JP2020036516A - 回転電機制御装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御する。【解決手段】第１インバータ１１及び第２インバータ１２のそれぞれを、スイッチングパターン及びスイッチング周波数の少なくとも一方が異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した制御方式で制御可能な回転電機制御装置１は、回転電機８０の回転速度が第１速度域において第１インバータ１１と第２インバータ１２とを同じ制御方式で制御し、回転電機８０の回転速度が第１速度域よりも高い第２速度域において第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有する。【選択図】図１

Description

本発明は、オープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置に関する。
V. Oleschukらによる２００７年発表のＩＥＥＥの論文「Dual Inverter-Fed Traction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM」には、３相交流型の回転電機が備える３相オープン巻線の両端にそれぞれ１つずつ備えられたインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御する制御装置が開示されている。一方、良く知られた形態として、例えば３相の巻線のそれぞれの一端側が接続されたＹ型巻線の他端側に１つのインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御するものもある。オープン巻線と２つのインバータを用いたシステムでは、Ｙ型巻線と１つのインバータを用いたシステムに比べて、直流の電圧が同じであれば、巻線の交流電圧の線間電圧を高くすることができ、回転電機をより高い出力で動作させることができる。
V. Oleschukらの論文の前書き（Introduction）には、２つのインバータをスイッチング制御するためのパルスを生成するキャリア信号の位相をそれぞれ異ならせることによって、巻線に流れる電流のリップルの大きさを低減できることが記載されている。V. Oleschukらは、さらに、キャリア信号を用いた非同期方式ではなく、同期方式でパルスを生成することで、中／高出力のアプリケーションにも、より適した制御が可能となることに言及している。但し、非同期方式、同期方式の何れにおいても、２つのインバータは、同じ制御方式でスイッチング制御されている。
スイッチング制御の方式は、回転電機に要求されるトルクや、回転速度、直流側の電圧など、種々の要素（動作条件）によって、より高いシステム効率での動作が可能なように、決定されることが好ましい。また、回転電機は、しばしば可聴ノイズを生じさせる場合があり、このような場合には、スイッチング周波数の調整などによってノイズの周波数を可聴周波数帯域から外すようなことも試みられる。つまり、スイッチング制御の方式は、高いシステム効率での動作と、可聴ノイズの低減とが両立できるように、動作条件に応じて決定されることが望ましい。V. Oleschukらの技術は優れたものであるが、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御する上では、まだ改善の余地がある。
V. Oleschuk、R. Bojoi、G. Griva、F. Profumo、"Dual Inverter-Fed Traction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM"、Conference Paper/June 2007、1-4244-0743-5/07、IEEE、p.260-265
上記背景に鑑みて、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御する技術の提供が望まれる。
上記に鑑みた、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置は、１つの態様として、前記第１インバータが、前記複数相のオープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータが、前記複数相のオープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれを、スイッチングパターン及びスイッチング周波数の少なくとも一方が異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、
前記回転電機の制御領域として、同じトルクにおいて前記回転電機の回転速度が相対的に低い第１速度域と、前記回転電機の回転速度が前記第１速度域よりも高い第２速度域とが設定され、前記第１速度域において前記第１インバータと前記第２インバータとを同じ制御方式で制御し、前記第２速度域において前記第１インバータと前記第２インバータとを異なる制御方式で制御する制御モードを有する。
インバータを制御する制御方式には、回転電機の回転速度やトルクになどの動作条件に応じた種々の方式が知られている。第１インバータ及び第２インバータを、それぞれ独立した制御方式で制御することで、回転電機の動作条件に応じて、柔軟に２つのインバータを制御することができる。さらに、第１インバータと第２インバータとを異なる制御方式で制御する制御モードを有することによって、制御の柔軟性を高め、回転電機の動作条件に応じて高い効率で回転電機を駆動制御することができる。
一方、インバータをスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。特に回転電機の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。また、２つのインバータがそれぞれ異なる制御方式で制御される場合には、それぞれの制御方式に応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加するおそれがある。回転電機の回転速度が相対的に低い第１速度域において、第１インバータと前記第２インバータとを同じ制御方式で制御することによって、可聴周波数帯域のノイズが増加することを抑制することができる。また、オープン巻線に電流を流す２つのインバータは、電流の位相がほぼ１８０度異なる。２つのインバータが同じ制御方式で制御された場合には、脈動成分を含めて電流の位相がほぼ１８０度異なることになる。従って、脈動成分の少なくとも一部を互いに打ち消し合うことができ、可聴周波数帯域のノイズを低減することもできる。
本構成によれば、第１速度域において第１インバータと第２インバータとを同じ制御方式で制御し、回転電機の回転速度が第１速度域よりも高い第２速度域において第１インバータと前記第２インバータとを異なる制御方式で制御する制御モードを有する。従って、回転電機の回転速度が相対的に低速の場合には、可聴周波数帯域のノイズを抑制し、回転電機の回転速度が相対的に高速の場合には、回転電機の動作条件に応じて高い効率で回転電機を駆動制御することができる。即ち、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御することができる。
回転電機制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。
回転電機駆動システムの模式的ブロック図 ２つのインバータを用いた回転電機駆動システムのベクトル図 回転電機の動作領域における制御領域の一例を示す図 第１制御モード（mode1）のＵ相電圧指令の一例を示す波形図 第１高速度域制御モード（mode2-1）のＵ相電圧指令の一例を示す波形図 第２高速度域制御モード（mode2-2）のＵ相電圧指令の一例を示す波形図 第２高速度域制御モード（mode2-2）のＵ相電圧指令の他の例を示す波形図 第３高速度域制御モード（mode2-3）のＵ相電圧指令の一例を示す波形図 ２つのインバータを同一の制御方式で制御した場合のノイズの周波数特性の一例を示すグラフ ２つのインバータを異なる制御方式で制御した場合のノイズの周波数特性の一例を示すグラフ ２つのインバータを同一の制御方式で制御した場合のノイズの周波数特性の他の例を示すグラフ ２つのインバータを異なる制御方式で制御した場合のノイズの周波数特性の他の例を示すグラフ 回転電機の動作領域における制御領域の他の例を示す図 第２低速度域制御モード（mode1-2）のＵ相電圧指令の一例を示す波形図
以下、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、回転電機制御装置１（MG-CTRL）を含む回転電機駆動システムの模式的ブロック図である。回転電機８０は、例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両において車輪の駆動力源となるものである。回転電機８０は、互いに独立した複数相（本実施形態では３相）のステータコイル８（オープン巻線）を有するオープン巻線型の回転電機である。ステータコイル８の両端には、それぞれ独立して制御されて直流と複数相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換するインバータ１０が１つずつ接続されている。つまり、ステータコイル８の一端側には第１インバータ１１（INV1）が接続され、ステータコイル８の他端側には第２インバータ１２（INV2）が接続されている。以下、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを区別する必要がない場合には単にインバータ１０と称して説明する。
インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。図１には、スイッチング素子３としてＩＧＢＴが用いられる形態を例示している。第１インバータ１１と第２インバータ１２とは、回路の接続形態は同一であるが、同じ種類のスイッチング素子３を用いて構成されていてもよいし、異なる種類のスイッチング素子３を用いて構成されていてもよい。詳細は後述するが、例えば、第１インバータ１１を構成する第１スイッチング素子３１が、Ｓｉ−ＩＧＢＴやＳｉ−ＭＯＳＦＥＴであり、第２インバータ１２を構成する第２スイッチング素子３２が、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）など、Ｓｉ−ＩＧＢＴやＳｉ−ＭＯＳＦＥＴに比べてオフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に小さいスイッチング素子であると好適である。
