JPH0832198B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPH0832198B2 JPH0832198B2 JP62205926A JP20592687A JPH0832198B2 JP H0832198 B2 JPH0832198 B2 JP H0832198B2 JP 62205926 A JP62205926 A JP 62205926A JP 20592687 A JP20592687 A JP 20592687A JP H0832198 B2 JPH0832198 B2 JP H0832198B2
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は、PAM方式インバータによる誘導電動機の制
御装置に関する。
御装置に関する。
B.発明の概要 本発明は、誘導電動機のα−β座標系における一次電
圧ｅ１α,e１βを合成してコンバータ部の電圧を制御す
るのに、 電圧ｅ１βをインバータ部電圧ベクトルとの位相差に
応じて変調することにより、 高速応制御にトルク脈動を抑制したものである。
圧ｅ１α,e１βを合成してコンバータ部の電圧を制御す
るのに、 電圧ｅ１βをインバータ部電圧ベクトルとの位相差に
応じて変調することにより、 高速応制御にトルク脈動を抑制したものである。
C.従来の技術 誘導電動機の高性能すべり周波数制御の実現には、PW
M方式インバータやサイクロコンバータが用いられてき
た。これらの変換機は、電力用半導体素子のスイッチン
グによって所期の交流出力を得るようにしているが、素
子のスイッチングによって電磁騒音を発生するという問
題がある。特に、PWMインバータは電圧に高次高調波が
多く含まれるため、大きな騒音になる。この問題には、
キャリア周波数を人間の耳に聞こえない数十KHz以上に
まで高くすることで一応解決されるが、このキャリア周
波数でスイッチング可能な素子は可制御電流容量が小さ
いものに限られ、大容量変換機の実現を難しくする。
M方式インバータやサイクロコンバータが用いられてき
た。これらの変換機は、電力用半導体素子のスイッチン
グによって所期の交流出力を得るようにしているが、素
子のスイッチングによって電磁騒音を発生するという問
題がある。特に、PWMインバータは電圧に高次高調波が
多く含まれるため、大きな騒音になる。この問題には、
キャリア周波数を人間の耳に聞こえない数十KHz以上に
まで高くすることで一応解決されるが、このキャリア周
波数でスイッチング可能な素子は可制御電流容量が小さ
いものに限られ、大容量変換機の実現を難しくする。
これら問題点から、低騒音化及び大容量化に有利な変
換機としてPAM方式インバータがある。このPAM方式イン
バータでは、基本的にはコンバータ部で電圧を制御し、
電圧形インバータ部で周波数を制御する構成になり、PW
Mインバータに較べて高次高調波電流が少なくなると共
にインバータ部のスイッチング周波数も低くなり、静音
化及び大容量電動機の可変速に好適となる。しかし、反
面にはトルク脈動、特にこれによる低速時の回転変動が
大きくなる欠点を有する。本願はこの問題を解決するも
のである。
換機としてPAM方式インバータがある。このPAM方式イン
バータでは、基本的にはコンバータ部で電圧を制御し、
電圧形インバータ部で周波数を制御する構成になり、PW
Mインバータに較べて高次高調波電流が少なくなると共
にインバータ部のスイッチング周波数も低くなり、静音
化及び大容量電動機の可変速に好適となる。しかし、反
面にはトルク脈動、特にこれによる低速時の回転変動が
大きくなる欠点を有する。本願はこの問題を解決するも
のである。
D.発明が解決しようとする問題点 PAM方式インバータにおいて、電圧形インバータ部は
６個のスイッチング素子をブリッジ接続して出力周波数
に応じて順次オンさせる制御になる。このため、インバ
ータ部の出力電圧のベクトル位相は、第２図に示すよう
に、誘導機の一次側に固定された座標系（ｄ−ｑ座標
系）上で６つの固定位相V1〜V6しか取り得ない。これに
対して、高性能すべり周波数制御においては、インバー
タ部の出力電圧ベクトルが第３図に示すように出力周波
数ω0で回転して円軌跡を描く理想的な３相正弦波電圧
になることが要求され、現実にはインバータ部の固定位
相の電圧ベクトルによる駆動では誘導機に６次のトルク
