JPH1118489A

JPH1118489A - 同期電動機の駆動制御装置

Info

Publication number: JPH1118489A
Application number: JP9178868A
Authority: JP
Inventors: Jun Koyama; 小山　　純; Takashi Koga; 高志古賀; Hideki Hayashi; 秀喜林
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 1997-06-19
Filing date: 1997-06-19
Publication date: 1999-01-22
Anticipated expiration: 2017-06-19
Also published as: JP3758059B2

Abstract

(57)【要約】【課題】交流から交流に直接電力変換し、かつ、ＰＷＭ
にて電圧・電流制御が可能なマトリックスコンバータに
より同期電動機を駆動する装置を提供する。【解決手段】マトリックスコンバータの負荷として同期
電動機を接続し、電源側の各相にリアクトルを接続し、
負荷側の各線間にコンデンサを接続し、ＰＷＭにより出
力電圧、あるいは電源または負荷電流の制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、多相交流電源から
直流ステージを介さずに直接可変電圧・可変周波数の多
相交流に変換するサイクロコンバータを用い、特にサイ
クロコンバータとして自己消弧型デバイスを用いてパル
ス（ＰＷＭ）幅制御を行うマトリックスコンバータを使
用した同期電動機の駆動制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】マトリックスコンバータによるＡＣドラ
イブは１９８０年頃から数多くの研究がなされており、
その主回路例を図４に示す。同図においてｅＵ、ｅＶ、
ｅＷは３相交流電源、Ｌ、Ｃは高調波除去用のフィルタ
である。ＳＡＵ、ＳＡＶ、ＳＡＷ、ＳＢＵ、ＳＢＶ、Ｓ
ＢＷ、ＳＣＵ、ＳＣＶ、ＳＣＷは双方向に電流を流すこ
とができ、また双方向の電圧阻止能力を持つ自己消弧型
半導体スイッチングデバイスであり、現時点ではこの条
件を満足する適当なデバイスが市販されていないため、
具体的には図５に示すようなパワートランジスタ５１、
５２とダイオード５３、５４を並列接続したものを直列
にして使用している。ＩＭはマトリックスコンバータの
負荷となり端子Ａ、Ｂ、Ｃを有する３相誘導電動機であ
る。

【０００３】マトリックスコンバータは直流段を必要と
せず、大容量のリアクトルやコンデンサなどのエネルギ
ー蓄積要素が不要のため、小型、軽量、安価にすること
が可能である。また、従来の直流式、交流式サイクロコ
ンバータに比べてＰＷＭ制御により入出力波形改善、入
力力率の一括制御が可能であり、コンバータ―インバー
タシステムに比べてスイッチングデバイスの合計数は多
いが、各素子の容量を低減できるなどの特徴がある。ま
た、逆素子特性を有するＧＴＯサイリスタなどを用いれ
ば電源と電動機の間に介入する素子が２個で済み、電力
損失をさらに低減できるなど多くの特徴を有するもので
ある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来型マトリ
ックスコンバータの電源側は電圧源であり負荷として
は、図４に示したように誘導電動機のような等価的にイ
ンダクタンスＬと抵抗Ｒで表せる誘導性負荷である必要
がある。そのため、逆起電力を持つ同期電動機的なもの
は、誘導性負荷と見なせず電流制御が困難となり、その
ままの形では適用されていなかった。