２つのインバータ１０は、それぞれ交流１相分のアーム３Ａが上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。各スイッチング素子３には、負極ＦＧから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード３５が備えられている。また、本実施形態では、２つのインバータ１０はそれぞれ独立した直流電源６に接続されている。つまり第１インバータ１１の負極ＦＧである第１フローティンググラウンドＦＧ１と第２インバータ１２の負極ＦＧである第２フローティンググラウンドＦＧ２とは、互いに独立している。また、インバータ１０と直流電源６との間には、それぞれ直流電圧を平滑する直流リンクコンデンサ４（平滑コンデンサ）が備えられている。
具体的には、交流１相分のアーム３Ａが第１上段側スイッチング素子３１Ｈと第１下段側スイッチング素子３１Ｌとの直列回路により構成された第１インバータ１１は、直流側に第１直流リンクコンデンサ４１（第１平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第１直流電源６１に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の一端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。交流１相分のアーム３Ａが第２上段側スイッチング素子３２Ｈと第２下段側スイッチング素子３２Ｌとの直列回路により構成された第２インバータ１２は、直流側に第２直流リンクコンデンサ４２（第２平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第２直流電源６２に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の他端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。
本実施形態では、第１直流電源６１及び第２直流電源６２は、電圧などの定格が同等の直流電源であり、第１直流リンクコンデンサ４１及び第２直流リンクコンデンサも、容量などの定格が同等のコンデンサである。直流電源６の定格電圧は、４８ボルトから４００ボルト程度である。直流電源６は、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどにより構成されている。回転電機８０は、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０を介して直流電源６からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、車輪等から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源６を充電する（回生）。
図１に示すように、インバータ１０は、回転電機制御装置１により制御される。回転電機制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、回転電機制御装置１は、不図示の車両制御装置等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルクに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。インバータ１０の制御方式には、トルク制御、電流制御、電圧制御などの複数の制御方式があるが、本実施形態では電圧制御によって、インバータ１０を制御する。
回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１５により検出され、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、レゾルバなどの回転センサ１３により検出される。回転電機制御装置１は、電流センサ１５及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。回転電機制御装置１は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。
図１に示すように、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴやＦＥＴの場合はゲート端子）は、ドライブ回路２（DRV）を介して回転電機制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。インバータ１０などの回転電機８０を駆動するための高圧系回路（直流電源６に接続された系統）と、マイクロコンピュータなどを中核とする回転電機制御装置１などの低圧系回路（３．３ボルトから５ボルト程度の動作電圧の系統）とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。ドライブ回路２は、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継する。第１ドライブ回路２１は第１インバータ１１にスイッチング制御信号を中継し、第２ドライブ回路２２は第２インバータ１２にスイッチング制御信号を中継する。
回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、例えばパルス幅変調（PWM：Pulse Width Modulation）制御と矩形波制御（１パルス制御（1-Pulse））との２つの制御形態を有している。
パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : Sinusoidal PWM）や空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : Space Vector PWM）などの連続パルス幅変調（CPWM：Continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（DPWM：Discontinuous PWM）などの方式がある。不連続パルス幅変調では、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる。連続パルス幅変調では、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される。これらの変調方式は、回転電機８０に求められる回転速度やトルクなどの動作条件、そして、その動作条件を満足するために必要な変調率（直流電圧に対する３相交流の相間電圧の実効値の割合）に応じて決定される。
パルス幅変調では、出力指令としての交流波形（例えば交流電圧波形）の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリアの波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される（図４等参照。）。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。
デジタル演算によるパルス幅変調において、キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期など、回転電機制御装置１の制御周期に応じて定まる。つまり、複数相の交流電力が交流の回転電機８０の駆動に利用される場合であっても、キャリアは回転電機８０の回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない周期（同期しない周期）を有している。従って、キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、回転電機８０の回転には同期していない。従って、正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調などの変調方式は、非同期変調（asynchronous modulation）と称される場合がある。これに対して、回転電機８０の回転に同期してパルスが生成される変調方式は、同期変調（synchronous modulation）と称される。例えば矩形波制御（矩形波変調）では、回転電機８０の電気角１周期に付き１つのパルスが出力されるため、矩形波変調は同期変調である。
ところで、直流電圧から交流電圧への変換率を示す指標として、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す変調率がある。一般的に、正弦波パルス幅変調の最大変調率は約０．６１（≒０．６１２）、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率は約０．７１（≒０．７０７）である。約０．７１を越える変調率を有する変調方式は、通常よりも変調率を高くした変調方式として、“過変調パルス幅変調”と称される。“過変調パルス幅変調”の最大変調率は、約０．７８である。この変調率０．７８は、直流から交流への電力変換における物理的（数学的）な限界値である。過変調パルス幅変調において、変調率が０．７８に達すると、電気角の１周期において１つのパルスが出力される矩形波変調（１パルス変調）となる。矩形波変調では、変調率は物理的な限界値である約０．７８に固定されることになる。
変調率が０．７８未満の過変調パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。過変調パルス幅変調の代表的な変調方式は、不連続パルス幅変調である。不連続パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。例えば、同期変調方式を用いる場合、矩形波変調では、電気角の１周期において１つのパルスが出力されるが、不連続パルス幅変調では、電気角の１周期において複数のパルスが出力される。電気角の１周期に複数のパルスが存在すると、パルスの有効期間がその分減少するため、変調率は低下する。従って、約０．７８に固定された変調率に限らず、０．７８未満の任意の変調率を同期変調方式によって実現することができる。例えば、電気角の１周期において、９パルスを出力する９パルス変調（9-Pulses）、５パルスを出力する５パルス変調（5-Pulses）などの複数パルス変調（Multi-Pulses）とすることも可能である。
また、回転電機制御装置１は、インバータ１０や回転電機８０に異常が検出されたような場合のフェールセーフ制御として、シャットダウン制御（SDN）やアクティブショートサーキット制御（ASC）を実行することができる。シャットダウン制御は、インバータ１０を構成する全てのスイッチング素子３へのスイッチング制御信号を非アクティブ状態にしてインバータ１０をオフ状態にする制御である。アクティブショートサーキット制御は、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ或いは複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌの何れか一方側をオン状態とし、他方側をオフ状態とする制御である。尚、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオフ状態とする場合を上段側アクティブショートサーキット制御と称する。また、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオフ状態とする場合を下段側アクティブショートサーキット制御と称する。