脈動を起こす問題があった。これを以下に詳細に説明す
る。
６個のスイッチング素子をブリッジ接続して出力周波数
に応じて順次オンさせる制御になる。このため、インバ
ータ部の出力電圧のベクトル位相は、第２図に示すよう
に、誘導機の一次側に固定された座標系（ｄ−ｑ座標
系）上で６つの固定位相V1〜V6しか取り得ない。これに
対して、高性能すべり周波数制御においては、インバー
タ部の出力電圧ベクトルが第３図に示すように出力周波
数ω0で回転して円軌跡を描く理想的な３相正弦波電圧
になることが要求され、現実にはインバータ部の固定位
相の電圧ベクトルによる駆動では誘導機に６次のトルク
脈動を起こす問題があった。これを以下に詳細に説明す
る。
誘導電動機を一次電圧ベクトルに同期して回転するα
−β軸で表した電圧方程式は以下の第（１）式になる
し、発生トルクＴは第（２）式になる。
−β軸で表した電圧方程式は以下の第（１）式になる
し、発生トルクＴは第（２）式になる。
ここで、各記号は以下に示す諸量である。
e1 ;一次電圧（α，β成分） e2 ;二次電圧（α，β成分） i1 ;一次電流（α，β成分） λ2；二次磁束（α，β成分） r1 ;一次抵抗 r2 ;二次抵抗 M;励磁インダクタンス L2 ;二次インダクタンス L1 ;インダクタンス ω0；電源角周波数 ωr；ロータ角周波数 i2 ;二次電流（α，β成分） 上述の（１），（２）式はブロック図で表わすと第４
図に示すようになる。ここで、高性能すべり周波数制御
には、例えば特開昭59−165981号公報に提案されるよう
に、磁束の位相をα軸に、トルク電流の位相をβ軸に一
致させるために、次のような条件を与えることで磁束電
流とトルク電流による相互の干渉分を補償する非干渉制
御を行う。
図に示すようになる。ここで、高性能すべり周波数制御
には、例えば特開昭59−165981号公報に提案されるよう
に、磁束の位相をα軸に、トルク電流の位相をβ軸に一
致させるために、次のような条件を与えることで磁束電
流とトルク電流による相互の干渉分を補償する非干渉制
御を行う。
このような条件によれば、λ２β＝０、ｉ２α＝０と
なり、トルクＴは（２）式から次の（５）式になり、 Ｔ＝−λ２αｉ２β …（５） 二次電流のβ軸成分ｉ２βによって一意的に制御でき
ることになる。
なり、トルクＴは（２）式から次の（５）式になり、 Ｔ＝−λ２αｉ２β …（５） 二次電流のβ軸成分ｉ２βによって一意的に制御でき
ることになる。
しかしながら、PAM方式インバータでは前述のよう
に、電圧ベクトルが６通りに限られることから、（３）
式の一次電圧ｅ１α,e１βを得る出力電圧は理想的な正
弦波には成り得ず、一次電流ｉ１α,i１βが変動するこ
とになる。電流ｉ１βの変動は第５図に示すように変動
し、また磁束は急には変わらないため、（５）式になる
トルクＴは同図と同様になってトルク脈動を起こすこと
になる。
に、電圧ベクトルが６通りに限られることから、（３）
式の一次電圧ｅ１α,e１βを得る出力電圧は理想的な正
弦波には成り得ず、一次電流ｉ１α,i１βが変動するこ
とになる。電流ｉ１βの変動は第５図に示すように変動
し、また磁束は急には変わらないため、（５）式になる
トルクＴは同図と同様になってトルク脈動を起こすこと
になる。
E.問題点を解決するための手段 本発明は上記問題点に鑑みなされたもので、誘導電動
機の磁束分を設定するα相一次電流設定値ｉ１αと二次
電流分を設定するβ相一次電流設定値ｉ１βから非干渉
演算によって求める一次電圧ｅ１α,e１βを合成してコ
ンバータ部の電圧制御をし、誘導電動機のすべり周波数
からインバータ部の周波数制御をするPAM方式インバー
タによる誘導電動機の制御装置において、誘導電動機の
α−β座標系と同期回転し、正方向のβ軸を含む領域δ
を定義する調節部と、前記領域δに含まれる電圧ベクト
ルを選択し、この選択された電圧ベクトルを前記インバ
ータ部の基準位相信号とする電圧ベクトル発生回路と、
前記選択された電圧ベクトルと前記α−β座標系のβ軸
との位相差γを求める演算回路と、前記位相差γに応じ
て前記一次電圧ｅ１βが概ね一定となるように変調した
一次電圧指令e1を求める演算回路と、前記一次電圧指令
e1にしたがって前記コンバータ部の電圧を制御する電圧
制御回路とを備えたものである。
機の磁束分を設定するα相一次電流設定値ｉ１αと二次