【０００５】そこで、同期電動機を駆動する電力変換器
としては、いわゆるブラシレスＤＣサーボモータ駆動で
用いられる方式のように、交流を直流に変換し、得たる
直流を自己消弧型半導体デバイスを用いてＰＷＭ制御す
るインバータにて可変電圧、可変周波数の多相交流を作
り付勢する方式が一般的に用いられるが、一旦平滑な直
流を作る必要があるため、直流段に大きな平滑コンデン
サを要し、この直流電源が電圧源となるため同様に逆起
電力を持ち電圧源と見なされる同期電動機を駆動すると
きは、本質的に電流調整が困難となり、特に大出力の電
動機の場合は電動機巻線に直列リアクトルを設置する必
要があった。また、電力回生ブレーキを利用した場合
は、交流ー直流変換器にも自己消弧型半導体デバイスを
用いたＰＷＭ制御コンバータを用いる必要があるが、電
圧源である交流電源と電圧源である直流電源間の変換で
あるため電流を制御するには交流電源に直列リアクトル
を設置する必要がある。また、全体としてＡＣ−ＤＣコ
ンバータとＤＣ−ＡＣインバータを要し、個々の制御が
必要となり、電源側、電動機側の双方にリアクトルを設
置するなど、回路構成の複雑さがあった。

【０００６】本発明は、このような同期電動機の制御に
関わる多くの課題を解決し、しかも、前述のマトリック
スコンバータが有する数多くの特徴を合わせ持つ同期電
動機の駆動制御装置を提供せんとするものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
めに、請求項１に記載の如く、多相交流より可変電圧・
可変周波数の多相交流を作り同期電動機を駆動する制御
装置において、自己消弧型半導体デバイスを用いて多相
交流電源より直接可変電圧・可変周波数の多相交流に変
換するサイクロコンバータを構成し、電源回路にリアク
トルを、電動機各相線間にコンデンサを接続し、電源回
路の最高電位、ならびに最低電位の相を選択し、電動機
に結合するように上記半導体デバイスを制御するように
制御装置を構成する。また、請求項２に記載の如く、電
源回路の最高電位、ならびに最低電位の相を選択する切
り替え過程にて、最高電位と最低電位の中間電位の相を
選択する選択回路を設ける。また、請求項３に記載の如
く、電源電流の力率、電源電流の波形、ならびに電動機
側コンデンサの端子電圧波形を制御する機能を有する制
御装置を加える。また、請求項４に記載の如く、同期電
動機の固定子に対する回転子の位置検出機能を持ち、そ
の情報を用いて制御するよう構成する。さらに、請求項
５に示す如く、同期電動機の出力トルクを推定演算して
制御する演算装置を備える。以下、その詳細について説
明する。

【０００８】

【発明の実施の形態】請求項１について説明する。図１
は本発明によるマトリックスコンバータ主回路の１実施
例を示すもので、図４と同一記号のものは同一のものを
示し、ＬＳは電源電流波形改善のために挿入したリアク
トル、ＣＬは電動機側電圧波形改善のために挿入したコ
ンデンサ、ＳＭは同期電動機、ＰＳは同期電動機ＳＭの
回転子位置検出のための位置検出器である。スイッチン
グデバイスＳＡＵ〜ＳＣＷの基本的な点弧方法は、後述
する従来の図６に示した制御方式「１」や図７の制御方
式「２」と同様である。本発明により、マトリックスコ
ンバータを用いて同期電動機を制御することにより、前
述の多くの課題が解決できた。また、同期電動機として
は、界磁巻線を持つ通常の構造のものは勿論、近年注目
されている回転子内部に永久磁石を埋め込んだ内部磁石
型（ｉｎｔｅｒｉｏｒｐｅｒｍａｎｅｎｔｍａｇｎ
ｅｔ）モータ等に応用して効果がある。