本実施形態のように、ステータコイル８の両端にそれぞれインバータ１０が接続されている場合、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡される。つまり、当該一方のインバータ１０が中性点となって、ステータコイル８がＹ型結線されることになる。このため、回転電機制御装置１は、２つのインバータ１０を介してオープン巻線型の回転電機８０を制御する形態と、１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介してＹ型結線の回転電機８０を制御する形態とを実現することができる。このため、本実施形態では、フェールセーフ制御に限らず、通常制御で選択可能な制御形態として、アクティブショートサーキット制御も含める。
ところで、１つのインバータ１０をベクトル制御する場合、３相のアーム３Ａの状態によって、８つの空間ベクトルを定義することができる。具体的には、上段側スイッチング素子３Ｈのスイッチング制御信号の２種類の信号レベルの３相分の組み合わせによって８つの空間ベクトルを定義することができる（２＾３＝８）。尚、下段側スイッチング素子３Ｌの３相のスイッチング制御信号の信号レベルは、それぞれ上段側スイッチング素子３Ｈのスイッチング制御信号と相補的な信号レベルとなる。このため、上段側又は下段側の何れか一方のスイッチング制御信号の信号レベルによって空間ベクトルを定義することができる。
各スイッチング制御信号の信号レベルがハイレベルの場合を“１”、ローレベルの場合を“０”として、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング制御信号の信号レベルを（ＵＶＷ）で示すと、空間ベクトルは、（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１）の８つとなる。尚、８つの空間ベクトルの内、（０００），（１１１）は、相間電圧がゼロとなって回転電機８０に電圧が印加されないためにゼロベクトル又はヌルベクトルと称され、ｄｑ軸ベクトル座標系において同一の座標を示す。これに対して、他の６つの空間ベクトルは、アクティブベクトルと称され、ｄｑ軸ベクトル座標系においてそれぞれ異なる座標を示す。
図１に示すように、２つのインバータ１０をベクトル制御する場合には、上段側又は下段側の何れか一方のスイッチング制御信号の信号レベルによって６４個の空間ベクトルを定義することができる（２＾（３・２）＝２＾６＝６４）。この内、１０個はヌルベクトルである。第１インバータ１１のＵ相（Ｕ１相）、Ｖ相（Ｖ１相）、Ｗ相（Ｗ１相）の信号レベルと第２インバータ１２のＵ相（Ｕ２相）、Ｖ相（Ｖ２相）、Ｗ相（Ｗ２相）の信号レベルとを（Ｕ１Ｖ１Ｗ１−Ｕ２Ｖ２Ｗ２）で示すと、（０００−０００），（００１−００１），（０１０−０１０），（０１１−０１１），（１００−１００），（１０１−１０１），（１１０−１１０），（１１１−１１１），（０００−１１１），（１１１−０００）の１０個は、相間電圧がゼロとなるヌルベクトルである。残りの５４個は、ｄｑ軸ベクトル座標系で原点（ヌルベクトルの座標）から１８の異なる座標への有効な大きさを持つアクティブベクトルとなる。
図２には、ヌルベクトルの座標と、１８箇所のアクティブベクトルの座標とをプロットしている。Ｚ０は、ｄｑ軸ベクトル座標系におけるヌルベクトルの座標を示している（１０個のベクトルが同一座標）。Ｚ１〜Ｚ６は、ｄｑ軸ベクトル座標系において実質的に１つのインバータ１０によって実現されるアクティブベクトルの座標を示している。Ｚ７〜Ｚ１８は、ｄｑ軸ベクトル座標系において２つのインバータ１０によって実現されるアクティブベクトルに対応する座標を示している。
Ｚ１は（０００−０１１），（１００−０００），（１００−１１１），（１１１−０１１）、Ｚ２は（０００−００１），（１１０−０００），（１１０−１１１），（１１１−００１）、Ｚ３は（０００−１０１），（０１０−０００），（０１０−１１１），（１１１−１０１）、Ｚ４は（０００−１００），（０１１−０００），（０１１−１１１），（１１１−１００）、Ｚ５は（０００−１１０），（００１−０００）、（００１−１１１），（１１１−１１０）、Ｚ６は（０００−０１０），（１０１−０００），（１０１−１１１），（１１１−０１０）を含む。これら２４個の空間ベクトルは、一方のインバータ１０の空間ベクトルがヌルベクトルであり、他方のインバータ１０の空間ベクトルがアクティブベクトルである組み合わせである。
尚、Ｚ１：（１０１−００１），（１１０−０１０）、Ｚ２：（０１０−０１１），（１００−１０１）、Ｚ３：（０１１−００１），（１１０−１００）、Ｚ４：（００１−１０１），（０１０−１１０）、Ｚ５：（０１１−０１０），（１０１−１００）、Ｚ６：（００１−０１１），（１００−１１０）の１２個の空間ベクトルも、それぞれＺ１〜Ｚ６の座標を示す。但し、一方のインバータ１０がヌルベクトルではなく、２つのインバータ１０が共にアクティブベクトルである組み合わせである。
Ｚ７は（１００−００１），（１１０−０１１）、Ｚ８は（０１０−００１），（１１０−１０１）、Ｚ９は（０１０−１００），（０１１−１０１）、Ｚ１０は（００１−１００），（０１１−１１０）、Ｚ１１は（００１−０１０），（１０１−１１０）、Ｚ１２は（１００−０１０），（１０１−０１１）の１２個の空間ベクトルに対応する。また、Ｚ１３は（１００−０１１）、Ｚ１４は（１１０−００１）、Ｚ１５は（０１０−１０１）、Ｚ１６は（０１１−１００）、Ｚ１７は（００１−１１０）、Ｚ１８は（１０１−０１０）の６個の空間ベクトルに対応する。
本実施形態のように、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機８０を、２つのインバータ１０を介して駆動制御する場合、一般的には、２つのインバータ１０は、同じ制御方式でスイッチング制御される。しかし、スイッチング制御の方式は、回転電機８０に要求されるトルクや、回転速度、直流側の電圧など、種々の要素（動作条件）によって、より高いシステム効率での動作が可能なように、決定されることが好ましい。このため、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有している。発明者らの実験やシミュレーションによって、回転電機８０の動作条件に応じて、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有することで、システム効率を高くすることができることが確かめられている。
一方、インバータ１０をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。２つのインバータ１０がそれぞれ異なる制御方式で制御される場合には、それぞれの制御方式に応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加するおそれがある。特に回転電機８０の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。回転電機８０の制御方式、つまりインバータ１０の制御方式は、高いシステム効率での動作と、可聴ノイズの低減とが両立できるように、動作条件に応じて適切設定されることが望ましい。
そこで、本実施形態では、図３に示すように、回転電機８０の制御領域として、同じトルクにおいて回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１と、回転電機８０の回転速度が第１速度域ＶＲ１よりも高い第２速度域ＶＲ２とが設定され、回転電機制御装置１は、それぞれの制御領域に応じた制御方式でインバータ１０を制御している。図３は、回転電機８０の回転速度とトルクとの関係を示している。回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１において第１インバータ１１と第２インバータ１２とを同じ制御方式で制御し、第２速度域ＶＲ２において第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有する。
本実施形態では、回転電機制御装置１は、下記の表１で示すような大きく２つの制御モード（第１制御モード（mode1）、第２制御モード（mode2））を有している。第１制御モードは、第１速度域ＶＲ１で実行される制御方式であり、第２制御モードは、第２速度域ＶＲ２で実行される制御方式である。図３に示すように、第２速度域ＶＲ２は、さらに３つの速度領域を有する（第１高速度域ＶＲ２−１、第２高速度域ＶＲ２−２、第３高速度域ＶＲ２−３）。そして、表１に示すように、これら３つの速度領域に応じて、第２制御モードは、３つの制御モード（mode2-1、mode2-2、mode2-3）を有している。これら３つの制御モードについては後述する。
Figure 2020036516
第１速度域ＶＲ１では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、同じ制御方式（ここでは連続パルス幅変調（CPWM））で制御される（第１制御モード（mode1））。第２速度域ＶＲ２では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のそれぞれの制御方式が、回転電機８０の回転速度に応じて設定される。第１高速度域ＶＲ２−１では、第１インバータ１１が不連続パルス幅変調（DPWM）で制御され、第２インバータ１２が連続パルス幅変調（CPWM）で制御される（第１高速度域制御モード（mode2-1））。第２高速度域ＶＲ２−２では、第１インバータ１１が矩形波制御（1-Pulse）により制御され、第２インバータ１２が連続パルス幅変調（CPWM）及び不連続パルス幅変調（DPWM）の何れかのパルス幅変調（PWM）により制御される（第２高速度域制御モード（mode2-2））。第３高速度域ＶＲ２−３では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、同じ制御方式（ここでは矩形波制御（1-Pulse））により制御される（第３高速度域制御モード（mode2-3））。
図３に示すように、回転電機８０の制御領域として、同じトルクにおいて回転電機８０の回転速度が相対的に低い第１速度域ＶＲ１と、回転電機８０の回転速度が第１速度域ＶＲ１よりも高い第２速度域ＶＲ２とが設定されている。さらに、第２速度域ＶＲ２には、同じトルクにおける回転速度に応じて、回転速度が低い側から順に、第１高速度域ＶＲ２−１、第２高速度域ＶＲ２−２、第３高速度域ＶＲ２−３が設定されている。図３に示すトルクマップにおいて、第１速度域ＶＲ１に対応する動作領域を第１領域Ｒ１、第１高速度域ＶＲ２−１に対応する動作領域を第２領域Ｒ２、第２高速度域ＶＲ２−２に対応する動作領域を第３領域Ｒ３、第３高速度域ＶＲ２−３に対応する動作領域を第４領域Ｒ４と称する。
