ制御を行う場合のコントロ
ーラ１７の詳細構成を示す。Ｃ−ＧＰＧ２６及びＩ−Ｇ
ＰＧ２３に代えて、順変換器用ＰＷＭゲートパルス発生
器（Ｃ−ＰＷＭ）３６及び逆変換器用ＰＷＭゲートパル
ス発生器（Ｉ−ＰＷＭ）３３を使用し、電圧制御器２４
に代えて、順変換器の入力力率を１とするために電圧／
力率制御器３４を採用する。Ｃ−ＰＷＭの構成方法は色
々考えられるが、図４に示す信号波４１と搬送波４２を
比較器４３により比較してゲートパルスを発生する方式
（非同期ＰＷＭ方式）においては、信号波４１の振幅に
補償を加えることにより、ゲートパルスを変化させ、結
果として順変換器の出力を変化させて、外乱を抑制する
ことができる。信号波４１の振幅をｂとすると、信号波
４１は次式で表せる。 ｅ＝ｂ・ｓｉｎ（ω0ｔ） 順変換器出力電圧Ｖと交流電源電圧Ｖl0の関係はＰＷＭ
の方式により異なるが、ここでは図４に示す非同期ＰＷ
Ｍ方式を用いた場合を考える。この時、順変換器出力電
圧Ｖと交流電源電圧Ｖl0の関係は、次式で表せる。 Ｖl0＝ｂ・Ｖ なお、他のＰＷＭ方式であっても、この変換係数ｂを変
えることにより、同じように考えることができる。交流
電源電圧Ｖl0が角周波数ω1で変動する場合、順変換器
出力電圧Ｖは、 Ｖ＝Ｖl0（１＋ａｓｉｎω1ｔ）／ｂ フィルターのゲインをｋとすると、補償回路２７からの
補償出力ΔＶｄは、 ΔＶｄ＝ｋ（Ｖｄ*−Ｖ） ＝−Ｖｄ*・ａｋｓｉｎω1ｔ ただし、信号波４１の振幅ｂ＝Ｖl0／Ｖｄ*として補償
回路２７を考えた。以下、同様にして、 Ｖ＝Ｖｄ・（１＋ａｓｉｎω1ｔ）／（１＋ａｋｓｉｎ
ω1ｔ） となり、電圧指令Ｖｄ*に応じて信号波の振幅ｂを変化
させることにより、外乱成分が打ち消せることが分か
る。このように、本実施形態は、Ｃ−ＰＷＭへの電圧指
令Ｖｄ*に外乱を打ち消すように、補償回路２７からの
出力を加えることにより、図１、図２で説明した位相制
御と同様に、直流電圧に変動を加え、外乱を抑制するこ
とが可能となる。
ーラ１７の詳細構成を示す。Ｃ−ＧＰＧ２６及びＩ−Ｇ
ＰＧ２３に代えて、順変換器用ＰＷＭゲートパルス発生
器（Ｃ−ＰＷＭ）３６及び逆変換器用ＰＷＭゲートパル
ス発生器（Ｉ−ＰＷＭ）３３を使用し、電圧制御器２４
に代えて、順変換器の入力力率を１とするために電圧／
力率制御器３４を採用する。Ｃ−ＰＷＭの構成方法は色
々考えられるが、図４に示す信号波４１と搬送波４２を
比較器４３により比較してゲートパルスを発生する方式
（非同期ＰＷＭ方式）においては、信号波４１の振幅に
補償を加えることにより、ゲートパルスを変化させ、結
果として順変換器の出力を変化させて、外乱を抑制する
ことができる。信号波４１の振幅をｂとすると、信号波
４１は次式で表せる。 ｅ＝ｂ・ｓｉｎ（ω0ｔ） 順変換器出力電圧Ｖと交流電源電圧Ｖl0の関係はＰＷＭ
の方式により異なるが、ここでは図４に示す非同期ＰＷ
Ｍ方式を用いた場合を考える。この時、順変換器出力電
圧Ｖと交流電源電圧Ｖl0の関係は、次式で表せる。 Ｖl0＝ｂ・Ｖ なお、他のＰＷＭ方式であっても、この変換係数ｂを変
えることにより、同じように考えることができる。交流
電源電圧Ｖl0が角周波数ω1で変動する場合、順変換器
出力電圧Ｖは、 Ｖ＝Ｖl0（１＋ａｓｉｎω1ｔ）／ｂ フィルターのゲインをｋとすると、補償回路２７からの
補償出力ΔＶｄは、 ΔＶｄ＝ｋ（Ｖｄ*−Ｖ） ＝−Ｖｄ*・ａｋｓｉｎω1ｔ ただし、信号波４１の振幅ｂ＝Ｖl0／Ｖｄ*として補償
回路２７を考えた。以下、同様にして、 Ｖ＝Ｖｄ・（１＋ａｓｉｎω1ｔ）／（１＋ａｋｓｉｎ
ω1ｔ） となり、電圧指令Ｖｄ*に応じて信号波の振幅ｂを変化
させることにより、外乱成分が打ち消せることが分か
る。このように、本実施形態は、Ｃ−ＰＷＭへの電圧指
令Ｖｄ*に外乱を打ち消すように、補償回路２７からの