【０００９】次に、請求項２について説明する。スイッ
チングデバイスＳＡＵ〜ＳＣＷの点弧方法については、
例えば電気学会論文誌Ｖｏｌ．１１６―Ｄ，ＮＯ．４
（平成８年４月）に詳述されているので、簡単に説明す
る。各スイッチングデバイスは出力線間電圧指令ＶＳＸ
＊（注：Ｘ＝Ａ、Ｂ、Ｃ）と３相交流電源ｅＵ、ｅＶ、
ｅＷの位相によりＰＷＭ制御されるが、その制御方式
「１」の波形を図６に示す。電源電圧の最大値ｅｍａｘ
（同図の場合はｅＵ）と最小値ｅｍｉｎ（同図の場合は
ｅＶ）との差ｅｍａｘ―ｅｍｉｎで振幅変調されたキャ
リア周波数の三角波（同図の波線）とＶＳＸ＊とを比較
することによりＰＷＭ信号Ｓ＊を得る。なお、この場合
のＶＳＸ＊は３相出力相電圧指令ＶＡ＊、ＶＢ＊、ＶＣ
＊の内の一番低い電圧を基準とした出力線間電圧指令で
ある。この制御方式では、最小電源電圧ｅｍｉｎが基準
電圧として常に出力相電圧指令が一番低い相に接続され
る。また出力の残りの二相はＳ＊によって電源電圧の最
大値ｅｍａｘと最小値ｅｍｉｎとの間でＰＷＭ制御され
る。この制御方式では３相電源の内常時２相のみに電流
が流れ、入力電源電流波形及び入力力率が悪い。

【００１０】図７は、これらの点を改良する制御方式
「２」の波形を示すもので、図は入力力率を１に制御し
た場合である。この制御方式はある相が基準電圧に接続
されている間、他の２相が最大値ｅｍａｘと最小値ｅｍ
ｉｎ間のみでＰＷＭ制御されるのではなく、ｅｍａｘか
らｅｍｉｎに、あるいはその逆に切り替える際、ある期
間電源電圧の中間電圧ｅｍｉｄ（図７の場合ｅＷ）に接
続するようにしたもので、これにより電源電流が３相に
分配され電流波形の改善が可能となる。また、中間電圧
ｅｍｉｄに接続されている期間を調整することにより入
力力率の制御が可能となる。具体的な期間の選択方法に
ついては、前記の文献に詳述されている。この制御方式
では、電源の中間電圧ｅｍｉｄの極性によって基準電圧
が変わり、ｅｍｉｄ＞０の区間Ｘでは最小電源電圧ｅｍ
ｉｎが基準電圧として出力電圧指令値の一番低い相に接
続され、区間Ｙでは最大電源電圧ｅｍａｘが基準となり
出力電圧指令値の一番高い相に接続される。

【００１１】次に、請求項３について説明する。図１で
は電源側リアクトルＬＳにより、ＰＷＭ制御などにより
発生する高調波の低減を計り電源電流波形の改善を行っ
ている。これにより電源側を電流源と見なせるようにし
ている。電動機側コンデンサＣＬは電動機端子電圧波形
の改善のためであり、同時に電動機巻線のインピーダン
スに関せずマトリックスコンバータ側より電動機側を見
た時に電圧源と見なせるようにしている。これによりマ
トリックスコンバータは電流源と見なせる直流電源と電
圧源と見なせる電動機間の電力変換器となり、通流する
電流の制御が可能となる。

【００１２】通常スイッチングデバイスＳＡＵ〜ＳＣＷ
には自己消弧型半導体スイッチングデバイスを使いゲー
ト制御により消弧を行うが、負荷が同期電動機の場合は
従来の直流式、交流式サイクロコンバータと同様に、同
期電動機の誘起電圧を利用した負荷転流が可能となる。
図２はこの様子を示すもので、ｅＡ、ｅＢ、ｅＣは同期電
動機ＳＭの誘起相電圧、ｉＡ、ｉＢはそれぞれＡ相、Ｂ
相の相電流である。今時刻ｔ１まではスイッチングデバ
イスＳＡＵが点弧しており、出力電流ｉＡが図１の図示
方向に電源のＵ相から流れ込んでいるとする。時刻ｔ１
において負荷のＡ相電流を切りＢ相電流を流す要求があ
ったとすると、スイッチングデバイスＳＢＵを点弧させ
る。図２に示すように時刻ｔ１においてはｅＡ＞ｅＢで
あるから、同期電動機ＳＭのＡ相―ＳＡＵ―ＳＢＵ―Ｓ
ＭのＢ相のループでＳＡＵに逆バイアスがかかり、ＳＡ
Ｕは自己消弧型ではないデバイスであっても消弧動作を
始める。その後負荷側のインダクタンス成分の作用によ
り時刻ｔ２までは出力電流ｉＡ、ｉＢの双方が同時に流
れる。ｔ２−ｔ１を角度で表したｕを転流重なり角とい
う。時刻ｔ２においてｉＢ＝０となり完全に切り替え、
すなわち負荷転流を完了する。時刻ｔ３でｅＡ＝ｅＢと
なるが、出力電流位相はｔ３−ｔ１だけ進みとなり、ｔ
３−ｔ１を角度で表したβを転流進み角という。時刻ｔ
４では同様にＢ相からＣ相への転流が行われる。