第１領域Ｒ１は、最も低回転速度・低トルクの動作領域である。このような低回転速度・低トルクの動作領域では、可聴周波数帯域のノイズが目立ち易い。従って、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を同じ制御方式で制御する。２つのインバータ１０がそれぞれ異なる制御方式で制御される場合には、それぞれの制御方式に応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加するおそれがある。しかし、可聴周波数帯域のノイズが生じ易い第１速度域ＶＲ１（第１領域Ｒ１）において、第１インバータ１１と第２インバータ１２とが同じ制御方式で制御されることによって、可聴周波数帯域のノイズが増加することを抑制することができる。また、ステータコイル８に電流を流す２つのインバータ１０は、電流の位相がほぼ１８０度異なる。２つのインバータ１０が同じ制御方式で制御された場合には、脈動成分を含めて電流の位相がほぼ１８０度異なることになる。従って、脈動成分の少なくとも一部を互いに打ち消し合うことができ、可聴周波数帯域のノイズを低減することもできる。
第２領域Ｒ２は、第１領域Ｒ１よりも高回転速度・高トルクの動作領域であるが、第３領域Ｒ３及び第４領域Ｒ４よりも低回転速度・低トルクの動作領域である。つまり、第２領域Ｒ２は、全動作領域の中で相対的に低回転速度・低トルクの動作領域であるため、高い変調率は必要ではない。このため、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方がパルス幅変調によって制御される。但し、第２領域Ｒ２は、第１領域Ｒ１よりも高回転速度・高トルクの動作領域であるので、表１に示すように、本実施形態では、第１インバータ１１が連続パルス幅変調（CPWM）よりも、高い変調率での変調が可能な不連続パルス幅変調（DPWM）により制御され、第２インバータ１２が連続パルス幅変調（CPWM）で制御される形態を例示している。
第３領域Ｒ３は、第２領域Ｒ２よりも高回転速度・高トルクの動作領域であるが、第４領域Ｒ４よりも低回転速度・低トルクの動作領域である。つまり、第３領域Ｒ３は、全動作領域の中で相対的に高回転速度・高トルクの動作領域であるため、高い変調率が求められる。本実施形態では、表１に示したように、第１インバータ１１を矩形波制御（1-Pulse）により制御し、第２インバータ１２をパルス幅変調（CPWM又はDPWM）により制御する。
第３領域Ｒ３におけるパルス幅変調は、表１に示すように、連続パルス幅変調（CPWM）又は連続パルス幅変調よりも高い変調率の出力が可能な不連続パルス幅変調（DPWM）を用いると好適である。不連続パルス幅変調（DPWM）には、上述したように非同期変調と同期変調とがある。第１インバータ１１が同期変調（矩形波変調）によって制御されるため、第２インバータ１２も同期変調の不連続パルス幅変調（複数パルス変調）によって制御されると、第１インバータ１１の交流電圧の位相と、第２インバータ１２の交流電圧の位相とを１８０度異ならせることが容易である。当然ながら、第２領域Ｒ２との連続性を考慮して、第２インバータ１２が非同期変調の不連続パルス幅変調によって制御されてもよい。
尚、第３領域Ｒ３におけるパルス幅変調は、下記の表２に示すように、さらに回転速度などの動作条件に応じて、異なる制御方式に変更されてもよい。つまり、連続パルス幅変調（CPWM）、非同期変調の不連続パルス幅変調、同期変調の不連続パルス幅変調が、回転速度などの動作条件に応じて選択的に実行されてもよい。
Figure 2020036516
第４領域Ｒ４は、最も高回転速度・高トルクの動作領域である。表１及び表２に示したように、第４領域Ｒ４では、２つのインバータ１０が共に矩形波制御（1-Pulse）により制御される。
上記においては、回転電機制御装置１が、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のそれぞれの制御方式を、回転電機８０の回転速度に応じて設定する形態を例示した。しかし、回転電機制御装置１は、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２のそれぞれの制御方式を、直流電力に対する複数相の交流電力の実効値の割合（変調率）に応じて設定しても良い。その他、回転電機制御装置１は、例えば、回転電機８０の出力トルクに基づいて制御方式を設定しても良い。或いは、回転電機制御装置１は、３相交流電力、３相交流電流、３相交流電圧や、これらの実効値に基づいて制御方式を設定しても良い。
上述したように、回転電機制御装置１は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（例えば変調率（指令値であっても出力電圧からの換算値でもよい））に基づいて、それぞれの制御方式を変更してもよい。本実施形態では、第１直流電源６１の端子間電圧“Ｅ１”と第２直流電源６２の端子間電圧“Ｅ２”は同じである（共に電圧“Ｅ”）。第１インバータ１１の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ１”、第２インバータ１２の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ２”とすると、第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”は、及び第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は下記式(1)、(2)のようになる。また、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、下記式(3)のようになる。
Ｍｉ＿ｉｎｖ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ ・・・(1)
Ｍｉ＿ｉｎｖ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ ・・・(2)
Ｍｉ＿ｓｙｓ ＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／（Ｅ１＋Ｅ２）
＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／２Ｅ ・・・(3)
電圧の瞬時値については、瞬時におけるベクトルを考慮する必要があるが、単純に変調率だけを考えると、式(1)〜(3)より、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、“（Ｍｉ＿ｉｎｖ１＋Ｍｉ＿ｉｎｖ２）／２”となる。
例えば、表１及び表２に示す第１制御モード（mode1）は、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が、第１基準変調率Ｍ１（例えば“０．２５”）未満の場合に選択される。第１インバータ１１及び第２インバータ１２は、制御モード間のハンチングを防止するためのマージンα（例えば“０．０５”）を含めて、変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”及び“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”が“０．３”未満の範囲で、連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御される。
表１及び表２に示す第１高速度域制御モード（mode2-1）は、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が、第１基準変調率Ｍ１（例えば“０．２５”）以上、第２基準変調率Ｍ２（例えば“０．５”）未満の場合に選択される。第１インバータ１１と第２インバータ１２とが同じ制御方式で制御される場合には、両インバータの変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”が、“０．２５〜０．５”の範囲となるように、連続パルス幅変調制御（CPWM）又は不連続パルス幅変調制御（DPWM）により、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が制御される。表１及び表２に示すように、第１インバータ１１と第２インバータ１２とが異なるパルス幅制御方式で制御される場合には、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が“０．２５〜０．５”の範囲となり、“Ｍｉ＿ｉｎｖ１＞Ｍｉ＿ｉｎｖ２”となるように、第１インバータ１１が不連続パルス幅変調制御（DPWM）により制御され、第２インバータ１２が連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御される。ここでは、例えば、第２制御モードにおける第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”の最大値が“０．５６”、第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”の最大値が“０．４４”であるとする。尚、第１制御モードのマージンαと同様に制御モード間のハンチングを防止するために、例えば、変調率の範囲の上限側にマージンが設定されていてもよい。
表１及び表２に示す第２高速度域制御モード（mode2-2）は、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が、第２基準変調率Ｍ２（例えば“０．５”）以上、最大変調率“０．７８”未満の場合に選択される。第１インバータ１１は矩形波制御（1-Pulse）により制御されるため、その変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”は“０．７８”固定となる。システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”を満たすために、第２インバータ１２は、変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”が“０．２２”以上、“０．７８”未満となる範囲内で制御される。例えば、この範囲内での下限の変調率“０．２２”に近い側では、表２に示すように、連続パルス幅変調（CPWM）により第２インバータ１２が制御される。また、この範囲内での上限の変調率“０．７８”に近い側では、表２に示すように、複数パルス変調（Multi-Pulses）により第２インバータ１２が制御される。この範囲内での中間の変調率では、非同期の不連続パルス幅変調（DPWM）により第２インバータ１２が制御される。尚、第１制御モードのマージンαと同様に制御モード間のハンチングを防止するために、例えば、変調率の範囲の下限側にマージンが設定されていてもよい。
表１及び表２に示す第３高速度域制御モード（mode2-3）は、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が、最大変調率“０．７８”に固定される。第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方が矩形波制御（1-Pulse）により制御されるため、両インバータの変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は“０．７８”固定となる。このように、回転電機制御装置１は、変調率（変調率の指令値であっても出力電圧からの換算値であってもよい）に基づいて、制御方式を変更することができる。下記の表３は、表２の制御形態に上述した変調率による区分を加えたものである。尚、表３中の“ａ”、“ｂ”は、任意の値であり、例えば“ａ”は、“０．３〜０．５”程度、“ｂ”は“０．５〜０．７”程度であると好適である。