電流分を設定するβ相一次電流設定値ｉ１βから非干渉
演算によって求める一次電圧ｅ１α,e１βを合成してコ
ンバータ部の電圧制御をし、誘導電動機のすべり周波数
からインバータ部の周波数制御をするPAM方式インバー
タによる誘導電動機の制御装置において、誘導電動機の
α−β座標系と同期回転し、正方向のβ軸を含む領域δ
を定義する調節部と、前記領域δに含まれる電圧ベクト
ルを選択し、この選択された電圧ベクトルを前記インバ
ータ部の基準位相信号とする電圧ベクトル発生回路と、
前記選択された電圧ベクトルと前記α−β座標系のβ軸
との位相差γを求める演算回路と、前記位相差γに応じ
て前記一次電圧ｅ１βが概ね一定となるように変調した
一次電圧指令e1を求める演算回路と、前記一次電圧指令
e1にしたがって前記コンバータ部の電圧を制御する電圧
制御回路とを備えたものである。
F.作用 PAM方式インバータによる誘導機制御では前述のよう
に電圧ベクトルが６通りに限られ、非干渉化した電圧ｅ
１α,e１βを同時に満足するインバータ電圧を得ること
はできない。ここで、第５図からトルク脈動を無くすた
めには電圧ｉ１βが変動しないように制御すれば良い。
に電圧ベクトルが６通りに限られ、非干渉化した電圧ｅ
１α,e１βを同時に満足するインバータ電圧を得ること
はできない。ここで、第５図からトルク脈動を無くすた
めには電圧ｉ１βが変動しないように制御すれば良い。
一方、第４図のブロック図において、λ１β＝０とし
た場合のブロック図は第６図に示すようになり、同図か
ら電流ｉ１βを一定に制御するには電圧ｅ１βを一定に
すれば良いことが判る。電圧ｅ１βをβ相成分とする電
圧ベクトルは複数あり、その最も簡単な例としては第７
図に示すように、α−β座標系内にβ軸を中心とした60
°内に存在する位相を選択する。ここで、α−β座標系
がｄ−ｑ座標系に対し反時計方向に回転するとき、イン
バータ部の電圧ベクトル（第２図のV1〜V6）の位相は第
７図に示すようにα−β座標系に対し時計方向に回転す
る。今、β軸付近の領域内に位置するベクトルV1に注目
すると、その電圧e1のβ相成分ｅ１βの大きさを一定に
するにはe1のβ軸に投影した成分が一定になるようにe1
の大きさを調節すれば良い。そして、電圧ベクトルV1が
該領域から外れようとするとき、次の電圧ベクトルV2が
該領域に入り、電圧ベクトルV2について同様のｅ１β一
定に調整すれば良い。即ち、インバータ部の点弧パター
ン切換え周期で出力電圧のβ相成分が一定になるよう電
圧e1（コンバータ部の直流電圧）を制御する。これによ
りトルクリップルを抑制する。
た場合のブロック図は第６図に示すようになり、同図か
ら電流ｉ１βを一定に制御するには電圧ｅ１βを一定に
すれば良いことが判る。電圧ｅ１βをβ相成分とする電
圧ベクトルは複数あり、その最も簡単な例としては第７
図に示すように、α−β座標系内にβ軸を中心とした60
°内に存在する位相を選択する。ここで、α−β座標系
がｄ−ｑ座標系に対し反時計方向に回転するとき、イン
バータ部の電圧ベクトル（第２図のV1〜V6）の位相は第
７図に示すようにα−β座標系に対し時計方向に回転す
る。今、β軸付近の領域内に位置するベクトルV1に注目
すると、その電圧e1のβ相成分ｅ１βの大きさを一定に
するにはe1のβ軸に投影した成分が一定になるようにe1
の大きさを調節すれば良い。そして、電圧ベクトルV1が
該領域から外れようとするとき、次の電圧ベクトルV2が
該領域に入り、電圧ベクトルV2について同様のｅ１β一
定に調整すれば良い。即ち、インバータ部の点弧パター
ン切換え周期で出力電圧のβ相成分が一定になるよう電
圧e1（コンバータ部の直流電圧）を制御する。これによ
りトルクリップルを抑制する。
G.実施例 第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
整流器１とチョッパ用トランジスタ２とによってコンバ
ータ部主回路が構成され、トランジスタ２の導通率によ
って直流電圧E1が制御される。トランジスタ２は電圧制
御アンプ３とゲート回路４によって電圧指令e1に対する
出力電圧E1のフィードバック制御がなされる。インバー
タ部５はトランジスタのブリッジ接続を主回路とし、電
圧ベクトル発生回路６からの基準位相信号から各相のゲ
ートパルスを得て該基準位相に従った周波数の３相電圧
出力を得、これを誘導電動機７の一次電圧として供給す