【００１３】負荷転流を正常に行うためにはβ＞０の条
件が必要であり、任意の時点での転流は行えない。従っ
て負荷転流のみでＰＷＭ制御を行うことはできないが、
デバイスのスイッチング損失はゲート制御の場合と比べ
て僅少となる。ゲート制御による消弧を行う場合でも、
負荷転流を併用できればスイッチング損失を減らすこと
ができる。

【００１４】次に、請求項４について説明する。同期電
動機ＳＭの誘起相電圧ｅＡ、ｅＢ、ｅＣは回転子位置に
同期しており、図１の位置検出器ＰＳによりその位相を
知ることができる。位置検出器ＰＳとしては、ホール素
子や近接スイッチと回転子軸端に取り付けた遮蔽板を利
用した機械式のものが使われるが、同期電動機の電流、
電圧波形などを検出して演算により回転子位置を推定す
る手法を利用することも勿論可能である。

【００１５】図６は、出力電圧指令値ＶＳＸ＊により出
力線間電圧の電圧制御を行った例であるが、ほぼ同様の
手段にて電流制御を行うことができ、この様子を図３に
示す。図６と同一記号のものは同一のものを示し、ＩＳ
Ｘ＊（Ｓ＝Ａ、Ｂ、ＣまたはＵ、Ｖ、Ｗ）は入力または
出力電流指令値、ｉＳＸはＩＳＸ＊に対応する実電流瞬
時値である。いま、ＩＳＸ＊＝ＩＢＸ＊としてＢ相出力
電流ｉＢを制御する場合を考える。基準電圧の取り方は
図６と同様であり、ＩＢＸ＊がｉＢより大きい区間では
ｅｍａｘ側に、図３の場合はｅｕ側、すなわち図１のス
イッチングデバイスＳＢＵを点弧し、ＩＢＸ＊がｉＢよ
り小さい区間ではｅｍｉｎ側に、すなわちスイッチング
デバイスＳＢＶを点弧することにより、実電流ｉＢを指
令値ＩＢＸ＊にほぼ等しくなるように制御することがで
きる。

【００１６】電源と同期電動機を逆に考えて同期電動機
の誘起電圧を電源、ｅＵ、ｅＶ、ｅＷ側を負荷と考えれ
ば、同様に出力電流と同様に入力電流を制御することが
できる。但し、任意の入力電流を流すためには、例えば
回生方向の電流を流すためには、同期電動機の誘起電圧
がある程度以上高くなければならないなどの一部制約は
ある。ＩＳＸ＊を誘起電圧と同相の正弦波として出力電
流制御を行えば、マトリックスコンバータシステムを同
期電動機側から見て良質の電圧源とする事ができる。Ｉ
ＳＸ＊を電源電圧と同相の正弦波として入力電流制御を
行えば、電源電流はほぼ力率１の正弦波となり、マトリ
ックスコンバータシステムを電源側から見て良質の負荷
とすることができる。また、中間電圧ｅｍｉｄを用いる
図７の制御方式（２）を用いても、ほぼ同様の手段にて
より良質の入出力電流の制御を行うことができる。