Figure 2020036516
尚、変調率と等価な指標であるが、回転電機制御装置１は、電圧指令（第１インバータ１１の電圧指令“Ｖ１＊”、第２インバータ１２の電圧指令“Ｖ２＊”）に基づいて制御方式を変更してもよい（図４等に例示する電圧指令Ｖｕ＊＊等を参照）。例えば、第１制御モードは、第１インバータ１１の電圧指令“Ｖ１＊”及び第２インバータ１２の電圧指令“Ｖ２＊”が、第１電圧指令基準値（第１基準変調率Ｍ１に対応する電圧指令の値）未満の場合に選択される。第４制御モードは、第１インバータ１１の電圧指令“Ｖ１＊”及び第２インバータ１２の電圧指令“Ｖ２＊”が最大値の場合に選択される。上記の説明により、容易に理解可能であるため、詳細な説明や例示は省略するが、第２制御モード（第１高速度域制御モード、第２高速度域制御モード、第３高速度域制御モード）についても同様に、回転電機制御装置１は、電圧指令に基づいて制御方式を変更することができる。
以下、表２に例示した形態を中心に、第１制御モード、第１高速度域制御モード、第２高速度域制御モード、第３高速度域制御モードについて、電圧指令の波形例を参照して説明する。
図４の波形図は、第１制御モード（mode1）における第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊と、キャリアＣＡの一例とを示している。本実施形態において、キャリアＣＡは波高が“１”、つまり、“０”から“１”の間で変化する三角波である。電圧指令は、最小値が“０”より大きく、最大値が“１”よりも小さい範囲で変化する。正弦波パルス幅変調では、電圧指令が正弦波状となるが最大変調率が約０．６１に留まる。本実施形態では、最大変調率が約０．７１程度となる空間ベクトルパルス幅変調を行うため、正弦波状の電圧指令が補正されている。第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊及び第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が連続パルス幅変調（CPWM）で変調される場合の電圧指令を示している。
図５の波形図は、第１高速度域制御モード（mode2-1）における第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊と、キャリアＣＡの一例とを示している。図５の第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊は、第１インバータ１１が不連続パルス幅変調（DPWM）で変調される場合の電圧指令を示し、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊は、第２インバータ１２が連続パルス幅変調（CPWM）で変調される場合の電圧指令を示している。
図４及び図５に示すように、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊とは、概ね１８０度異なる位相である。変調率が同じ場合、電流のベクトルと第２インバータ１２による電圧のベクトルとが同一直線上で１８０度異なる向きであると、第２インバータ１２の力率が“１”となる。その結果、第２インバータ１２を高い効率で動作させて、システム損失を最適化することができる。
Ｕ相電圧の最大振幅は “（４／３）Ｅ”となり（図２のベクトル図も参照）、相間電圧の最大振幅は、“２Ｅ”となる。尚、第１直流電源６１と第２直流電源６２とは独立しており、第１直流電源６１の第１直流電圧Ｅ１と、第２直流電源６２の第２直流電圧Ｅ２とは、異なる値であってもよい。例えば、正確には、Ｕ相電圧の最大振幅は、“（（２／３）Ｅ１）＋（２／３）Ｅ２”であるが、以下の説明も含めて、本明細書中では“Ｅ１＝Ｅ２＝Ｅ”として説明する。
図６及び図７の波形図は、第２高速度域制御モード（mode2-2）における第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊と、キャリアＣＡの一例とを示している。第２高速度域制御モードでは、第１インバータ１１が矩形波制御されるため、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊も矩形波状となる。図６は、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊が、空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM）など連続パルス幅変調（CPWM）の場合の電圧指令を例示している。図７は、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊が、非同期変調による不連続パルス幅変調（DPWM）の場合の電圧指令を例示している。図示は省略するが、第２インバータ１２は、上述したように、同期変調による不連続パルス幅変調（複数パルス変調（Multi-Pulses））により制御されてもよい。尚、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方が同期変調される場合には、キャリアＣＡは不要である。
第２高速度域制御モードでも第１制御モード及び第１高速度域制御モードと同様に、Ｕ相電圧の最大振幅は“（４／３）Ｅ”となり、相間電圧の最大振幅は、“２Ｅ”となる。
図８の波形図は、第２高速度域制御モード（mode2-3）における第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊と、キャリアＣＡの一例とを示している。第４制御モードでは、第１インバータ１１に加えて第２インバータ１２も矩形波制御されるため、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊及び第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊の双方が矩形波状となる。尚、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方が矩形波変調（同期変調）される場合には、キャリアＣＡは不要であるが、変調率などについて、第１制御モード、第１高速度域制御モード、第２高速度域制御モードとの比較が容易なようにキャリアＣＡも図示している。
ここで、図９から図１２も参照して、可聴周波数帯域のノイズについて説明する。図９及び図１０は、同じ動作条件（回転速度・トルク・直流リンク電圧等）においてインバータ１０を同一の制御方式で制御した場合（図９）と、異なる制御方式で制御した場合（図１０）とのノイズの周波数分布（シミュレーション結果）を示している。図９は、２つのインバータ１０が共に不連続パルス幅変調（DPWM）で制御された場合、図１０は、一方のインバータ１０が矩形波制御（1-Pulse）により制御され、他方のインバータ１０が連続パルス幅変調（CPWM）により制御されている形態を例示している。
同様に、図１１及び図１２は、同じ動作条件（回転速度・トルク・直流リンク電圧）においてインバータ１０を同一の制御方式で制御した場合（図１１）と、異なる制御方式で制御した場合（図１２）とのノイズの周波数分布を示している。図１１は、２つのインバータ１０が共に連続パルス幅変調（CPWM）で制御された場合、図１２は、一方のインバータ１０が不連続パルス幅変調（DPWM）により制御され、他方のインバータ１０が連続パルス幅変調（CPWM）により制御されている形態を例示している。尚、回転電機８０の回転速度、直流側の電圧、キャリア周波数（ここでは５［ｋＨｚ］）は、図９〜図１２において全て同一である。回転電機のトルクは、図９及び図１０に比べて、図１１及び図１２の方が高く、おおよそ１．７倍である。
図９と図１０との比較により明らかなように、インバータ１０を異なる制御方式で制御した場合（図１０）には、５［ｋＨｚ］よりも低周波数側と、１０［ｋＨｚ］の周辺とに高いノイズが生じている。インバータ１０を同一の制御方式で制御した場合（図９）には、５［ｋＨｚ］よりも低周波数側におけるノイズが抑制されている。即ち、インバータ１０を同一の制御方式で制御した場合には、インバータ１０を異なる制御方式で制御した場合に比べて、可聴周波数帯域（おおむね１０［Ｈｚ］〜２０［ｋＨｚ］と言われている。）のノイズが抑制されている。
同様に、図１１と図１２との比較により明らかなように、インバータ１０を異なる制御方式で制御した場合（図１２）には、５［ｋＨｚ］の周辺と、１０［ｋＨｚ］の周辺とに高いノイズが生じている。インバータ１０を同一の制御方式で制御した場合（図１１）には、５［ｋＨｚ］周辺のノイズが抑制されている。即ち、インバータ１０を同一の制御方式で制御した場合には、インバータ１０を異なる制御方式で制御した場合に比べて、可聴周波数帯域のノイズが抑制されている。尚、１０［ｋＨｚ］の周辺のノイズのピーク値については、インバータ１０を異なる制御方式で制御した場合（図１２）の方が、概ね２０％程度低い値となっている。
以上説明したように、回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１において第１インバータ１１と第２インバータ１２とを同じ制御方式で制御し、第２速度域ＶＲ２において第１インバータ１１と第２インバータ１２とを異なる制御方式で制御する制御モードを有する。これにより、回転電機８０の回転速度が相対的に低速の場合には、可聴周波数帯域のノイズを抑制し、回転電機８０の回転速度が相対的に高速の場合には、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。
ところで、図３に示した回転電機８０の動作領域において、一点鎖線は、１つのインバータ１０を用いて実現可能な動作領域を示している。第１領域Ｒ１の全ての領域は、１つのインバータ１０を用いて実現可能な動作領域に含まれている。上述したように、ステータコイル８の両端にそれぞれインバータ１０が接続されている場合、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡される。つまり、回転電機制御装置１は、実質的に１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介して回転電機８０を駆動することができる。第１領域Ｒ１では、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させ、他方のインバータ１０をスイッチング制御することによって、回転電機８０を駆動することができる。