る。
整流器１とチョッパ用トランジスタ２とによってコンバ
ータ部主回路が構成され、トランジスタ２の導通率によ
って直流電圧E1が制御される。トランジスタ２は電圧制
御アンプ３とゲート回路４によって電圧指令e1に対する
出力電圧E1のフィードバック制御がなされる。インバー
タ部５はトランジスタのブリッジ接続を主回路とし、電
圧ベクトル発生回路６からの基準位相信号から各相のゲ
ートパルスを得て該基準位相に従った周波数の３相電圧
出力を得、これを誘導電動機７の一次電圧として供給す
る。
速度検出器８は誘導電動機７のロータ角周波数ωrを
検出し、速度制御アンプ９は速度指令ωn＊と速度検出
器８の検出値ωrとの偏差からPI演算によってトルク電
流指令になるβ相一次電流指令ｉ１β＊を得る。すべり
周波数演算回路10は前述の（４）式からすべり周波数ω
sを求め、加算器11はロータ角周波数ωrとすべり周波数
ωsとの加算によって電源角周波数ωoを求める。積分回
路12は周波数ωoの積分によってα−β座標系の回転位
相角θを求める。
検出し、速度制御アンプ９は速度指令ωn＊と速度検出
器８の検出値ωrとの偏差からPI演算によってトルク電
流指令になるβ相一次電流指令ｉ１β＊を得る。すべり
周波数演算回路10は前述の（４）式からすべり周波数ω
sを求め、加算器11はロータ角周波数ωrとすべり周波数
ωsとの加算によって電源角周波数ωoを求める。積分回
路12は周波数ωoの積分によってα−β座標系の回転位
相角θを求める。
座標変換回路13は電動機７の一次電流ia，ibと回転位
相角θからα相一次電流ｉ１αとβ相一次電流ｉ１βを
求め、変換回路14は電流ｉ１αからα相二次磁束λ２α
を求める。演算回路15及び16は前述の（３）式に従って
α，β相の一次電圧指令ｅ１β＊及びｅ１α＊を求め、
演算回路17は一次電圧の大きさを求める。
相角θからα相一次電流ｉ１αとβ相一次電流ｉ１βを
求め、変換回路14は電流ｉ１αからα相二次磁束λ２α
を求める。演算回路15及び16は前述の（３）式に従って
α，β相の一次電圧指令ｅ１β＊及びｅ１α＊を求め、
演算回路17は一次電圧の大きさを求める。
ここで、演算回路17による演算はインバータの出力電
圧ベクトルの位相に対する位相差からβ相成分を一定に
しながら一次電圧e1を求める。即ち、第７図に示すよう
に、α−β座標系に回転において、与えられる電圧ｅ
１β＊に対して一定になるよう該領域内の電圧ベクトル
V1とβ軸との位相差γに応じて電圧e1をe1＝ｅ１β＊/c
osγの演算により調整する。位相差γはγ演算回路18に
よって求められ、これは電圧ベクトル発生回路６がイン
バータ部５に与える基準位相信号と、積分回路12の位相
角θの比較によって求められる。α軸から領域までの角
度δは、ｅ１αの値から調節部19によって得られた角度
である。
圧ベクトルの位相に対する位相差からβ相成分を一定に
しながら一次電圧e1を求める。即ち、第７図に示すよう
に、α−β座標系に回転において、与えられる電圧ｅ
１β＊に対して一定になるよう該領域内の電圧ベクトル
V1とβ軸との位相差γに応じて電圧e1をe1＝ｅ１β＊/c
osγの演算により調整する。位相差γはγ演算回路18に
よって求められ、これは電圧ベクトル発生回路６がイン
バータ部５に与える基準位相信号と、積分回路12の位相
角θの比較によって求められる。α軸から領域までの角
度δは、ｅ１αの値から調節部19によって得られた角度
である。
上述の演算回路17による電圧ｅ１β＊の調整により、
電圧ｅ（E1）は第８図に示すように電圧ベクトルV1〜V6
の周期（60°）を持って変調された波形になり、これに
よってｉ１βの一定化ひいては電動機７のトルク脈動を
制御する。
電圧ｅ（E1）は第８図に示すように電圧ベクトルV1〜V6
の周期（60°）を持って変調された波形になり、これに
よってｉ１βの一定化ひいては電動機７のトルク脈動を
制御する。
H.発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、PAM方式インバータ
による誘導電動機の制御装置において、インバータ部の
電圧ベクトルの各位相と誘導機のα−β座標系のβ相電
圧との位相差に応じて該電圧ｅ１βが一定になるようコ
ンバータ部の電圧を変調するため、誘導機を非干渉化し
た高性能すべり周波数制御にトルク脈動を抑制する効果
がある。