【００１７】次に、請求項５について説明する。同期電
動機のトルクτは（１）式で求めることができる。

【００１８】

【数１】

【００１９】ここで、ｐ：極対数 φｍａｇ：界磁によ
る鎖交磁束ｉｄ：ｄ軸電流ｉｑ：ｑ軸電流Ｌｄ：ｄ
軸インダクタンスＬｑ：ｑ軸インダクタンスである。
通常ｉｄ＝０とすれば効率最大となるため、ｉｑにより
トルクτを制御する。マトリックスコンバータの出力電
流ｉＡ、ｉＢ、ｉＣすなわち同期電動機ＳＭの相電流と
ｉｄ、ｉｑとは次の関係がある。

【００２０】

【数２】

【００２１】（２）、（３）式とｉｄ＝０の条件から所
定のｉｑとする出力電流ｉＡ、ｉＢ、ｉＣが一義的に定
まり、これにより同期電動機ＳＭのトルクτを制御する
ことができる。

【００２２】

【発明の効果】本発明によれば、直流段を用いることな
く直接可変電圧・可変周波数の多相交流を出力するマト
リックスコンバータの電源側にリアクトルを、電動機側
にコンデンサを設置して、電源側を電流源と見なせるよ
うにして、同期電動機駆動時も各部電流を調整可能と
し、直流段を要せず交流電源より直接可変周波数可変電
圧の交流を作り、電源力率電源電流波形をも一括して制
御可能とすることができる。電源側リアクトルはマトリ
ックスコンバータを構成する半導体デバイスのスイッチ
ングによる高周波成分を除去するフィルタを兼ねること
になり、高精度・広範囲・高速の同期電動機駆動装置を
提供でき、産業上の効果は極めて大である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による同期電動機の駆動制御装置であ
る。

【図２】負荷転流動作を示す図である。

【図３】電流制御動作を示す図である。

【図４】従来のマトリックスコンバータを示す図であ
る。

【図５】スイッチングデバイスの構成を示す図である。

【図６】制御方式（１）を示す図である。

【図７】制御方式（２）を示す図である。

【符号の説明】

ｅＵ、ｅＶ、ｅＷ：電源電圧ＬＳ、Ｌ：リアクトルＣＬ、Ｃ：コンデンサＳＡＵ、ＳＡＶ、ＳＡＷＳＢＵ、ＳＢＶ、ＳＢＷＳＣ
Ｕ、ＳＣＶ、ＳＣＷ：自己消弧型半導体スイッチング
デバイスＳＭ：同期電動機ＩＭ：誘導電動機ＰＳ：位置検出器ｉＡ、ｉＢ、ｉＣ：出力電流 β ：転流進み角ｕ：転流重なり角

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】多相交流より可変電圧・可変周波数の多
相交流を作り同期電動機を駆動する制御装置において、
自己消弧型半導体デバイスを用いて多相交流電源より直
接可変電圧・可変周波数の多相交流に変換するサイクロ
コンバータを構成し、電源回路にリアクトルを、電動機
各相線間にコンデンサを接続し、電源回路の最高電位、
ならびに最低電位の相を選択し、電動機に結合するよう
に上記半導体デバイスを制御する制御装置を設けたこと
を特徴とする同期電動機の駆動制御装置。
【請求項２】電源回路の最高電位、ならびに最低電位
の相を選択する切り替え過程にて、最高電位と最低電位
の中間電位の相を選択する選択回路を設けたことを特徴
とする請求項１記載の同期電動機の駆動制御装置。
【請求項３】電源電流の力率、電源電流の波形、なら
びに電動機側コンデンサの端子電圧波形の制御装置を加
えたことを特徴とする請求項１又は２記載の同期電動機
の駆動制御装置。
【請求項４】同期電動機の固定子に対する回転子の位
置検出機能を持ち、その情報を用いて制御するよう構成
したことを特徴とする請求項１、２又は３記載の同期電
動機の駆動制御装置。
【請求項５】同期電動機の出力トルクを推定演算して
制御する演算装置を備えたことを特徴とする請求項１、
２、３又は４記載の同期電動機の駆動制御装置。