出力を加えることにより、図１、図２で説明した位相制
御と同様に、直流電圧に変動を加え、外乱を抑制するこ
とが可能となる。
【００１０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
交流電源に外乱が含まれる場合、順変換器の出力電圧と
電圧指令の偏差により外乱成分を検出して、これに適切
な伝達関数を作用させ、その結果を電圧指令に加えるこ
とにより、この外乱を抑制することができる。
交流電源に外乱が含まれる場合、順変換器の出力電圧と
電圧指令の偏差により外乱成分を検出して、これに適切
な伝達関数を作用させ、その結果を電圧指令に加えるこ
とにより、この外乱を抑制することができる。
【図１】本発明の一実施形態による可変周波数電源設備
の制御方式
の制御方式
【図２】位相制御を行う場合のコントローラの詳細構成
図
図
【図３】ＰＷＭ制御を行う場合のコントローラの詳細構
成図
成図
【図４】ＰＷＭ方式の一例
１…交流電源、 ２…Ｍ−Ｇセットを駆動する誘導電
動機、 ３…誘導電動機２より駆動される同期発電
機、 ４…サイリスタ順変換器、 ５…直流６…平
滑コンデンサ ７…ＧＴＯ逆変換器 ８…誘導電動
機、 １１…順変換器出力電圧、 １３…指令装
置、 １７…コントローラ、 ２７…補償回路、
２８…伝達関数、 ２９…順変換器の逆モデル
動機、 ３…誘導電動機２より駆動される同期発電
機、 ４…サイリスタ順変換器、 ５…直流６…平
滑コンデンサ ７…ＧＴＯ逆変換器 ８…誘導電動
機、 １１…順変換器出力電圧、 １３…指令装
置、 １７…コントローラ、 ２７…補償回路、
２８…伝達関数、 ２９…順変換器の逆モデル
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宮崎 晃一 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式 会社日立製作所日立工場内 (72)発明者 奥山 俊昭 茨城県日立市大みか町七丁目２番１号 株式会社日立製作所 電力・電機開発本 部内 (56)参考文献 特開 平７−288980（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−136568（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−222497（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−46773（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 H02M 7/00 - 7/98
Claims (1)
- 【請求項１】 機械的な共振点を持つ交流電源と、この
交流電源を直流可変電圧に変換する電力半導体順変換器
と、この直流電圧を平滑するための素子と、平滑された
直流電圧より可変周波の交流に変換する電力半導体逆変
換器と、この逆変換器より変換された交流より速度制御
される誘導電動機と、この誘導電動機を前記両変換器を
介して速度制御する制御演算部から構成される可変周波
数電源設備の制御方式において、 前記順変換器への指令値と検出した順変換器出力電圧に
前記順変換器の逆モデルを演算させた結果の偏差をと
り、これに前記交流電源の機械的な共振による外乱を補
償するための伝達関数を作用させ、その結果として得ら
れる補償出力に基づいて前記指令値を補償する補償回路
を設け、前記交流電源より誘導電動機の速度制御系に入
力する外乱を抑制することを特徴とする可変周波数電源
設備の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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