例えば、第１領域Ｒ１において可聴周波数帯域のノイズが問題となる領域と、可聴周波数帯域のノイズが問題とはならない領域とが存在した場合、可聴周波数帯域のノイズが問題となる領域では双方のインバータ１０を同一の制御方式で制御し、可聴周波数帯域のノイズが問題とはならない領域では、一方をアクティブショートサーキット制御することができる。回転電機８０が自動車の駆動力源の場合、運転モードや、動作条件（回転速度やトルク）に応じて、可聴周波数帯域のノイズが問題となる領域と、可聴周波数帯域のノイズが問題とはならない領域とを区別できる場合がある。ここで、運転モードとは、市街地走行モード、高速道路走行モード等である。
図１３は、図３における第１領域Ｒ１の中に第５領域Ｒ５を設定した例を示している。第５領域Ｒ５では、回転電機制御装置１は、例えば、第２インバータ１２をアクティブショートサーキット制御によって短絡状態として、第１インバータ１１をパルス幅変調制御する第１制御モードによって回転電機８０を駆動制御する。第１制御モード（mode1）は、下記の表４に示すように、第１低速度域制御モード（mode1-1）と第２低速度域制御モード（mode1-2）とを有することができる。
Figure 2020036516
これにより、回転電機８０の回転速度が相対的に低速の場合で可聴ノイズが問題となる場合には、可聴周波数帯域のノイズを抑制し、回転電機８０の回転速度が相対的に低速の場合であっても可聴ノイズが問題とならない場合、及び、回転電機８０の回転速度が相対的に高速の場合には、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。
図１４の波形図は、第２低速度域制御モード（mode1-2）における第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊と、パルス幅変調の際のキャリアＣＡの一例とを示している。アクティブショートサーキット制御される第２インバータ１２の第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊はゼロである。第２低速度域制御モード（mode1-2）では、第１インバータ１１のみがインバータ１０として機能している。例えば、Ｕ相電圧の最大振幅は直流電源６の電圧を“Ｅ”として“（２／３）Ｅ”であり（図２のベクトル図も参照）、相間電圧の最大振幅は同様に直流電源６の電圧を“Ｅ”として“Ｅ”である。
上記においては、第１制御モード（＝第１低速度域制御モード）について、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１” 及び“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”が“０．３”未満の範囲で、連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御されると説明した（表３も参照）。第２低速度域制御モードでは、第２インバータ１２はアクティブショートサーキット制御されているため、変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”はゼロである。従って、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”を第１インバータ１１のみで達成する必要がある。第１低速度域制御モードも第１制御モードに含まれるから、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が、第１基準変調率Ｍ１（ここでは“０．２５”）の場合に選択される。このため、第１インバータ１１は、制御モード間のハンチングを防止するためのマージンα（例えば“０．１”）を含めて、変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”が“０．６＝０．２５×２＋０．１”未満の範囲で、連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御される。
ところで、上述したように、第３領域Ｒ３は、全制御領域の中で相対的に高回転速度・高トルクの制御領域である。このため、第２高速度域制御モード（mode2-2）において第２インバータ１２を制御するパルス幅変調として、同期変調による不連続パルス幅変調（複数パルス変調）が用いられた場合、同期する回転速度も速くなり、パルスの周波数も高くなる。また、第２インバータ１２を制御するパルス幅変調として、非同期変調（空間ベクトルパルス幅変調や、非同期変調による不連続パルス幅変調）が用いられた場合も、回転速度が高いため、キャリアの周波数が高くなり、パルスの周波数も高くなる傾向がある。
第２高速度域制御モードにおける第１インバータ１１の制御方式は、矩形波制御であるから、第１インバータ１１を制御するパルスの周波数は、第２インバータ１２よりも低くなる。第１高速度域制御モードでは、第１インバータ１１の制御方式が不連続パルス幅変調であり、第２インバータ１２の制御方式が空間ベクトルパルス幅変調などの連続パルス幅変調である。従って、パルスの周波数は、同等若しくは第２インバータ１２の方が高くなる。第１制御モードでは、２つのインバータ１０が共にパルス幅変調制御されるため、パルスの周波数は同等である。
このように、本実施形態において、第１インバータ１１は、パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に低いスイッチング周波数のパルスで制御されるインバータ１０である。一方、第２インバータ１２は、パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に高いスイッチング周波数のパルスで制御されるインバータ１０である。尚、表４、図１３及び図１４を参照して上述した第２低速度域制御モード（mode1-2）では、第１インバータ１１のみがパルス幅変調されるため、第１インバータ１１の方が第２インバータ１２よりもスイッチング周波数が高い。しかし、第２低速度域制御モードは、第１速度域ＶＲ１で実行される制御であり、回転電機８０の回転速度が低く、パルスの周波数も、第２速度域ＶＲ２で実行される制御に比べて低くなる。従って、第２低速度域制御モードについてはスイッチング周波数について考慮する必要性が低い。
上述したように、パルス幅変調制御が実行される場合に、第１インバータ１１に比べて第２インバータ１２の方が相対的に高いスイッチング周波数のパルスで制御される。このため、第１インバータ１１を、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に大きい第１スイッチング素子３１を用いて構成し、第２インバータ１２を、スイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子３２を用いて構成すると好適である。例えば、第１スイッチング素子３１として、Ｓｉ−ＩＧＢＴ又はＳｉ−ＭＯＳＦＥＴを用い、第２スイッチング素子３２として、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ−ＩＧＢＴを用いることができる。
炭化ケイ素（ＳｉＣ）はケイ素（Ｓｉ）と炭素（Ｃ）とで構成される化合物半導体材料である。ＳｉＣは、絶縁破壊電界強度がＳｉの１０倍程度であり、バンドギャップがＳｉの３倍程度のワイドバンドギャップであるという優れた物性を持つ。さらに、ＳｉＣは、デバイス作製に必要なｐ型、ｎ型の制御が広い範囲で可能である。ＳｉＣの絶縁破壊電界強度がＳｉよりも高いことより、ＳｉＣを用いて高耐圧パワーデバイスを構成する場合には、Ｓｉにより当該デバイスを構成する場合と比較して、高い不純物濃度且つ薄い膜厚でドリフト層を形成することができる。高耐圧パワーデバイスの抵抗成分のほとんどはドリフト層の抵抗となるので、ＳｉＣデバイスは、Ｓｉデバイスに比べて単位面積当たりのオン抵抗が非常に低くなる。例えば、理論上は同じ耐圧であれば、ＳｉＣデバイスのドリフト層抵抗は、Ｓｉデバイスのドリフト層抵抗と比較して面積あたり１／３００程度に低減することができる。
また、Ｓｉデバイスでは高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を改善するためにＩＧＢＴなどの少数キャリアデバイス（バイポーラデバイス）として構成されることが多い。但し、ＩＧＢＴは、スイッチング損失が大きく、高周波駆動では発熱も大きくなる。一方、ＳｉＣデバイスでは、高速なデバイス構造である多数キャリアデバイス（ショットキーバリアダイオードやＭＯＳＦＥＴ）で高耐圧を実現することができる。つまり、ＳｉＣデバイスでは、Ｓｉデバイスに比べて、高耐圧化、低オン抵抗化、高速化が実現できる。また、ＳｉＣは、ワイドバンドギャップであるため、Ｓｉよりも高温においても動作が可能なパワーデバイスを実現できる。窒化ガリウム（ＧａＮ）についても同様のことが言える。従って、第２スイッチング素子３２として、特に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴが用いられると好適である。
尚、上記においては、第１インバータ１１が、第１直流電源６１に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、第２インバータ１２が、第１直流電源６１とは独立した第２直流電源６２に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換する形態を例示して説明した。しかし、同一の直流電源６に接続された第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、それぞれ独立に制御される形態であってもよい。
〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明した回転電機制御装置（１）の概要について簡単に説明する。
互いに独立した複数相のオープン巻線（８）を有する回転電機（８０）を、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を介して駆動制御する回転電機制御装置（１）は、１つの態様として、前記第１インバータ（１１）が、前記複数相のオープン巻線（８）の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータ（１２）が、前記複数相のオープン巻線（８）の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）のそれぞれを、スイッチングパターン及びスイッチング周波数の少なくとも一方が異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、
前記回転電機（８０）の制御領域として、同じトルクにおいて前記回転電機（８０）の回転速度が相対的に低い第１速度域（ＶＲ１）と、前記回転電機（８０）の回転速度が前記第１速度域（ＶＲ１）よりも高い第２速度域（ＶＲ２）とが設定され、前記第１速度域（ＶＲ１）において前記第１インバータ（１１）と前記第２インバータ（１２）とを同じ制御方式で制御し、前記第２速度域（ＶＲ２）において前記第１インバータ（１１）と前記第２インバータ（１２）とを異なる制御方式で制御する制御モードを有する。
インバータ（１０）を制御する制御方式には、回転電機（８０）の回転速度やトルクになどの動作条件に応じた種々の方式が知られている。第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を、それぞれ独立した制御方式で制御することで、回転電機（８０）の動作条件に応じて、柔軟に２つのインバータ（１０）を制御することができる。さらに、第１インバータ（１１）と第２インバータ（１２）とを異なる制御方式で制御する制御モードを有することによって、制御の柔軟性を高め、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。
一方、インバータ（１０）をスイッチング制御した場合、交流電流の基本波に重畳される脈動成分が可聴周波数帯域のノイズを発生させる場合がある。特に回転電機（８０）の回転速度が低速の場合、脈動成分の周波数（或いはそのサイドバンド周波数）が可聴周波数帯域に含まれる可能性が高くなる。また、２つのインバータ（１０）がそれぞれ異なる制御方式で制御される場合には、それぞれの制御方式に応じた脈動が生じ、可聴周波数帯域のノイズが増加するおそれがある。回転電機（８０）の回転速度が相対的に低い第１速度域（ＶＲ１）において、第１インバータ（１１）と前記第２インバータ（１２）とを同じ制御方式で制御することによって、可聴周波数帯域のノイズが増加することを抑制することができる。また、オープン巻線（８）に電流を流す２つのインバータ（１０）は、電流の位相がほぼ１８０度異なる。２つのインバータ（１０）が同じ制御方式で制御された場合には、脈動成分を含めて電流の位相がほぼ１８０度異なることになる。従って、脈動成分の少なくとも一部を互いに打ち消し合うことができ、可聴周波数帯域のノイズを低減することもできる。
本構成によれば、第１速度域（ＶＲ１）において第１インバータ（１１）と第２インバータ（１２）とを同じ制御方式で制御し、回転電機（８０）の回転速度が第１速度域（ＶＲ１）よりも高い第２速度域（ＶＲ２）において第１インバータ（１１）と前記第２インバータ（１２）とを異なる制御方式で制御する制御モードを有する。従って、回転電機（８０）の回転速度が相対的に低速の場合には、可聴周波数帯域のノイズを抑制し、回転電機（８０）の回転速度が相対的に高速の場合には、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。即ち、本構成によれば、オープン巻線（８）の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータ（１０）を適切に制御することができる。
また、前記第２速度域（ＶＲ２）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）のそれぞれの制御方式を、前記回転電機（８０）の回転速度に応じて設定すると好適である。
回転電機（８０）の動作条件は、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。回転電機制御装置（１）が、１つのパラメータである回転速度に基づいて、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を制御する制御方式を変更すると、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。
或いは、前記第２速度域（ＶＲ２）では、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）のそれぞれの制御方式を、直流電力に対する複数相の交流電力の実効値の割合に応じて設定すると好適である。
例えば、回転電機（８０）に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流電圧を高くすることや、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流電圧が一定の場合には、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流電圧に対する３相交流電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。インバータ（１０）を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。回転電機（８０）に対する要求に応じて定まる直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合に基づいて、制御方式を変更することによって、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。
ここで、前記スイッチングパターンが異なる制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御とが含まれると好適である。
回転電機の制御方式には、種々の異なる方式が存在する。パルス幅変調制御は、広い変調率（直流電力に対する複数相の交流電力の実効値の割合）に亘って、滑らかに回転電機を駆動することができる。矩形波制御は、滑らかさはパルス幅変調制御に譲るが、物理的（数学的）に最高値の変調率によって回転電機を駆動することができる。スイッチングパターンが異なる制御方式として、パルス幅変調制御と矩形波制御とが実行可能であれば、制御の柔軟性を高め、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。
ここで、前記パルス幅変調制御は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、連続パルス幅変調及び不連続パルス幅変調を含み、前記連続パルス幅変調は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、正弦波パルス幅変調及び空間ベクトルパルス幅変調を含み、前記不連続パルス幅変調は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、前記回転電機の回転に同期せずにパルスが出力される非同期変調と、前記回転電機の回転に同期したパルスが出力される同期変調とを含み、前記同期変調は、前記回転電機の電気角の１周期に付き複数のパルスが出力される複数パルス変調を含むと好適である。
パルス幅変調制御には、種々の異なる方式が存在する。第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を、それぞれ異なる方式のパルス幅変調制御により制御する場合、回転電機（８０）の動作条件に応じて、柔軟に２つのインバータ（１０）を制御することができる。
また、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）は、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記スイッチングパターンが異なる制御方式には、複数相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子をオン状態とする又は複数相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子をオン状態とするアクティブショートサーキット制御を含むと好適である。
本構成のように、２つのインバータ（１０）を備えている場合には、それぞれのインバータ（１０）の直流側の電圧よりも大きい振幅の交流電圧を生成することができる。但し、回転電機制御装置（１）は、常に交流の振幅が大きくなるように２つのインバータ（１０）を制御する必要はなく、例えば回転電機（８０）の回転速度が低速の場合には、１つのインバータ（１０）によって生成可能な交流電圧を生成すれば充分な場合がある。２つのインバータ（１０）の内の一方をアクティブショートサーキット制御により制御すると、オープン巻線同士が当該一方のインバータ（１０）において短絡されることになる。この場合、他方のインバータ（１０）は、中性点を有するように接続された巻線を有する回転電機（８０）を駆動制御することになる。つまり、一方のインバータ（１０）をアクティブショートサーキット制御することによって、他方のインバータ（１０）のみで回転電機（８０）を駆動することができる。一方のインバータ（１０）はスイッチング動作をしないので、システム全体の損失を抑制して回転電機（８０）を駆動することができる。
また、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の内、前記パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に低いスイッチング周波数のパルスで制御される一方のインバータ（１０）は、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に大きい第１スイッチング素子（３１）を用いて構成され、前記パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に高いスイッチング周波数のパルスで制御される他方のインバータ（１０）は、前記スイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子（３２）を用いて構成されていると好適である。
２つのインバータ（１０）のそれぞれを異なる制御方式で制御する場合、例えば、第１インバータ（１１）を矩形波制御により制御し、第２インバータ（１２）をパルス幅変調制御により制御する場合がある。矩形波制御におけるパルスの周期と、パルス幅変調制御におけるパルスの周期とを比較すれば、電気角の１周期に同期して１周期のパルスが出力される矩形波制御のパルスに比べて、電気角の１周期において多数のパルスが出力されるパルス幅変調制御のパルスの方がパルスの周期が短くなり、スイッチング周波数が高くなる。この場合、第１インバータ（１１）のスイッチング周波数に比べて、第２インバータ（１２）のスイッチング周波数が高くなる。逆の場合、例えば、第１インバータ（１１）をパルス幅変調制御により制御し、第２インバータ（１２）を矩形波制御により制御する場合も、同様の考え方により、第２インバータ（１２）のスイッチング周波数に比べて、第１インバータ（１１）のスイッチング周波数が高くなる。
回転電機（８０）に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合には、パルス幅変調制御におけるスイッチング周波数も高くなる傾向がある。当然ながら、同じスイッチング損失であれば、スイッチング周波数が高くなるほど、損失の総量が多くなる。第１インバータ（１１）と第２インバータ（１２）とは、独立して制御されるため、それぞれの回路を独立して構成することができる。従って、スイッチング周波数が高くなる可能性のある側のインバータ（１０）については、スイッチング損失が相対的に小さくなるような回路構成であると好適である。即ち、パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に高いスイッチング周波数のパルスで制御される方のインバータ（１０）が、第１スイッチング素子（３１）に比べてスイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子（３２）を用いて構成されることによって、損失を低減させることができる。
ここで、前記第１スイッチング素子（３１）が、Ｓｉ−ＩＧＢＴ又はＳｉ−ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子（３２）が、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ−ＩＧＢＴであると好適である。
例えば、炭化ケイ素（ＳｉＣ）は、絶縁破壊電界強度がケイ素（Ｓｉ）よりも高いことより、高耐圧パワーデバイスを構成する場合に、高い不純物濃度且つ薄い膜厚でドリフト層を形成することができる。高耐圧パワーデバイスの抵抗成分のほとんどはドリフト層の抵抗となるので、ＳｉＣデバイスは、Ｓｉデバイスに比べて単位面積当たりのオン抵抗が低くなる。つまり、ＳｉＣデバイスは、Ｓｉデバイスに比べてスイッチング損失を小さくすることができる。窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いたデバイスも同様である。従って、第１スイッチング素子（３１）がＳｉデバイスの場合に、ＳｉＣデバイスやＧａＮデバイスを第２スイッチング素子（３２）とすることで、第１スイッチング素子（３１）に比べてスイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子（３２）を用いてインバータ（１０）を構成することができる。
１ ：回転電機制御装置
３ ：スイッチング素子
３Ａ ：アーム
３Ｈ ：上段側スイッチング素子
３Ｌ ：下段側スイッチング素子
８ ：ステータコイル（オープン巻線）
１０ ：インバータ
１１ ：第１インバータ
１２ ：第２インバータ
３１ ：第１スイッチング素子
３２ ：第２スイッチング素子
８０ ：回転電機
ＶＲ１：第１速度域
ＶＲ２：第２速度域

Claims (8)

  1. 互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置であって、
    前記第１インバータは、前記複数相のオープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
    前記第２インバータは、前記複数相のオープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
    前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれを、スイッチングパターン及びスイッチング周波数の少なくとも一方が異なる複数の制御方式により制御可能であると共に、互いに独立した前記制御方式で制御可能であり、
    前記回転電機の制御領域として、同じトルクにおいて前記回転電機の回転速度が相対的に低い第１速度域と、前記回転電機の回転速度が前記第１速度域よりも高い第２速度域とが設定され、
    前記第１速度域において前記第１インバータと前記第２インバータとを同じ制御方式で制御し、前記第２速度域において前記第１インバータと前記第２インバータとを異なる制御方式で制御する制御モードを有する、回転電機制御装置。
  2. 前記第２速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれの制御方式を、前記回転電機の回転速度に応じて設定する、請求項１に記載の回転電機制御装置。
  3. 前記第２速度域では、前記第１インバータ及び前記第２インバータのそれぞれの制御方式を、直流電力に対する複数相の交流電力の実効値の割合に応じて設定する、請求項１に記載の回転電機制御装置。
  4. 前記スイッチングパターンが異なる制御方式には、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御とが含まれる、請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
  5. 前記パルス幅変調制御は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、連続パルス幅変調及び不連続パルス幅変調を含み、
    前記連続パルス幅変調は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、正弦波パルス幅変調及び空間ベクトルパルス幅変調を含み、
    前記不連続パルス幅変調は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、前記回転電機の回転に同期せずにパルスが出力される非同期変調と、前記回転電機の回転に同期したパルスが出力される同期変調とを含み、
    前記同期変調は、前記回転電機の電気角の１周期に付き複数のパルスが出力される複数パルス変調を含む、請求項４に記載の回転電機制御装置。
  6. 前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
    前記スイッチングパターンが異なる制御方式には、複数相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子をオン状態とする又は複数相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子をオン状態とするアクティブショートサーキット制御を含む、請求項４又は５に記載の回転電機制御装置。
  7. 前記第１インバータ及び前記第２インバータの内、前記パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に低いスイッチング周波数のパルスで制御される一方のインバータは、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に大きい第１スイッチング素子を用いて構成され、前記パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に高いスイッチング周波数のパルスで制御される他方のインバータは、前記スイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子を用いて構成されている、請求項４から６の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
  8. 前記第１スイッチング素子は、Ｓｉ−ＩＧＢＴ又はＳｉ−ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ−ＩＧＢＴである、請求項７に記載の回転電機制御装置。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11336206B2 (en) * 2020-09-23 2022-05-17 Rockwell Automation Technoligies, Inc. Switching frequency and PWM control to extend power converter lifetime
US11712967B2 (en) * 2021-07-29 2023-08-01 Rivian Ip Holdings, Llc Torque-equalizing fault response for electric vehicle
CN115459670B (zh) * 2022-11-10 2023-06-20 西南交通大学 一种永磁牵引变流器的多模式调制方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008219956A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Mitsubishi Electric Corp 電動機駆動制御装置及び電動機
JP2013132135A (ja) * 2011-12-21 2013-07-04 Aisin Aw Co Ltd 回転電機制御装置
JP2014171362A (ja) * 2013-03-05 2014-09-18 Nippon Soken Inc 電力変換装置
JP2015139341A (ja) * 2014-01-24 2015-07-30 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
JP2016092946A (ja) * 2014-11-04 2016-05-23 株式会社デンソー 電力変換装置
JP2016123168A (ja) * 2014-12-24 2016-07-07 トヨタ自動車株式会社 駆動装置
JP2017005810A (ja) * 2015-06-05 2017-01-05 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 回転電機制御装置

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7511385B2 (en) * 2005-11-11 2009-03-31 Converteam Ltd Power converters
US9056603B2 (en) * 2012-05-01 2015-06-16 GM Global Technology Operations LLC System and method for controlling engine torque to prevent driveline bump during a downshift when a throttle valve is closed

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008219956A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Mitsubishi Electric Corp 電動機駆動制御装置及び電動機
JP2013132135A (ja) * 2011-12-21 2013-07-04 Aisin Aw Co Ltd 回転電機制御装置
JP2014171362A (ja) * 2013-03-05 2014-09-18 Nippon Soken Inc 電力変換装置
JP2015139341A (ja) * 2014-01-24 2015-07-30 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
JP2016092946A (ja) * 2014-11-04 2016-05-23 株式会社デンソー 電力変換装置
JP2016123168A (ja) * 2014-12-24 2016-07-07 トヨタ自動車株式会社 駆動装置
JP2017005810A (ja) * 2015-06-05 2017-01-05 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 回転電機制御装置

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