による誘導電動機の制御装置において、インバータ部の
電圧ベクトルの各位相と誘導機のα−β座標系のβ相電
圧との位相差に応じて該電圧ｅ１βが一定になるようコ
ンバータ部の電圧を変調するため、誘導機を非干渉化し
た高性能すべり周波数制御にトルク脈動を抑制する効果
がある。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
インバータの電圧ベクトル図、第３図はインバータの理
想的な出力電圧のベクトル図、第４図は誘導機のα−β
座標系での等価ブロック図、第５図は非干渉化したすべ
り周波数制御におけるβ相電流波形図、第６図は第４図
におけるλ２β＝０でのブロック図、第７図は電圧ベク
トルとα−β座標系の関係を示すベクトル図、第８図は
実施例におけるコンバータ部の電圧波形図である。 ５…インバータ部、７…誘導電動機、９…速度制御アン
プ、10…すべり演算回路、15,16…演算回路、17…一次
電圧演算回路、18…γ演算回路。
インバータの電圧ベクトル図、第３図はインバータの理
想的な出力電圧のベクトル図、第４図は誘導機のα−β
座標系での等価ブロック図、第５図は非干渉化したすべ
り周波数制御におけるβ相電流波形図、第６図は第４図
におけるλ２β＝０でのブロック図、第７図は電圧ベク
トルとα−β座標系の関係を示すベクトル図、第８図は
実施例におけるコンバータ部の電圧波形図である。 ５…インバータ部、７…誘導電動機、９…速度制御アン
プ、10…すべり演算回路、15,16…演算回路、17…一次
電圧演算回路、18…γ演算回路。
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機の磁束分を設定するα相一次電
流設定値ｉ１αと二次電流分を設定するβ相一次電流設
定値ｉ１βから非干渉演算によって求める一次電圧ｅ
１α,e１βを合成してコンバータ部の電圧制御をし、誘
導電動機のすべり周波数からインバータ部の周波数制御
をするPAM方式インバータによる誘導電動機の制御装置
において、 誘導電動機のα−β座標系と同期回転し、正方向のβ軸
を含む領域δを定義する調節部（19）と、 前記領域δに含まれる電圧ベクトルを選択し、この選択
された電圧ベクトルを前記インバータ部の基準位相信号
とする電圧ベクトル発生回路（６）と、 前記選択された電圧ベクトルと前記α−β座標系のβ軸
との位相差γを求める演算回路（18）と、 前記位相差γに応じて前記一次電圧ｅ１βが概ね一定と
なるように変調した一次電圧指令e1を求める演算回路
（17）と、 前記一次電圧指令e1にしたがって前記コンバータ部の電
圧を制御する電圧制御回路（３、４）と、 を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62205926A JPH0832198B2 (ja) | 1987-08-19 | 1987-08-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62205926A JPH0832198B2 (ja) | 1987-08-19 | 1987-08-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6450780A JPS6450780A (en) | 1989-02-27 |
| JPH0832198B2 true JPH0832198B2 (ja) | 1996-03-27 |
Family
ID=16515026
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62205926A Expired - Fee Related JPH0832198B2 (ja) | 1987-08-19 | 1987-08-19 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0832198B2 (ja) |
-
1987
- 1987-08-19 JP JP62205926A patent/JPH0832198B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6450780A (en) | 1989-02-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |